JP5901765B2 - ヒートポンプ装置、空気調和機および冷凍機 - Google Patents

Description

本発明は、圧縮機を有するヒートポンプ装置、ヒートポンプシステム、空気調和機および冷凍機に関する。

暖房時の運転停止中に、高周波の低電圧を圧縮機に供給するものがある（例えば、特許文献１参照）。

また、空気調和機の周囲温度が低温状態を検知した際に、通常運転時より高周波数の単相交流電圧を圧縮機に供給するものがある（例えば、特許文献２参照）。

さらに、直流電流を流す拘束通電を行うことによりモータの巻線の銅損にて予熱を行うものがある（例えば、特許文献３参照）。

また、基準信号に同期した駆動信号によりインバータを駆動することで供給される電圧値に依存せず、定電力、低騒音にて加熱を可能とするものがある（特許文献４参照）。

実開昭６０−６８３４１号公報 特開昭６１−９１４４５号公報 特開２００７−１６６７６６号公報 特開２０１１−３８６８９号公報

しかしながら、特許文献１に示す技術は高周波の低電圧についての詳細な記載がなく、製造ばらつきや環境ばらつきによる影響によらず圧縮機の加熱量を一定に保つという高周波印加による課題を解決することはできない。

また、特許文献２では、２５ｋＨｚといった高周波の単相交流電源にて印加することが記載されている。特許文献２では、高周波化により、可聴域を外れることによる騒音抑制、共振周波数を外れることによる振動抑制、巻線のインダクタンス分による小電流化での入力低減と温度上昇防止、圧縮機の回転部の回転抑制といった効果が示されている。

しかしながら、特許文献２に記載の技術では、高周波の単相交流電源を用いているため、特許文献２の図３に示されるように全てのスイッチング素子がオフとなる全オフ区間が比較的長く発生することになる。この時、高周波電流は還流ダイオードを介して電動機を還流せずに直流電源に回生され、オフ区間の電流の減衰が早く、電動機に効率的に高周波電流が流れずに圧縮機の加熱効率が悪くなるという課題がある。また、製造ばらつきや環境ばらつきによる影響によらず圧縮機の加熱量を一定に保つという高周波印加による課題を解決することはできない。また、小型で鉄損の小さなモータを用いた場合、印加電圧に対する発熱量が小さくなり使用可能範囲内の電圧で、必要な加熱量を得られないといった課題がある。

また、特許文献３には、特許文献３の図４に示すようにモータ巻線に直流電流を流す拘束通電を行うことにより、ロータを固定し回転することなく予熱可能といった技術が開示されている。

しかし、近年のモータの高効率設計によりモータの巻線抵抗が小さくなる傾向にあり、特許文献３に示すモータ巻線に直流電流を流す予熱方法の場合、発熱量は巻線抵抗と電流の二乗で得られるため巻線抵抗が減少した分、電流が増加することとなりインバータの損失が増大による発熱が問題となり、信頼性の低下や放熱構造へのコスト増加といった課題がある。

特許文献４に記載された技術では、モータのインピーダンスが高い場合には出力電圧に対して流れる電流が小さくなるため、十分に電力を投入することができない。またインピーダンスが低い場合には出力電圧に対して流れる電流が大きくなるため、少ない電圧で電力が得られる反面、電圧の出力精度が悪化し、正負の出力電圧アンバランスによる直流電圧重畳や、出力電圧低下によるインバータのＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）幅が狭くなることにより狭小パルス電流が流れることによるインバータ損失悪化などの課題がある。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、騒音を抑えつつ、圧縮機内に滞留した冷媒を効率よく加熱することができるヒートポンプ装置、ヒートポンプシステム、空気調和機および冷凍機を目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、冷媒を圧縮する圧縮機と、前記圧縮機を駆動するモータと、前記モータの巻線構造を切替える巻線切替部と、前記モータに所望の電圧を印加するインバータと、前記インバータを駆動するＰＷＭ信号を生成し、運転モードとして、前記圧縮機を加熱運転する加熱運転モードと前記圧縮機を通常運転して冷媒を圧縮する通常運転モードとを有し、前記巻線切替部の切替え動作を制御するインバータ制御部と、を備え、前記モータは、前記巻線切替部との接続状態に応じて、インピーダンスが大となる第１の巻線構造と、前記第１の巻線構造よりインピーダンスが小さい第２の巻線構造とのいずれか一方の巻線構造を形成し、前記インバータ制御部は、前記加熱運転モードでは、電圧指令値に応じて前記巻線切替部の切替えを制御する。

本発明にかかるヒートポンプ装置は、波形出力精度の高い高周波電圧を生成することができ、騒音の発生を抑えつつ、圧縮機内に滞留した冷媒を効率よく加熱することができるという効果を奏する。

また、本発明にかかるヒートポンプ装置は、インバータに供給される電圧値に依存せず常に一定の電力をモータに投入することが可能となり、加熱不足による圧縮機の破損を防止することができるという効果を奏する。

図１は、実施の形態１のヒートポンプ装置の構成例を示す図である。 図２は、実施の形態１におけるインバータの構成を示す図である。 図３は、実施の形態１におけるインバータ制御部の構成例を示す図である。 図４−１は、巻線切替部の構成例を示す図である。 図４−２は、巻線切替部の動作を説明するための図である。 図４−３は、巻線切替部の動作を説明するための図である。 図５は、実施の形態１の加熱判断部の構成例を示す図である。 図６は、外気温度および圧縮機温度と冷媒寝込み量との時間変化の一例を示す図である。 図７は、直流通電部の構成例を示す図である。 図８は、高周波通電部の構成例を示す図である。 図９は、実施の形態１における８通りのスイッチングパターンの一例を示す図である。 図１０は、通電切替部により直流通電を選択した際の動作波形の一例を表す図である。 図１１は、通電切替部により高周波通電を選択した際の動作波形の一例を表す図である。 図１２は、高周波位相切替部を有する高周波通電部の構成例を示す図である。 図１３は、Ｖ＊を任意の値とし、高周波位相指令演算部の出力を０°とした場合の動作を表す図である。 図１４は、図１３に示す電圧ベクトルの変化の説明図である。 図１５は、ＩＰＭモータのロータ位置の説明図である。 図１６は、ＩＰＭモータのロータ位置による電流変化を示す図である。 図１７は、θｆを時間の経過とともに変化させた場合の印加電圧を示す図である。 図１８は、θｆが０度、３０度、６０度の時のモータのＵＶＷの各相に流れる電流の一例を示す図である。 図１９は、実施の形態１におけるインバータ制御部の動作の一例を示すフローチャートである。 図２０は、実施の形態２の巻線切替部の構成例を示す図である。 図２１は、インダクタンスＬと最大電力Ｐｍａｘの関係の一例を示す図である。 図２２は、インダクタンスＬに対する電圧指令Ｖｋの一例を示す図である。 図２３−１は、線間電圧に対する計算誤差の影響を示す概念図である。 図２３−２は、線間電圧に対する計算誤差の影響を示す概念図である。 図２４は、ＣＲフィルタを用いた場合の検出電流の一例を示す図である。 図２５は、実施の形態３のヒートポンプ装置の構成例を示す図である。 図２６は、図２５に示すヒートポンプ装置の冷媒の状態についてのモリエル線図である。

以下に、本発明にかかるヒートポンプ装置、ヒートポンプシステム、空気調和機および冷凍機の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明にかかるヒートポンプ装置の実施の形態１の構成例を示す図である。図１に示すように、本実施の形態のヒートポンプ装置１００は、圧縮機１、四方弁２、熱交換器３、膨張機構４および熱交換器５が、冷媒配管６を介して順次接続された冷凍サイクル、を備える。圧縮機１の内部には冷媒を圧縮する圧縮機構７と、この圧縮機構７を動作させるモータ８とが設けられている。モータ８は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相の巻線を有する三相モータである。

モータ８に電圧を与え駆動させるインバータ９は、巻線切替部３３を介してモータ８と電気的に接続されている。インバータ９は、直流電圧（母線電圧）Ｖｄｃを電源としてモータ８のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の巻き線に電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗをそれぞれ印加する。

また、インバータ９には、インバータ制御部１０が電気的に接続されており、インバータ制御部１０は、通常運転モード、加熱運転モードの２つの運転モードにそれぞれ対応する通常運転モード制御部１１、加熱運転モード制御部１２を備え、インバータ９を駆動するための信号、例えばＰＷＭ信号をインバータ９へ出力するとともに、巻線切替部３３を切替えるための信号を出力する。

通常運転モード制御部１１は、モータ８を回転駆動するようにＰＷＭ信号を出力する。加熱運転モード制御部１２は、加熱判断部１４と、直流通電部１５、高周波通電部１６を備えることにより、通常運転モードとは異なり、モータ８に直流電流、もしくはモータ８が追従できない高周波電流を流すことによりモータ８を回転駆動せずに加熱を行うことで、圧縮機１に滞留した液冷媒を温め気化させることで排出を行う。

図２は、本実施の形態におけるインバータ９の構成を示す図である。インバータ９は、母線電圧Ｖｄｃを電源として、２つのスイッチング素子（９１ａと９１ｄ、９１ｂと９１ｅ、９１ｃと９１ｆ）の直列接続部が３個並列に接続され、各スイッチング素子９１ａ〜９１ｆそれぞれと並列に接続された環流ダイオード９２ａ〜９２ｆを備える回路である。インバータ９はインバータ制御部１０より送られるＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮにより、それぞれに対応したスイッチング素子（ＵＰは９１ａ、ＶＰは９１ｂ、ＷＰは９１ｃ、ＵＮは９１ｄ、ＶＮは９１ｅ、ＷＮは９１ｆ）を駆動することで、三相の電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを発生させ、巻線切替部３３を介してモータ８のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の巻き線それぞれに印加する。

図３は、本実施の形態におけるインバータ制御部１０の構成例を示す図である。インバータ制御部１０は、加熱運転モード制御部１２、駆動信号生成部１３および巻線切替判断部３４を備える。巻線切替判断部３４は運転モード情報（通常運転モードまたは加熱運転モードのいずれであるかを示す情報）に基づいて、巻線切替部３３を動作させる信号を出力する。

加熱運転モード制御部１２は、加熱判断部１４、直流通電部１５および高周波通電部１６を備える。加熱判断部１４は、加熱指令部１７と通電切替部１８を備える。加熱指令部１７は、寝込冷媒の追い出しに必要な必要加熱量Ｈ＊を求める。直流通電部１５は、Ｈ＊に基づいて直流電圧指令Ｖｄｃ＊と直流位相指令θｄｃを生成する。高周波通電部１６は、高周波交流電圧を生成するための高周波電圧指令Ｖａｃ＊と高周波位相指令θａｃを生成する。また、加熱指令部１７は通電切替部１８へ切替信号を送ることで、Ｖｄｃ＊、θｄｃもしくはＶａｃ＊、θａｃ＊のどちらかを選択して電圧指令Ｖ＊、位相指令θとして駆動信号生成部１３へ信号を伝達するかを制御する。

駆動信号生成部１３は、電圧指令生成部１９、ＰＷＭ信号生成部２０から構成される。電圧指令生成部１９は、電圧指令Ｖ＊、位相指令θに基づいて三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成する。ＰＷＭ信号生成部２０は三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊及び母線電圧Ｖｄｃに基づいて、インバータ９を駆動するためのＰＷＭ信号（ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮ）を生成することで、モータ８に電圧を印加して圧縮機１を加熱する。

以下、詳細動作について説明する。図４−１〜図４−３は、巻線切替部３３の動作を説明するための図である。先ず、巻線切替判断部３４による巻線切替部３３の動作について、構成例を示した図４−１を用いて説明する。巻線切替部３３は、Ｕ相巻線の両端をａ−ａ’、Ｖ相巻線の両端をｂ−ｂ’、Ｗ相巻線の両端をｃ−ｃ’とした場合、接点３３Ｂをオン（閉）とし接点３３Ａをオフ（開）とすると、各相巻線の一端ａ’とｂ’とｃ’が接続され図４−２に示すようにＹ結線となる。一方、接点３３Ｂをオフとし設定３３Ａをオンとした場合、ａとｂ’、ｂとｃ’、ｃとａ’が接続され図４−３に示すようにΔ結線とすることができるため、モータ巻線の結線を切替えることで、インバータからみたモータ巻線の相インピーダンスはＹ結線を基準とすると等価的に１／√３倍とすることができる。

ここで、通常運転モードでの運転周波数は高々数百Ｈｚであるのに対して、加熱運転モードの運転周波数は数ｋＨｚ以上の周波数で動作するため、加熱運転モードによるモータ８の巻線インピーダンスの方が通常運転モードより大きくなり、インバータ９の出力電圧に対して電流が流れづらくなる。一般的には消費電力の大きい通常運転に最適化して設計されるため、加熱運転に適した設計とはなっていないことが大半であり、電流低減により圧縮機の加熱が困難となる場合がある。そのため、加熱運転モード時にはモータ８のインピーダンスが最適になるように巻線切替部３３により結線を切替えることで、加熱運転モードに適した巻線インピーダンスとすることができるため、加熱量を増加させることができる。また、直流通電においてもインピーダンスが低くなるため、投入できる電力を増加させることができ加熱量を増加させることができる。なお、巻線切替部３３の構成は上記の例に限定されない。

次いで加熱判断部１４について図５を用いて詳細を説明する。図５は、本実施の形態の加熱判断部１４の構成例を示す図である。加熱判断部１４は加熱指令部１７と通電切替部１８で構成され、加熱指令部１７は温度検出部２１、寝込量推定部２２、寝込量検出部２３、寝込判定切替部２４、加熱可否判断部２５、加熱指令演算部２６および通電切替判断部２７を備える。

温度検出部２１は外気温度（Ｔｃ）及び圧縮機１の温度（Ｔｏ）を検出する。寝込量推定部２２は、外気温度及び圧縮機１の温度（圧縮機温度）に基づいて、圧縮機１内に滞留した液冷媒量の推定を行う。ここで、圧縮機１は冷凍サイクル中で最も熱容量が大きく、外気温度の上昇に対して、圧縮機温度は遅れて上昇するため、冷凍サイクル中で最も温度が低くなる。そのため図６に示すような温度関係になる。図６は、外気温度および圧縮機温度と冷媒寝込み量との時間変化の一例を示す図である。

図６に示すように、圧縮機温度は、冷媒は冷凍サイクル中で最も温度が低い場所で滞留し液冷媒として溜まるため、温度の上昇時には圧縮機１内に冷媒が溜まる（図６の寝込発生区間）。そのため、寝込量推定部２２は例えば実験的に求めた外気温度と圧縮機温度の関係から時間当たりの冷媒寝込量を推定することが可能である。例えば、外気温度と圧縮機温度の差や圧縮機温度の加熱開始からの変化量とに基づいて寝込量を推定する。なお、外気温度のみを検出しても、圧縮機１の熱容量が分かれば外気温度の変化に対して圧縮機温度がどの程度遅れて変化するか推定が可能である。このことから圧縮機１の温度を検出せず、外気温度を検出するように構成して、センサ数削減によるコスト削減も可能である。また、熱交換器３に代表される冷凍サイクルを構成する部品の温度を検出することでも同様の推定が可能であることは言うまでもない。

また、寝込量検出部２３として、寝込量を検出するセンサを設けることにより直接冷媒の寝込量を検出することでより正確な寝込量を把握することが可能である。なお、寝込量を検出するセンサとしては液量を測る静電容量センサや、レーザーや音、電磁波等による圧縮機１の上部と冷媒の液面の距離を測るセンサ等がある。なお、寝込量推定部２２及び寝込量検出部２３の出力については、寝込判定切替部２４によりどちらかを選択するよう構成しても良く、もちろん両方の寝込量を使用して制御を行っても何ら問題ない。

加熱可否判断部２５は、寝込判定切替部２４の出力である寝込量に基づいて、加熱の必要有と判断した場合にはＯＮ信号（加熱運転を行うことを示す）を出力し、加熱不要と判断した場合にはＯＦＦ信号（加熱運転を行わないことを示す）を出力する。また、加熱指令演算部２６は、寝込量に応じて、寝込んだ冷媒を追い出すのに必要な加熱指令Ｈ＊を演算する。加熱指令Ｈ＊は圧縮機１の種類や大きさにより変化し、大きい場合や熱が伝わりにくい素材や形状の場合には、加熱指令Ｈ＊を高く設定することで確実に液冷媒を排出することが可能となる。また、通電切替判断部２７は、必要加熱量Ｈ＊が所定の切替閾値以上の場合には通電切替部１８に直流通電に切替える信号を出力し、必要加熱量Ｈ＊が切替閾値よりも小さい場合には、通電切替部１８に高周波通電に切替える信号を出力することで、通電方法を切替える。

次に直流通電部１５について図７を用いて説明する。図７は、直流通電部１５の構成例を示す図である。直流通電部１５は直流電圧指令演算部２８と直流位相指令演算部２９で構成される。直流電圧指令演算部２８は必要加熱量Ｈ＊に基づいて、発熱に必要な直流電圧指令Ｖｄｃ＊の出力を行う。直流電圧指令演算部２８は例えば必要加熱量Ｈ＊と直流電圧指令Ｖｄｃ＊の関係をテーブルデータとしてあらかじめ記憶しておき、直流電圧指令Ｖｄｃ＊を得ることが可能である。なお、必要加熱量Ｈ＊を入力として説明しているが、外気温度や圧縮機温度、圧縮機構造情報など種々のデータをさらに入力として直流電圧指令Ｖｄｃ＊を求めることにより、より正確な値を得ることが可能となり信頼性を向上させることが可能であることは言うまでもない。

また、直流位相指令演算部２９は、モータ８に通電するための位相θｄｃを求める。直流電圧を印加するためにθｄｃは固定値とし、例えばモータ８の０°の位置に通電する場合には、θｄｃ＝０を出力する。ただし、固定値で連続通電を行った場合、モータ８の特定部分のみが発熱する恐れがあるため、時間の経過とともにθｄｃを変化させていくことで、モータ８を均一に加熱することが可能となる。

ここで、直流通電の場合、モータ８に直流電流Ｉｄｃを流すことでモータ８を構成する巻線の抵抗ＲによりＲとＩｄｃに比例した銅損による発熱にて圧縮機１を加熱可能であるため、直流電流Ｉｄｃを増加するようインバータ９を駆動することで大きな発熱量を得ることが可能となり、液化した冷媒を短時間で排出することが可能である。しかし、近年のモータ８は高効率設計により巻線の抵抗Ｒは小さくなる傾向であり、同一発熱量を得るためにはＲが小さくなった分Ｉｄｃを増加させる必要があり、結果インバータ９に流れる電流が大きくなるため損失悪化によるインバータ９の発熱が懸念されるだけでなく、消費電力も増加するため長時間の直流通電が困難である。

次に高周波通電部１６について図８を用いて説明する。図８は、高周波通電部１６の構成例を示す図である。高周波通電部１６は高周波電圧指令演算部３０と高周波位相指令演算部３１で構成される。高周波電圧指令演算部３０は必要加熱量Ｈ＊に基づいて、発熱に必要な高周波電圧指令Ｖａｃ＊の出力を行う。高周波電圧指令演算部３０は例えば必要加熱量Ｈ＊と高周波電圧指令Ｖａｃ＊の関係をテーブルデータとしてあらかじめ記憶しておき、高周波電圧指令Ｖａｃ＊を得ることが可能である。なお、必要加熱量Ｈ＊を入力としているが、外気温度や圧縮機温度、圧縮機構造情報など種々のデータから高周波電圧指令Ｖａｃ＊を求めることにより、より正確な値を得ることが可能となり信頼性を向上させることが可能であることは言うまでもない。

また、高周波位相指令演算部３１は、モータ８に通電するための位相θａｃを求める。高周波電圧を印加するために時間に対してθａｃ＝０°〜３６０°の間を連続的に変化させることで、高周波電圧の発生を行う。ここで、０°〜３６０°の変化の周期を短くすることで高周波電圧の周波数を増加させることが可能となる。

直流通電に対して、高周波通電の場合、インバータ９によりモータ８に高周波電流Ｉａｃを流すことで、モータ８を構成する固定子や回転子の材料である磁性体に渦電流損やヒステリシス損といった鉄損を発生させることによりモータ８を加熱することが可能となる。また、高周波電流の角周波数ωを高くした場合、鉄損増加により発熱量を大きくすることが可能なだけでなく、モータ８のインダクタンスＬによるインピーダンスを高くすることが可能となり、流れる電流Ｉａｃも抑制できる。このため、インバータ９の損失を低減しつつモータ８の加熱が可能となり、省エネルギー化が可能であり地球温暖化防止に寄与できる。一方で、高周波通電を行うとモータ８の電磁音による騒音が発生するため、可聴周波数である２０ｋＨｚに近づける必要がある。このため、鉄損が小さい小型のモータやインダクタンスが大きいモータを用いた場合には、必要な加熱量を得ることができない課題がある。

そこで、本実施の形態では、必要加熱量Ｈ*が大きい場合には直流通電を行うことで加熱量を大きくすることにより短時間で液冷媒の排出を行うことができる。必要加熱量Ｈ＊が小さい場合には高周波通電を行うことで消費電力を削減した加熱を行うことで、確実に液冷媒を排出可能となり信頼性が向上するだけでなく、消費電力を削減した地球温暖化防止に寄与した運転が可能となる。このため、通電切替判断部２７は必要加熱量Ｈ＊が切替閾値以上の場合には通電切替部１８により直流通電に切替え、必要加熱量Ｈ＊が切替閾値よりも小さい場合には、通電切替部１８により高周波通電に切替えることで電圧指令Ｖ＊と位相指令θ＊を得る構成とすることで、前述の効果を得ることが可能となる。

電圧指令Ｖ＊と位相指令θ＊の取得方法について述べたため、次に、電圧指令生成部１９の電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の生成方法と、ＰＷＭ信号生成部２０のＰＷＭ信号の生成方法とについて説明する。

モータ８が三相モータの場合には、一般的にＵＶＷ相の位相は互いに１２０°（＝２π／３）異なる。そのため、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を下記式（１）〜式（３）のように位相が２π／３ずつ異なる余弦波（正弦波）と定義する。
Ｖｕ＊＝Ｖ＊×ｃｏｓθ …（１）
Ｖｖ＊＝Ｖ＊×ｃｏｓ（θ−（２／３）π） …（２）
Ｖｗ＊＝Ｖ＊×ｃｏｓ（θ＋（２／３）π） …（３）

電圧指令生成部１９は、電圧指令値Ｖ＊と、位相指令θとに基づき、式（１）〜式（３）により電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を計算し、計算した電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をＰＷＭ信号生成部２０へ出力する。ＰＷＭ信号生成部２０は、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、所定の周波数で振幅Ｖｄｃ／２のキャリア信号（基準信号）とを比較し、相互の大小関係に基づきＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮを生成する。

なお、式（１）〜式（３）では、単純な三角関数で電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を求めているが、その他に二相変調や、三次高調波重畳変調、空間ベクトル変調といった電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を求める手法を用いても何ら問題ない。

ここで、電圧指令値Ｖｕ＊がキャリア信号よりも大きい場合には、ＵＰはスイッチング素子９１ａをオンにする電圧とし、ＵＮはスイッチング素子９１ｄをオフにする電圧とする。また、電圧指令値Ｖｕ＊がキャリア信号よりも小さい場合には、逆に、ＵＰはスイッチング素子９１ａをオフにする電圧とし、ＵＮはスイッチング素子９１ｄをオンにする電圧とする。他の信号についても同様であり、電圧指令値Ｖｖ＊とキャリア信号との比較によりＶＰ、ＶＮが決定され、電圧指令値Ｖｗ＊とキャリア信号との比較によりＷＰ、ＷＮが決定される。

一般的なインバータの場合、相補ＰＷＭ方式を採用しているため、ＵＰとＵＮ、ＶＰとＶＮ、ＷＰとＷＮは互いに逆の関係となる。そのため、スイッチングパターンは全部で８通りとなる。

図９は、本実施の形態における８通りのスイッチングパターンの一例を示す図である。なお、図９では、各スイッチングパターンで発生する電圧ベクトルにＶ０〜Ｖ７の符号を付している。また、各電圧ベクトルの電圧の方向を±Ｕ，±Ｖ，±Ｗ（電圧が発生しない場合には０）で表している。ここで、＋Ｕとは、Ｕ相を介してモータ８へ流入し、Ｖ相及びＷ相を介してモータ８から流出するＵ相方向の電流を発生させる電圧であり、−Ｕとは、Ｖ相及びＷ相を介してモータ８へ流入し、Ｕ相を介してモータ８から流出する−Ｕ相方向の電流を発生させる電圧である。±Ｖ，±Ｗについても同様に各相における方向を示している。

図９に示すスイッチングパターンを組み合わせて電圧ベクトルを出力することでインバータ９に所望の電圧を出力させることができる。圧縮機１の冷媒をモータ８にて圧縮動作させる場合（通常運転モード）には数１０〜数ｋＨｚ以下で動作することが一般的である。通常運転モードの印加電圧が数１０〜数ｋＨｚであるときに、加熱運転モードでは、位相θを固定値にすることで直流電圧を発生させて圧縮機１を加熱可能であり、また、θを高速で変化させることにより数ｋＨｚを超える高周波電圧（高周波交流電圧）を出力し、圧縮機１に通電し加熱することが可能となる。なお、高周波電圧は３相に印加してもよいし、２相に印加してもよい。

図１０は通電切替部１８により直流通電を選択した際の動作波形の一例を表す図である。θ＝９０°に設定した場合は、Ｖｕ＊＝０、Ｖｖ＊＝−０．５Ｖ＊、Ｖｗ＊＝０．５Ｖ＊となり、キャリア信号（基準信号）と比較した結果、図１０に示すＰＷＭ信号が得られ、図９の電圧ベクトルＶ０（０電圧）、Ｖ２（＋Ｖ電圧）、Ｖ６（―Ｗ電圧）、Ｖ７（０電圧）が出力され、モータ８に直流電流を流すことが可能となる。

また、図１１は通電切替部１８により高周波通電を選択した際の動作波形の一例を表す図である。θ＝０°〜３６０°に設定しているため、Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊はそれぞれ１２０°位相差の正弦（余弦）波となり、キャリア信号（基準信号）と比較した結果、図１１に示すＰＷＭ信号が得られ、時間の変化とともに電圧ベクトルが変化し、モータ８に高周波電流を流すことが可能となる。

ただし、一般的なインバータの場合、キャリア信号の周波数であるキャリア周波数はインバータのスイッチング素子のスイッチングスピードにより上限が決まっている。そのため、搬送波であるキャリア周波数以上の高周波電圧を出力することは困難である。なお、一般的なＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）の場合、スイッチングスピードの上限は２０ｋＨｚ程度である。

また、高周波電圧の周波数がキャリア周波数の１／１０程度になると、高周波電圧の波形出力精度が悪化し直流成分が重畳するなど悪影響を及ぼす虞がある。この点を考慮し、キャリア周波数を２０ｋＨｚとした場合に、高周波電圧の周波数をキャリア周波数の１／１０の２ｋＨｚ以下とすると、高周波電圧の周波数は可聴周波数領域となり、騒音悪化が懸念される。

そこで、高周波通電部１６を、図１２に示すように高周波位相指令演算部３１の出力に、０°と１８０°を切替えて出力する高周波位相切替部３２の出力を加算して高周波位相指令θａｃとして出力するよう構成してもよい。図１２は、このような高周波通電部１６の構成例を示す図である。図１２の構成例では、高周波位相指令演算部３１は固定値を出力し、モータ８のどの位相に通電するかのみを出力する。高周波位相切替部３２は、キャリア信号の頂または底のタイミングで０°と１８０°を切替え、キャリア信号に同期して正負の電圧出力を行うことで、キャリア周波数と同等の周波数の電圧出力を可能とする。

図１３は、Ｖ＊を任意の値とし、高周波位相指令演算部３１の出力を０°とした場合の動作を表す図である。高周波位相指令θａｃがキャリア信号の頂もしくは底、頂及び底のタイミングで０°と１８０°が切り替わることで、キャリア信号に同期したＰＷＭ信号を出力することが可能となる。このとき、電圧ベクトルはＶ０（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝０）、Ｖ４（ＵＰ＝１、ＶＰ＝ＷＰ＝０）、Ｖ７（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝１）、Ｖ３（ＵＰ＝０、ＶＰ＝ＷＰ＝１）、Ｖ０（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝０）、・・・の順で変化する。

図１４は、図１３に示す電圧ベクトルの変化の説明図である。なお、図１４では、破線で囲まれたスイッチング素子９１がオン、破線で囲まれていないスイッチング素子９１がオフの状態であることを表している。図１４に示すように、Ｖ０ベクトル、Ｖ７ベクトル印加時はモータ８の線間が短絡状態となり、電圧が出力されない。この場合、モータ８のインダクタンスに蓄えられたエネルギーが電流となって短絡回路中を流れる。また、Ｖ４ベクトル印加時には、Ｕ相を介してモータ８へ流入し、Ｖ相及びＷ相を介してモータ８から流出するＵ相方向の電流（＋Ｉｕの電流）が流れ、Ｖ３ベクトル印加時には、Ｖ相及びＷ相を介してモータ８へ流入し、Ｕ相を介してモータ８から流出する−Ｕ相方向の電流（−Ｉｕの電流）がモータ８の巻線に流れる。つまり、Ｖ４ベクトル印加時と、Ｖ３ベクトル印加時とでは逆方向の電流がモータ８の巻線に流れる。そして、電圧ベクトルがＶ０、Ｖ４、Ｖ７、Ｖ３、Ｖ０、・・・の順で変化するため、＋Ｉｕの電流と−Ｉｕの電流とが交互にモータ８の巻線に流れることになる。特に、図１３に示すように、Ｖ４ベクトルとＶ３ベクトルとが１キャリア周期（１／ｆｃ）の間に現れるため、キャリア周波数ｆｃに同期した交流電圧をモータ８の巻線に印加することが可能となる。

また、Ｖ４ベクトル（＋Ｉｕの電流）とＶ３ベクトル（−Ｉｕの電流）とが交互に出力されるため、正逆のトルクが瞬時切り替わる。そのため、トルクが相殺されることによりロータの振動を抑えた電圧の印加が可能となる。

図１５は、ＩＰＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ）モータのロータ位置（ロータの停止位置）の説明図である。ここでは、ＩＰＭモータのロータ位置φは、ロータのＮ極の向きがＵ相方向からずれた角度の大きさによって表されるとしている。

図１６は、ＩＰＭモータのロータ位置による電流変化を示す図である。モータ８がＩＰＭモータの場合、巻線インダクタンスはロータ位置に依存する。そのため、電気角周波数ωとインダクタンス値との積で表される巻線インピーダンスは、ロータ位置に応じて変動する。したがって、同一電圧を印加した場合においても、ロータ位置によって、モータ８の巻線に流れる電流が変動してしまい、加熱量が変化してしまう。その結果、ロータ位置によっては、必要な加熱量を得るために、多くの電力が消費される虞がある。

そこで、本実施の形態では、時間の経過と共に高周波位相指令演算部３１の出力（θｆとする）を変化させ、ロータに満遍なく電圧を印加する。図１７は、θｆを時間の経過とともに変化させた場合の印加電圧を示す図である。ここでは、θｆを時間の経過とともに、０度、４５度、９０度、１３５度、・・・と４５度ずつ変化させている。θｆが０度であれば、電圧指令値の位相θは０度、１８０度となり、θｆが４５度であれば、電圧指令値の位相θは４５度、２２５度となり、θｆが９０度であれば、電圧指令値の位相θは９０度、２７０度となり、θｆが１３５度であれば、電圧指令値の位相θは１３５度、３１５度となる。

つまり、初めに、θｆが０度に設定され、所定の時間、電圧指令値の位相θがキャリア信号に同期して０度と１８０度とで切替えられる。その後、θｆが４５度に切替えられ、所定の時間、電圧指令値の位相θがキャリア信号に同期して４５度と２２５度とで切替えられる。その後、θｆが９０度に切替えられ、・・・というように、所定の時間毎に、０度と１８０度、４５度と２２５度、９０度と２７０度、１３５度と３１５度、・・・と電圧指令値の位相θが切替えられる。これにより、時間の経過とともに、高周波交流電圧の通電位相が変化するため、ロータ停止位置によるインダクタンス特性の影響を排除することができ、ロータ位置に依存せず均一な圧縮機１の加熱が可能となる。

図１８は、θｆが０度（Ｕ相（Ｖ４）方向が０度）、３０度、６０度の時のモータ８のＵＶＷの各相に流れる電流の一例を示す図である。θｆが０度の場合には、図１８に示すようにＶ０とＶ７との間に他の電圧ベクトル（スイッチング素子９１ａ〜９１ｆの正電圧側１つと負電圧側２つ、又は、正電圧側２つと負電圧側１つがオン状態となる電圧ベクトル）が１つのみ発生する。この場合、電流波形は台形状となり高調波成分の少ない電流となる。

しかし、θｆが３０度の場合には、Ｖ０とＶ７との間に異なる２つの電圧ベクトルが発生する。この場合、電流波形が歪み、高調波成分の多い電流となる。この電流波形の歪みはモータ騒音やモータ軸振動などの悪影響を与える虞がある。

また、θｆが６０度の場合も、θｆが０度の場合と同様に、Ｖ０とＶ７との間に他の電圧ベクトルが１つのみ発生する。この場合、電流波形は台形状となり、高調波成分が少ない電流となる。

このように、基準位相θｆが６０度のｎ倍（ｎは０以上の整数）の場合には、電圧位相θが６０度の倍数となるため（ここでは、θｐ＝０［度］、θｎ＝１８０［度］である）、Ｖ０とＶ７との間に他の電圧ベクトルが１つのみ発生する。一方、基準位相θｆが６０度のｎ倍以外の場合には、電圧位相θが６０度の倍数とならないため、Ｖ０とＶ７との間に他の電圧ベクトルが２つ発生してしまう。Ｖ０とＶ７との間に他の電圧ベクトルが２つ発生してしまうと、電流波形が歪み、高調波成分の多い電流となり、モータ騒音やモータ軸振動などの悪影響を与える虞がある。したがって、基準位相θｆは、０度、６０度、・・・のように６０度のｎ倍の刻みで変化させることが望ましい。

次に、インバータ制御部１０の動作について説明する。図１９は、本実施の形態におけるインバータ制御部１０の動作の一例を示すフローチャートである。加熱判断部１４は、圧縮機１の運転停止中に、上述した動作により加熱運転モードを動作させるかを判断する（ステップＳ１：加熱判断ステップ）。

加熱運転モードを動作させると加熱可否判断部２５が判断した場合（ステップＳ１ Ｙｅｓ）、巻線切替判断部３４に加熱モードであることを運転モード情報として巻線切替部３３へ通知し、巻線切替判断部３４は、巻線切替部３３を動作させモータ巻線をＹ結線からΔ結線に切替える（ステップＳ２：巻線切替ステップ）。

次に、加熱指令演算部２６の出力である必要加熱量Ｈ＊が閾値以上であるか否かを判断し（ステップＳ３：通電切替ステップ）、必要加熱量Ｈ＊が閾値以上あった場合（ステップＳ３ Ｙｅｓ）には、通電切替部１８により直流通電を選択し、通電切替部１８により高周波通電に切替え、Ｖｄｃ＊とθｄｃをＶ＊、θとし、電圧指令生成部１９により電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を計算する（ステップＳ４）。そして、ＰＷＭ信号生成部２０は、電圧指令生成部１９が出力した電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をキャリア信号と比較して、ＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮを得て、インバータ９へ出力し（ステップＳ５）、ステップＳ１へ戻る。

ステップＳ１で、加熱運転モードを動作させないと加熱可否判断部２５が判断した場合（ステップＳ１ Ｎｏ）、ステップＳ１へ戻り、所定時間経過後に、再び加熱運転モードを動作させるかを判断する。

ステップＳ３で、必要加熱量Ｈ＊が閾値未満であると判断した場合（ステップＳ３ Ｎｏ）、通電切替部１８により高周波通電に切替え、Ｖａｃ＊とθａｃをＶ＊、θとし、電圧指令生成部１９により電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を計算し（ステップＳ６）、ステップＳ５へ進む。

以上の動作により、加熱運転モードにおいて、インバータ９のスイッチング素子９１ａ〜９１ｆを駆動してモータ８に直流電流もしくは高周波電流を流す。直流通電を選択した場合、モータ８は直流電流による銅損で発熱し、また大電力を投入することが可能である。このため、短時間でモータ８を加熱させることができ、圧縮機１内に滞留する液冷媒が加熱されて気化し、圧縮機１の外部へ短時間で漏出させることができる。また、高周波通電を選択した場合、モータ８は高周波電流による鉄損だけでなく、巻線に流れる電流による銅損にて効率よくモータ８の加熱が可能となる。このため、必要最小限の消費電力でモータ８の加熱が可能であり、圧縮機１内に滞留する液冷媒を加熱・気化させ、圧縮機１の外部へと漏出することができる。

以上のように、本実施の形態に係るヒートポンプ装置１００では、圧縮機１内に液冷媒が滞留した状態である場合に、直流通電もしくは高周波通電により可聴周波数（２０〜２０ｋＨｚ）外の周波数の電流をモータ８へ流すことにより騒音を抑えつつ、必要加熱量が大の場合は直流通電、必要加熱量が小の場合には高効率な高周波通電と、必要に応じて通電を切替えることで効率的にモータ８を加熱できる。これにより、圧縮機１内に滞留した冷媒を効率的に加熱することができ、滞留した冷媒を圧縮機１の外部へ漏出させることができる。

直流通電の場合には、モータに直流電流が流れることにより、モータ８のロータを直流励磁により所定位置に固定することが可能となるため、ロータの回転や振動が発生しない。

なお、高周波通電時には圧縮動作時の運転周波数以上の高周波電圧をモータ８に印加すれば、モータ８内のロータが周波数に追従できなくなり、回転や振動が発生することが無くなる。そのためインバータ９が出力する電圧の周波数は、圧縮動作時の運転周波数以上とすることが望ましい。

一般に、圧縮動作時の運転周波数は、高々１ｋＨｚである。そのため、１ｋＨｚ以上の高周波電圧をモータ８に印加すればよい。また、１４ｋＨｚ以上の高周波電圧をモータ８に印加すれば、モータ８の鉄心の振動音がほぼ可聴周波数上限に近づくため、騒音の低減にも効果がある。そこで、例えば、可聴周波数外の２０ｋＨｚ程度の高周波電圧となるよう出力する。

但し、高周波電圧の周波数はスイッチング素子９１ａ〜９１ｆの最大定格周波数を超えるとスイッチング素子９１ａ〜９１ｆの破壊による負荷もしくは電源短絡を起こし、発煙や発火に至る可能性がある。そのため、信頼性を確保するため高周波電圧の周波数は最大定格周波数以下にすることが望ましい。

また、近年のヒートポンプ装置用の圧縮機１のモータ８には高効率化のためＩＰＭ構造のモータや、コイルエンドが小さく巻線抵抗の低い集中巻きモータが広く用いられる。集中巻きモータは、巻線抵抗が小さく銅損による発熱量が少ないため、巻線に多量の電流を流す必要がある。巻線に多量の電流を流すと、インバータ９に流れる電流も多くなり、インバータ損失が大きくなる。

そこで、通常は加熱運転モードにおいて高周波通電による加熱を行うと、高周波数によるインダクタンス成分が大きくなり、巻線インピーダンスが高くなる。そのため、巻線に流れる電流が小さくなり銅損は減るものの、その分高周波電圧印加による鉄損が発生し効果的に加熱することができる。さらに、巻線に流れる電流が小さくなるため、インバータに流れる電流も小さくなり、インバータ９の損失も低減でき、より効率の高い加熱が可能となる。

また、上述した高周波通電による加熱を行うと、圧縮機１がＩＰＭ構造のモータである場合、高周波磁束が鎖交するロータ表面も発熱部となる。そのため、冷媒接触面増加や圧縮機構への速やかな加熱が実現されるため効率の良い冷媒の加熱が可能となる。ただし、高周波通電の場合には、インピーダンスが高くなりすぎると必要な加熱量が得られにくくなるため、大きな加熱量を必要とする場合には、直流通電に切替えることで確実に圧縮機１内に滞留した液冷媒を気化させ、圧縮機１の外へ漏出することが可能となる。

直流通電と高周波通電を切替える以外に、直流と高周波電流が同時に流れるようにインバータ制御部１０を動作させても良く、その場合には前述の直流通電のメリットである加熱量大と、高周波通電のメリットである損失小を兼ね備えた通電が可能となる。また、加熱運転モードにおいて直流通電を用いずに高周波通電を行う場合に、本実施の形態の巻線切替を適用してもよい。

また、インバータ９を構成するスイッチング素子９１ａ〜９１ｆと、これに並列に接続された環流ダイオード９１ａ〜９１ｆには、現在一般的には珪素（Ｓｉ）を材料とする半導体を用いるのが主流である。しかし、これに代えて、炭化珪素（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）、ダイヤモンドを材料とするワイドギャップ半導体を用いても良い。

このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子やダイオード素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高い。そのため、スイッチング素子やダイオード素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子やダイオード素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。

また、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子やダイオード素子は、耐熱性も高い。そのため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。

さらに、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子やダイオード素子は、電力損失が低い。そのため、スイッチング素子やダイオード素子の高効率化が可能であり、延いては半導体モジュールの高効率化が可能になる。

また、高周波数でのスイッチングが可能となるため、モータ８に更に高周波数の電流を流すことが可能となり、モータ８の巻線インピーダンス増加による巻線電流低減によりインバータ９へ流れる電流を低減できるため、より効率の高いヒートポンプ装置を得ることが可能となる。さらに高周波数化がしやすくなるため、可聴周波数を超える周波数を設定しやすく、騒音対策がしやすくなるといった利点がある。

また、直流通電においても電力損失が小さくなるため発熱が小さくなるだけでなく、仮に大電流が流れた場合においても高耐熱性能が高く、発熱による破壊が起こりにくいなどのメリットがある。

なお、スイッチング素子及びダイオード素子の両方がワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることが望ましいが、いずれか一方の素子がワイドバンドギャップ半導体によって形成されていてもよく、この実施例に記載の効果を得ることができる。

その他、高効率なスイッチング素子として知られているスーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いることでも同様の効果を得ることが可能である。

また、スクロール機構の圧縮機は、圧縮室の高圧リリーフが困難である。そのため、他の方式の圧縮機に比べ、液圧縮した場合に圧縮機構に過大なストレスが掛かり破損する可能性が高い。しかし、本実施の形態のヒートポンプ装置１００では、圧縮機１の効率の良い加熱が可能であり、圧縮機１内の液冷媒の滞留を抑制することができる。そのため、液圧縮を防止することができるので、圧縮機１としてスクロール圧縮機を用いた場合にも効果的である。

さらに、高周波通電の場合には、周波数１０ｋＨｚ、出力５０Ｗを超える加熱機器の場合、法令による制約を受ける場合もある。そのため、事前に５０Ｗを超えないよう電圧指令Ｖ＊の調整や、流れる電流や電圧を検出して５０Ｗ以下となるようフィードバック制御を行うようにしてもよい。

なお、本実施の形態では高周波通電と直流通電を切替えているが、いずれか一方の手法のみを実施するようにしても良い。

なお、インバータ制御部１０は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）やＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、マイクロコンピュータ（マイコン）の離散システムで構成することが可能である。他にアナログ回路やデジタル回路等の電気回路素子などで構成しても良い。

実施の形態２．
図２０は、本発明にかかるヒートポンプ装置における実施の形態２の巻線切替部３３ａの構成例を示す図である。本実施の形態のヒートポンプ装置は、巻線切替部３３を巻線切替部３３ａに替える以外は、実施の形態１のヒートポンプ装置と同様である。実施の形態１と同様の機能を有する構成要素は、実施の形態１と同一の符号を付して重複する説明を省略する。

図２１は高周波通電による加熱運転モードでのインピーダンスの主要因であるインダクタンスＬと最大電力Ｐｍａｘの関係の一例を示す図である。図２１では、母線電圧Ｖｄｃは一定としている。図２２はインダクタンスＬに対する電圧指令Ｖｋ（変調度）の一例を示す図である。図２２では電力Ｐを一定としている。図２３−１，２３−２は、線間電圧に対する計算誤差の影響を示す概念図である。

図２１，２２に示すように、インダクタンスＬが大きいほど電力の投入量（加熱量）が小さくなるため、Ｙ結線（高インピーダンス）に比べてΔ結線（低インピーダンス）の方が電力の投入が大きく、同じ電力を得るための電圧指令Ｖｋが小さい。そのため、インピーダンスが小さい（出力が高い）モータでは電力投入量が大きいため、低電力にて加熱を実施する際には電圧指令を下げて運転する必要がある。その際電圧指令が図２２のＬｉｍを下回ると、図２３−１に示すように線間電圧のパルス幅が狭くなり、離散的に演算を行うマイコン（インバータ制御部１０が実装される）等の演算タイミングによる影響を大きく受けやすくなる。このため、正負の出力電圧がアンバランスとなり、モータ巻線に流れる電流のアンバランスによる直流電流の重畳等により損失の増加につながる。

電圧指令がＬｉｍを下回るような場合には、図２０の巻線切替部３３ａにより巻線インピーダンスが大きくなるようにインバータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相とモータ巻線の接続をａ’、ｂ’、ｃ’からａ’’、ｂ’’、ｃ’’に切替ることで同一の電力を得るために必要な電圧指令を図２３−２に示すように高くすることができる。すなわち、各相の巻線の一端と各相の巻線の中間点が、巻線切替部３３ａにそれぞれ接続され、巻線切替部３３ａは接続を各相の一端と中間点とで切替えるように構成し、通常運転モードでは、巻線切替部３３ａは接続を各相の一端とする。加熱運転モードでは、電圧指令がＬｉｍ以上の場合、接続先を各相の中間点に切替える。さらに、加熱運転モードにおいて電圧指令がＬｉｍを下回るような場合、インバータ制御部１０は、巻線切替部３３ａを制御し、巻線切替部３３ａの接続を各相の一端とする切替を行う。これにより、同一の電力を得るために必要な電圧指令を高くすることができ、相対的にマイコン等の離散演算系による誤差の影響を受けにくくすることができ、安価なマイコンを用いることが可能となりコスト削減に寄与可能である。なお、同様に、実施の形態１のＹ結線とΔ結線を切替える場合に、加熱制御モードにおいて、電圧指令がＬｉｍを下回るような場合にＹ結線とする制御を行ってもよい。

また、ここでは、巻線切替部３３ａの接続点を相ごとに、一端と中間点の２点としたが、接続点を３点以上とし、３点以上の接続点を切替えることによりさらに細かくインピーダンスの切替を実施できるようにしてもよい。

このように、本実施の形態の加熱方法によれば、マイコン等による誤差の影響を受けにくいため電圧出力精度が向上し、電流のアンバランスを抑制することによるインバータ損失の低減が可能となる。

また、本実施の形態の加熱方法によれば、電圧指令値が低い場合にリカバリに起因して発生する狭小パルス電流を抑制し、インバータによる損失を低減することができる。

また、低い加熱量を投入する場合は保護回路に入力される電圧の時間が短くなるため、ノイズ除去用の例えばコンデンサＣと抵抗Ｒで構成されるＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）であるＣＲフィルタを用いている場合、ＣＲフィルタ通過後の出力波形が鈍り本来検出すべき電圧が検出不可となることがある。図２４は、ＣＲフィルタを用いた場合の検出電流の一例を示す図である。図２４に示すように、電圧の出力時間が短い(パルス幅が狭い)と波形が鈍り本来検出すべき電圧が検出不可となるのに対して、本実施の形態では、図２４の右側に示すように、電圧の出力時間を長くすることが可能となるため、確実に電圧を検出することが可能となり、信頼性の向上を図ることが可能となる。

また、高い加熱量を投入する場合には加熱指令部により通電方法を直流通電に切替えて加熱を実施するが、インピーダンスが低いモータでは電圧に対する電流の変動が大きく、電流の制御が困難のため加熱量の調整が難しい。このため、巻線切替部３３ａによりモータ巻線を切替えることで巻線抵抗値が高くなり、電流の変動を抑制することができるので加熱量の制御性が向上し、過熱に必要な電力を精度よく投入できるため、確実に液冷媒を排出することができ、圧縮機の破損を防止することが可能となり信頼性を向上させることが可能となる。

なお、本実施の形態では運転モードによって巻線切替判断部３４は巻線切替部３３を切替えているが、電圧指令値、電流、位相等の少なくとも一つ以上の情報に基づいて、巻線の切替を実施するかを判断するようにしてもよい。例えば電流が小さく投入している電力が小さいと判断される場合には、流れる電流を大きくするため、インピーダンスが小さくなるように制御することで、液冷媒の排出に必要な電力を確実に確保することが可能となり、信頼性を向上させることが可能となる。

また、モータ８のインピーダンスに応じて、巻線切替によりインピーダンスを変更することができるような設計とすることで、通常運転モード及び加熱運転モードともに最適なインピーダンスに調整することができる。なお、実施の形態の巻線切替部３３のタップ数は２個であるが、３個以上、もしくは連続的にインピーダンスが変化するような構成とすることで、より各状況に応じて最適なインピーダンスを選定することが可能となる。なお、巻線切替部３３の構成は、本実施の形態で述べた構成に限定されない。

実施の形態３．
図２５は、本発明にかかるヒートポンプ装置の実施の形態３の構成例を示す図である。本実施の形態では、実施の形態１、２で説明したヒートポンプ装置を空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、冷凍機等に搭載する際の具体的な構成および動作の一例について説明する。

図２６は、図２５に示すヒートポンプ装置１００の冷媒の状態についてのモリエル線図である。図２６において、横軸は比エンタルピ、縦軸は冷媒圧力を示す。

本実施の形態のヒートポンプ装置１００は、圧縮機５１と、熱交換器５２と、膨張機構５３と、レシーバ５４と、内部熱交換器５５と、膨張機構５６と、熱交換器５７とが配管により順次接続され、冷媒が循環する主冷媒回路５８を備える。なお、主冷媒回路５８において、圧縮機５１の吐出側には、四方弁５９が設けられ、冷媒の循環方向が切替え可能となっている。また、熱交換器５７の近傍には、ファン６０が設けられる。また、圧縮機５１は、上記実施の形態で説明した圧縮機１であり、インバータ９によって駆動されるモータ８と圧縮機構７とを有する圧縮機である。

さらに、ヒートポンプ装置１００は、レシーバ５４と内部熱交換器５５との間から、圧縮機５１のインジェクションパイプまでを配管により繋ぐインジェクション回路６２を備える。インジェクション回路６２には、膨張機構６１、内部熱交換器５５が順次接続される。熱交換器５２には、水が循環する水回路６３が接続される。なお、水回路６３には、給湯器、ラジエータや床暖房等の放熱器等の水を利用する装置が接続される。

まず、本実施の形態のヒートポンプ装置１００の暖房運転時の動作について説明する。暖房運転時には、四方弁５９は実線方向に設定される。なお、この暖房運転とは、空調で使われる暖房だけでなく、水に熱を与えて温水を作る給湯も含む。

圧縮機５１で高温高圧となった気相冷媒（図２６の点１）は、圧縮機５１から吐出され、凝縮器であり放熱器となる熱交換器５２で熱交換されて液化する（図２６の点２）。このとき、冷媒から放熱された熱により、水回路６３を循環する水が温められ、暖房や給湯に利用される。

熱交換器５２で液化された液相冷媒は、膨張機構５３で減圧され、気液二相状態になる（図２６の点３）。膨張機構５３で気液二相状態になった冷媒は、レシーバ５４で圧縮機５１へ吸入される冷媒と熱交換され、冷却されて液化される（図２６の点４）。レシーバ５４で液化された液相冷媒は、主冷媒回路５８と、インジェクション回路６２とに分岐して流れる。

主冷媒回路５８を流れる液相冷媒は、膨張機構６１で減圧され気液二相状態となったインジェクション回路６２を流れる冷媒と内部熱交換器５５で熱交換されて、さらに冷却される（図２６の点５）。内部熱交換器５５で冷却された液相冷媒は、膨張機構５６で減圧されて気液二相状態になる（図２６の点６）。膨張機構５６で気液二相状態になった冷媒は、蒸発器となる熱交換器５７で外気と熱交換され、加熱される（図２６の点７）。そして、熱交換器５７で加熱された冷媒は、レシーバ５４でさらに加熱され（図２６の点８）、圧縮機５１に吸入される。

一方、インジェクション回路６２を流れる冷媒は、上述したように、膨張機構６１で減圧されて（図２６の点９）、内部熱交換器５５で熱交換される（図２６の点１０）。内部熱交換器５５で熱交換された気液二相状態の冷媒（インジェクション冷媒）は、気液二相状態のまま圧縮機５１のインジェクションパイプから圧縮機５１内へ流入する。

圧縮機５１では、主冷媒回路５８から吸入された冷媒（図２６の点８）が、中間圧まで圧縮、加熱される（図２６の点１１）。中間圧まで圧縮、加熱された冷媒（図２６の点１１）に、インジェクション冷媒（図２６の点１０）が合流して、温度が低下する（図２６の点１２）。そして、温度が低下した冷媒（図２６の点１２）が、さらに圧縮、加熱され高温高圧となり、吐出される（図２６の点１）。

なお、インジェクション運転を行わない場合には、膨張機構６１の開度を全閉にする。つまり、インジェクション運転を行う場合には、膨張機構６１の開度が所定の開度よりも大きくなっているが、インジェクション運転を行わない際には、膨張機構６１の開度を所定の開度より小さくする。これにより、圧縮機５１のインジェクションパイプへ冷媒が流入しない。

ここで、膨張機構６１の開度は、マイクロコンピュータ等の制御部により、電子制御によって制御される。

次に、ヒートポンプ装置１００の冷房運転時の動作について説明する。冷房運転時には、四方弁５９は破線方向に設定される。なお、この冷房運転とは、空調で使われる冷房だけでなく、水から熱を奪って冷水を作ることや、冷凍等も含む。

圧縮機５１で高温高圧となった気相冷媒（図２６の点１）は、圧縮機５１から吐出され、凝縮器であり放熱器となる熱交換器５７で熱交換されて液化する（図２６の点２）。熱交換器５７で液化された液相冷媒は、膨張機構５６で減圧され、気液二相状態になる（図２６の点３）。膨張機構５６で気液二相状態になった冷媒は、内部熱交換器５５で熱交換され、冷却され液化される（図２６の点４）。内部熱交換器５５では、膨張機構５６で気液二相状態になった冷媒と、内部熱交換器５５で液化された液相冷媒を膨張機構６１で減圧させて気液二相状態になった冷媒（図２６の点９）とを熱交換させている。内部熱交換器５５で熱交換された液相冷媒（図２６の点４）は、主冷媒回路５８と、インジェクション回路６２とに分岐して流れる。

主冷媒回路５８を流れる液相冷媒は、レシーバ５４で圧縮機５１に吸入される冷媒と熱交換されて、さらに冷却される（図２６の点５）。レシーバ５４で冷却された液相冷媒は、膨張機構５３で減圧されて気液二相状態になる（図２６の点６）。膨張機構５３で気液二相状態になった冷媒は、蒸発器となる熱交換器５２で熱交換され、加熱される（図２６の点７）。このとき、冷媒が吸熱することにより、水回路６３を循環する水が冷やされ、冷房や冷凍に利用される。このように、本実施の形態のヒートポンプ装置１００は、水回路６３を循環する水（流体）を利用する流体利用装置とともに、ヒートホンプシステムを構成し、このヒートホンプシステムは空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、冷凍機等に利用可能である。

そして、熱交換器５２で加熱された冷媒は、レシーバ５４でさらに加熱され（図２６の点８）、圧縮機５１に吸入される。

一方、インジェクション回路６２を流れる冷媒は、上述したように、膨張機構６１で減圧されて（図２６の点９）、内部熱交換器５５で熱交換される（図２６の点１０）。内部熱交換器５５で熱交換された気液二相状態の冷媒（インジェクション冷媒）は、気液二相状態のまま圧縮機５１のインジェクションパイプから流入する。圧縮機５１内での圧縮動作については、暖房運転時と同様である。

なお、インジェクション運転を行わない際には、暖房運転時と同様に、膨張機構６１の開度を全閉にして、圧縮機５１のインジェクションパイプへ冷媒が流入しないようにする。

また、上記説明では、熱交換器５２は、冷媒と、水回路６３を循環する水とを熱交換させるプレート式熱交換器のような熱交換器であるとして説明した。熱交換器５２は、これに限らず、冷媒と空気を熱交換させるものであってもよい。また、水回路６３は、水が循環する回路ではなく、他の流体が循環する回路であってもよい。

以上のように、ヒートポンプ装置１００は、空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、冷凍機等のインバータ圧縮機を用いたヒートポンプ装置に利用することができる。

以上のように、本発明にかかるヒートポンプ装置は、空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、冷凍機等に有用であり、特に、高周波通電により圧縮機の加熱を行うヒートポンプ装置に適している。

１，５１ 圧縮機
２，５９ 四方弁
３，５，５２，５７ 熱交換器
４，５３，５６，６１ 膨張機構
６ 冷媒配管
７ 圧縮機構
８ モータ
９ インバータ
１０ インバータ制御部
１１ 通常運転モード制御部
１２ 加熱運転モード制御部
１３ 駆動信号生成部
１４ 加熱判断部
１５ 直流通電部
１６ 高周波通電部
１７ 加熱指令部
１８ 通電切替部
１９ 電圧指令生成部
２０ ＰＷＭ信号生成部
２１ 温度検出部
２２ 寝込量推定部
２３ 寝込量検出部
２４ 寝込判定切替部
２５ 加熱可否判断部
２６ 加熱指令演算部
２７ 通電切替判断部
２８ 直流電圧指令演算部
２９ 直流位相指令演算部
３０ 高周波電圧指令演算部
３１ 高周波位相指令演算部
３２ 高周波位相切替部
３３ 巻線切替部
３４ 巻線切替判断部
９１ａ〜９１ｆ スイッチング素子
９２ａ〜９２ｆ 環流ダイオード
５４ レシーバ
５５ 内部熱交換器
５８ 主冷媒回路
６０ ファン
６２ インジェクション回路
６３ 水回路
１００ ヒートポンプ装置

Claims (12)

1. 冷媒を圧縮する圧縮機と、
   前記圧縮機を駆動するモータと、
   前記モータの巻線構造を切替える巻線切替部と、
   前記モータに所望の電圧を印加するインバータと、
   前記インバータを駆動するＰＷＭ信号を生成し、運転モードとして、前記圧縮機を加熱運転する加熱運転モードと前記圧縮機を通常運転して冷媒を圧縮する通常運転モードとを有し、前記巻線切替部の切替え動作を制御するインバータ制御部と、
   を備え、
   前記モータは、前記巻線切替部との接続状態に応じて、インピーダンスが大となる第１の巻線構造と、前記第１の巻線構造よりインピーダンスが小さい第２の巻線構造とのいずれか一方の巻線構造を形成し、
   前記インバータ制御部は、前記加熱運転モードでは、電圧指令値に応じて前記巻線切替部の切替えを制御するヒートポンプ装置。
2. 冷媒を圧縮する圧縮機と、
   前記圧縮機を駆動するモータと、
   前記モータの巻線構造を切替える巻線切替部と、
   前記モータに所望の電圧を印加するインバータと、
   前記インバータを駆動するＰＷＭ信号を生成し、運転モードとして、前記圧縮機を加熱運転する加熱運転モードと前記圧縮機を通常運転して冷媒を圧縮する通常運転モードとを有し、前記巻線切替部の切替え動作を制御するインバータ制御部と、
   を備え、
   前記モータは、前記巻線切替部との接続状態に応じて、インピーダンスが大となる第１の巻線構造と、前記第１の巻線構造よりインピーダンスが小さい第２の巻線構造とのいずれか一方の巻線構造を形成し、
   前記インバータ制御部は、前記加熱運転モードでは、出力電圧と変調度のうち少なくとも一方が規定値以下の場合には、前記モータが前記第１の巻線構造を形成するよう前記巻線切替部を制御するヒートポンプ装置。
3. 前記インバータ制御部は、前記加熱運転モードにおいて、前記モータの巻線のうち二相または三相に前記通常運転モードにおける運転周波数より高い周波数の高周波交流電圧を印加するよう電圧指令値と三角波キャリア信号との比較によりＰＷＭ信号を生成し、前記電圧指令値はキャリア信号の山および谷のタイミングで、前記モータに印加する電圧の基準位相に対して略０°と略１８０°の位相差を持った電圧位相を交互に切り換える請求項１または２に記載のヒートポンプ装置。
4. 前記インバータ制御部は、前記加熱運転モードにおいて、高周波交流電圧を前記モータの巻線に印加する高周波通電と、前記モータの巻線に直流電流を印加する直流通電とを必要加熱量に応じて切替える請求項３に記載のヒートポンプ装置。
5. 冷媒を圧縮する圧縮機と、
   前記圧縮機を駆動するモータと、
   前記モータの巻線構造を切替える巻線切替部と、
   前記モータに所望の電圧を印加するインバータと、
   前記インバータを駆動するＰＷＭ信号を生成し、前記巻線切替部の切替え動作を制御するインバータ制御部と、
   を備え、
   前記モータは、前記巻線切替部との接続状態に応じて、インピーダンスが大となる第１の巻線構造と、前記第１の巻線構造よりインピーダンスが小さい第２の巻線構造とのいずれか一方の巻線構造を形成し、
   前記モータを三相モータとし、各相の巻線の一端と各相の巻線の中間点が前記巻線切替部に接続され、前記巻線切替部は前記端子の接続を切替えることで、前記第１の巻線構造と前記第２の巻線構造とを切替えるヒートポンプ装置。
6. 前記モータを三相モータとし、前記モータの各相の巻線の両端子が前記巻線切替部に接続され、前記巻線切替部は前記端子の接続を切替えることで、前記第１の巻線構造であるＹ結線と前記第２の巻線構造であるΔ結線とを切替える請求項１から４のいずれか１つに記載のヒートポンプ装置。
7. 前記インバータを構成するスイッチング素子は、ワイドギャップ半導体である請求項１から６のいずれか１つに記載のヒートポンプ装置。
8. 前記インバータを構成するダイオードは、ワイドギャップ半導体である請求項１から７のいずれか１つに記載のヒートポンプ装置。
9. 前記ワイドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドのいずれかである請求項７または８に記載のヒートポンプ装置。
10. 前記インバータを構成するスイッチング素子は、スーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴである請求項１から６のいずれか１つに記載のヒートポンプ装置。
11. 請求項１から１０のいずれか１つに記載のヒートポンプ装置を備える空気調和機。
12. 請求項１から１０のいずれか１つに記載のヒートポンプ装置を備える冷凍機。

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