JP5827924B2 - 電圧型電力変換装置の制御装置及び制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、電圧型電力変換装置の制御装置及び制御方法に関する。

近年、交流を直流に或いは直流を交流に変換する電力変換装置が多く用いられている。
この種の電力変換装置は高電圧の分野にも応用されている。その場合に、例えば、半導体スイッチング素子を含んだ単位変換器を利用して、この単位変換器を複数直列に接続する。このような構成であれば高い電圧に耐えられる。

このような構成では、例えば、単位変換器を直列に接続しアームとして構成し、さらに、このアームを直列に接続してレグとして構成する。レグにおいてアームの接続点を交流端子とし、一方、レグの他端を直流端子とする。各単位変換器の動作を制御することで、アームに流れる電流を制御して、交流端子と直流端子の間で電力変換を行う。

一般に、電力変換の分野では、複数の相を扱うことが多い。そのため、各々のレグにおいてアームの接続点を交流端子とすると共に、一方、各々のレグの直流端子を互いに接続する。そして、このような構成において、各々のアームに交流端子が接続される交流系統の周波数の逆数で決まる周期的な電流が流れるように制御することで、複数の相を扱いながら、直流端子と交流端子の間で電力変換を行う。

このような技術は、例えば、特許文献１に記載されている。

特開２０１０−２３３４１１号公報

しかしながら、上記の従来技術では、例えば大容量の発電設備や交流系統を他の系統に接続する場合の用途では、各単位変換器に大きな電流が流れるので、各レグが大きな電流に耐えられるように、例えば、各単位変換器の電流定格を大きくしたり、或いは、単位変換器の並列数を多くしたりなどの工夫が必要であり、そのため、変換装置が大型になったり、複雑で高価になる等の問題があった。

また、各単位変換器に並列に設置されたコンデンサに蓄積された電圧の変動が大きいので、コンデンサの電圧定格を大きくするなどの工夫が必要であった。

また、半導体素子の損失が大きいため、半導体素子の温度定格を大きくしたり、あるいは、より冷却しやすい構造にしたりなどの工夫が必要であった。

なお上記の課題を解決するに当たり、副次的に別の課題が生じることは避けねばならない。例えば大きな電流が流れる問題に関して、電流制御のみで改善する方法が想定しえる。しかし、この方法では、コンデンサに蓄積された電圧の変動、半導体素子の損失が従来よりも大きくなってしまうので、この点の解決も合わせて考慮する必要がある。

以上のことから本発明の目的は、従来と比較して簡単な構成で、上記の問題を改善できる電圧型電力変換装置の制御装置及び制御方法を提供することにある。

本発明の目的を達成するために、本発明では、コンデンサを備える単位変換器を複数備えてアームを形成し、第１のアームと第２のアームを直列接続してレグを構成し、前記第１のアームと前記第２のアームの接続部分に交流端子を接続し、前記第１のアームの他端を第１の直流端子とし、前記第２のアームの他端を第２の直流端子とし、前記第１の端子を正側、前記第２の端子を負側とした前記レグを複数設け、前記第１のアームと第２のアームを貫いて流れる循環電流を抑制するための誘導性素子を前記レグの一部に設けた電圧型電力変換装置の制御装置であって、
前記交流端子に流れる交流電流を系統電圧の位相で座標変換して第一の所定値となるようにフィードバック制御する第１の電流制御部と、前記循環電流を前記系統電圧の位相とは異なる第二の周波数の位相で座標変換し、前記コンデンサの電圧変動を低減するような第二の所定値となるようにフィードバック制御する第２の電流制御部と、前記循環電流を前記系統電圧の位相とは異なる第三の周波数の位相で座標変換し、アームの電流ピークを低減するような第三の所定値となるようにフィードバック制御する第３の電流制御部とを備え、前記交流系統と直流系統との間で所望の電力変換がなされるように、電力変換装置の電流を制御することを特徴とする電圧型電力変換装置の制御装置として構成した。

本発明によれば、電力変換装置において、簡単な構成で、各レグに流れる電流ピーク値を変えずに、コンデンサ電圧変動・半導体素子の損失を下げることが可能となる。

電圧型電力変換装置の構成を示す図。 双方向チョッパ型単位変換器１０８の内部構成を示す図。 制御装置１１２の内部で実行されている制御を示す図。 循環電流指令演算器３０１の内部構成を示す図。 フィードバック電流演算器３０２の内部の構成を示す図。 電流調整器３０３の内部の構成を示す図。 実施例１における直流電流波形を示す図。 実施例１における交流電流波形、交流電圧波形を示す図。 実施例１におけるＲ相アーム電流波形を示す図。 実施例１におけるＲ相アーム循環電流指令値波形を示す図。 実施例１におけるＲ相アームコンデンサ電圧波形を示す図。 Ｒ相下側アーム電流指令値波形の制御方法毎の比較を示す図。 Ｒ相下側アームコンデンサ電圧波形の制御方法毎の比較を示す図。 直流電圧調整器ＡＶＲでｄ軸電流指令Ｉｄ^＊を生成する回路構成を示す図。

本発明を実施する形態について以下図面を用いて説明する。

本発明を実施する第１の形態について説明する。

実施例１の電圧型電力変換装置では、各アームは双方向チョッパ回路型単位変換器で構成される。ここでは、双方向チョッパ回路型単位変換器の例で説明するが、その他の、例えばフルブリッジ型単位変換器を用いても同等の効果があり、単位変換器として他の型の単位変換器を使っても良い。

以下、図１を用いて実施例１の電圧型電力変換装置の構成を説明する。構成を説明した後に、本実施例の動作原理と概略波形を説明する。

まず、電力変換装置１０２ａと外部回路との接続状態を説明する。

電力変換装置１０２ａは変圧器１０３を介して交流系統１０１ａに接続している。本実施例では、変圧器１０３の交流系統１０１ａ側を１次側とし、Ｒ点、Ｓ点、Ｔ点と称し、また、変圧器１０３の２次側をＲ′点、Ｓ′点、Ｔ′点と称する。

さらに、電力変換装置１０２ａは直流端子Ｐ点とＮ点を備えており、Ｐ点とＮ点は他の電力変換装置１０２ｂの直流端子Ｐ点とＮ点にそれぞれ接続する。ここで、直流端子Ｐ点の電位は、直流端子Ｎ点の電位よりも高いものとする。なお、電力変換装置１０２ｂは、電力変換装置１０２ａと同一構成の電力変換装置であり、交流系統１０１ｂに接続される構成であるので、詳細な説明は省略する。

電力変換装置１０２ａと電力変換装置１０２ｂは直流送電システムを構成する。

以下、電力変換装置１０２ａの内部構成を説明する。

電力変換装置１０２ａは、変圧器１０３、Ｒ相レグ１０４Ｒ、Ｓ相レグ１０４Ｓ、Ｔ相レグ１０４Ｔ、電圧センサ１１０、１１５、電流センサ１１１、制御装置１１２、ゲート信号線１１３、コンデンサ電圧検出線１１４を備えている。

Ｒ相レグ１０４Ｒは、ＲＰアーム１０５ＲＰ、ＲＮアーム１０５ＲＮを直列接続した回路であり、ＲＰアーム１０５ＲＰとＲＮアーム１０５ＲＮの接続点を変圧器１０３のＲ′点に接続し、ＲＰアーム１０５ＲＰのＲＮアーム１０５ＲＮに接続した端子とは反対側の端子を直流端子Ｐ点に接続し、ＲＮアーム１０５ＲＮのＲＰアーム１０５ＲＰに接続した端子とは反対側の端子を直流端子Ｎ点に接続している。

Ｒ相レグと同様に、Ｓ相レグ１０４Ｓは、ＳＰアーム１０５ＳＰ、ＳＮアーム１０５ＳＮを直列接続した回路であり、ＳＰアーム１０５ＳＰとＳＮアーム１０５ＳＮの接続点を変圧器１０３のＳ′点に接続し、ＳＰアーム１０５ＳＰのＳＮアーム１０５ＳＮに接続した端子とは反対側の端子を直流端子Ｐ点に接続し、ＳＮアーム１０５ＳＮのＳＰアーム１０５ＳＰに接続した端子とは反対側の端子を直流端子Ｎ点に接続している。

Ｒ相レグと同様に、Ｔ相レグ１０４Ｔは、ＴＰアーム１０５ＴＰ、ＴＮアーム１０５ＴＮを直列接続した回路であり、ＴＰアーム１０５ＴＰとＴＮアーム１０５ＴＮの接続点を変圧器１０３のＴ′点に接続し、ＴＰアーム１０５ＴＰのＴＮアーム１０５ＴＮに接続した端子とは反対側の端子を直流端子Ｐ点に接続し、ＴＮアーム１０５ＴＮのＴＰアーム１０５ＴＰに接続した端子とは反対側の端子を直流端子Ｎ点に接続している。

なお、以上の説明から明らかなように各アーム１０５に付した２桁の記号は、左側がこのアームの属するレグの記号、右側がこのアームが接続される直流端子の極性を意味している。本発明の以下の説明では、同様の約束に基づく記号付与を随所で行っているが、その都度の説明を省略する。

次に、各アームの内部構成を説明する。

ＲＰアーム１０５ＲＰは、Ｍ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８を直列接続して構成した双方向チョッパ群１０６ＲＰと、第１のリアクトル１０７ＲＰとを直列接続して構成する。双方向チョッパ群１０６ＲＰの出力電圧をＶＲＰと称する。

ＲＮアーム１０５ＲＮは、Ｍ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８を直列接続して構成した双方向チョッパ群１０６ＲＮと、第２のリアクトル１０７ＲＮとを直列接続して構成する。双方向チョッパ群１０６ＲＮの出力電圧をＶＲＮと称する。

ＳＰアーム１０５ＳＰは、Ｍ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８を直列接続して構成した双方向チョッパ群１０６ＳＰと、第１のリアクトル１０７ＳＰとを直列接続して構成する。双方向チョッパ群１０６ＳＰの出力電圧をＶＳＰと称する。

ＳＮアーム１０５ＳＮは、Ｍ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８を直列接続して構成した双方向チョッパ群１０６ＳＮと、第２のリアクトル１０７ＳＮとを直列接続して構成する。双方向チョッパ群１０６ＳＮの出力電圧をＶＳＮと称する。

ＴＰアーム１０５ＴＰは、Ｍ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８を直列接続して構成した双方向チョッパ群１０６ＴＰと、第１のリアクトル１０７ＴＰとを直列接続して構成する。双方向チョッパ群１０６ＴＰの出力電圧をＶＴＰと称する。

ＴＮアーム１０５ＴＮは、Ｍ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８を直列接続して構成した双方向チョッパ群１０６ＴＮと、第２のリアクトル１０７ＴＮとを直列接続して構成する。双方向チョッパ群１０６ＴＮの出力電圧をＶＴＮと称する。

各アーム１０５ＲＰ、１０５ＳＰ、１０５ＴＰ、１０５ＲＮ、１０５ＳＮ、１０５ＴＮは、そのアームを流れる電流ＩＲＰ、ＩＳＰ、ＩＴＰ、ＩＲＮ、ＩＳＮ、ＩＴＮを検出する電流センサ１１１を備えており、検出結果を制御装置１１２に伝送する。ここで、各アーム電流は、直流端子Ｎ点から直流端子Ｐ点に向かって流れる方向を正と定義する。

電圧センサ１１０は、変圧器１０３のＲ点、Ｓ点、Ｔ点に接続されており、変圧器１０３の巻線と同じ巻線構造とすることで、Ｒ′点、Ｓ′点、Ｔ′点の位相と同じ位相の電圧ＶＧＲ、ＶＧＳ、ＶＧＴを検出する。系統電圧ＶＧＲ、ＶＧＳ、ＶＧＴを取り込み、検出結果を制御装置１１２に伝送する。

制御装置１１２は、交流電圧ＶＧＲ、ＶＧＳ、ＶＧＴ、アーム電流ＩＲＰ、ＩＳＰ、ＩＴＰ、ＩＲＮ、ＩＳＮ、ＩＴＮ、単位変換器１０８が出力するコンデンサ電圧ＶＣｊｋを取り込み、ゲート信号ＧＨｊｋ、ＧＬｊｋ（ｊ＝ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ、ｋ＝１、２、…、Ｍ）を、ゲート信号線１１３を介して各双方向チョッパ型単位変換器１０８に転送する。ゲート信号ＧＨｊｋは、後で説明するハイサイドスイッチング素子を駆動する信号であり、ゲート信号ＧＬｊｋは、後で説明するハイサイドスイッチング素子を駆動する信号である。

以下、図２を用いて双方向チョッパ型単位変換器１０８の内部構成を説明する。図２では、ＲＰアーム１０５ＲＰについて説明する。他のアーム１０５ＳＰ、１０５ＴＰ、１０５ＲＮ、１０５ＳＮ、１０５ＴＮについても同様の構成であるので説明は省略する。

双方向チョッパ型単位変換器１０８の主回路は、ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈとハイサイド環流ダイオード２０２Ｈの並列回路と、ローサイドスイッチング素子２０１Ｌとローサイド還流ダイオード２０２Ｌの並列回路とを直列接続した回路と、コンデンサ２０３とを並列接続した構成である。

ダイオード２０２Ｈ、２０２Ｌは、コンデンサ電圧ＶＣｊｋ（ｊ＝ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ、ｋ＝１、２、…、Ｍ）に対して電流を流さない方向に直列に接続される。ダイオード２０２Ｈ、２０２Ｌと並列に接続されたスイッチング素子２０１Ｈ、２０１Ｌは、状態がＯＮの時にコンデンサ電圧ＶＣｊｋを放電する方向に取り付ける。コンデンサ電圧の電位が高い方に付く素子（記号Ｈ付）を、ここではハイサイドと呼ぶ。逆をローサイド（記号Ｌ付）と呼ぶ。

ローサイドスイッチング素子２０１Ｌとローサイド還流ダイオード２０２Ｌの並列回路の印加電圧Ｖｊｋを、双方向チョッパ型単位変換器１０８の出力電圧と称する。

なお、図２では、スイッチング素子２０１Ｈ、２０１ＬにＩＧＢＴの記号を用いているが、ＭＯＳＦＥＴ、ＧＣＴ、ＧＴＯ、その他のオン・オフ制御素子であれば、スイッチング素子２０１Ｈ、２０１Ｌとして用いることができる。

双方向チョッパ型単位変換器１０８は、コンデンサ電圧ＶＣｊｋ（ｊ＝ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ、ｋ＝１、２、…、Ｍ）を検出する電圧センサ２０４を備えており、コンデンサ電圧検出線１１４を介して制御装置１１２に接続している。

また、双方向チョッパ型単位変換器１０８は、制御装置１１２からゲート信号線１１３を介して伝送されたゲート信号ＧＨｊｋ、ＧＬｊｋに基づいて、スイッチング素子２０１Ｈ、２０１Ｌのそれぞれのゲート・エミッタ間にゲート電圧を印加するゲートドライバ２０５を備えている。

以下、双方向チョッパ型単位変換器１０８の出力電圧Ｖｊｋと、スイッチング素子２０１Ｈ、２０１Ｌのオン・オフ状態の関係を説明する。

ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈがオン、ローサイドスイッチング素子２０１Ｌがオフの場合、単位変換器１０８の電流Ｉｊ（ｊ＝ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ）に関わらず、出力電圧Ｖｊｋはコンデンサ電圧ＶＣｊｋと概ね等しくなる。

ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈがオフ、ローサイドスイッチング素子２０１Ｌがオンの場合、電流Ｉｊに関わらず、出力電圧Ｖｊｋは零と概ね等しくなる。

以下、図３を用いて制御装置１１２の内部で実行されている制御を説明する。なお、本実施例では、変圧器１０３の巻数比が１：１である場合を想定して説明する。

図３は、電力変換装置１０２ａに与えるアーム電圧指令値を生成するアーム電圧指令値生成部３１１とアーム電圧指令値を各単位変換器１０８に分配する指令値分配部３１３を示している。まず、アーム電圧指令値生成部３１１の動作を説明する。

アーム電圧指令値生成部３１１は、交流系統１０１ａから電力変換装置１０２ａに流入する電力を一定に制御する電力制御機能と、アーム１０５ｊに流す電流Ｉｊ（ｊ＝ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ）を制御する電流制御機能と、上記２つの制御機能を実現するためのアーム電圧指令値を生成する機能を備えている。

以下、電力制御機能について説明する。

まず、交流側電力演算器３０５の内部の動作について説明する。

交流側電力演算器３０５は、電流センサ１１１を用いて検出したＲＰアーム１０５ＲＰを流れる電流ＩＲＰとＲＮアーム１０５ＲＮを流れる電流ＩＲＮの差ＩＲＰ−ＩＲＮ、すなわち交流系統１０１に流れる電流ＩＲを演算する。なお、ＩＲを検出する電流センサを別途設けてもよい。

同様に、交流側電力演算器３０５は、電流センサ１１１を用いて検出したＳＰアーム１０５ＳＰを流れる電流ＩＳＰとＳＮアーム１０５ＳＮを流れる電流ＩＳＮの差ＩＳＰ−ＩＳＮ、すなわち交流系統１０１に流れる電流ＩＳを演算する。なお、ＩＳを検出する電流センサを別途設けてもよい。

同様に、交流側電力演算器３０５は、電流センサ１１１を用いて検出したＴＰアーム１０５ＴＰを流れる電流ＩＴＰとＴＮアーム１０５ＴＮを流れる電流ＩＴＮの差ＩＴＰ−ＩＴＮ、すなわち交流系統１０１に流れる電流ＩＴを演算する。なお、ＩＴを検出する電流センサを別途設けてもよい。

交流側電力演算器３０５では、交流電流ＩＲ、ＩＳ、ＩＴにα−β変換を施してα軸電流Ｉａ、β軸電流Ｉｂを演算する。ここで、α−β変換は（１）式により実施する。

次に、交流電圧ＶＧＲ、ＶＧＳ、ＶＧＴにα−β変換を施してα軸電圧ＶＧａ、β軸電圧ＶＧｂを演算する。ここで、α−β変換は（２）式により実施する。

交流系統１０１から電力変換装置１０２ａに流入する有効電力Ｐおよび無効電力Ｑを、（３）式、（４）式にて計算する。

交流側電力演算器３０５は、（３）式、（４）式で計算した有効電力Ｐおよび無効電力Ｑを、有効電力調整器ＡＰＲおよび無効電力調整器ＡＱＲに伝送する。

有効電力調整器ＡＰＲは、有効電力Ｐと有効電力指令値Ｐ^＊の差Ｐ^＊−Ｐを加減算器３０８で演算し、その結果を比例積分調整器３０７に入力し、出力としてｄ軸電流指令Ｉｄ^＊を得る。

無効電力調整器ＡＱＲは、無効電力Ｑと無効電力指令値Ｑ^＊の差Ｑ^＊−Ｑを加減算器３０８で演算し、その結果を比例積分調整器３０９に入力し、出力としてｑ軸電流指令Ｉｑ^＊を得る。

本実施例の説明では、ｄ軸電流が正の場合に、交流系統１０１ａから電力変換装置１０２ａに有効電力が流入し、ｄ軸電流が負の場合に電力変換装置１０２ａから交流系統１０１ａに有効電力が流出するようにｄ軸、ｑ軸を定めたものとする。

有効電力Ｐが指令値Ｐ^＊より低下すれば、Ｉｄ^＊は＋側に増加する。そのため、有効電力Ｐが上昇する。逆に、有効電力Ｐが指令値Ｐ^＊より上昇すれば、Ｉｄ^＊は−側に減少する。
そのため、有効電力Ｐの上昇が抑えられる。この作用により、有効電力Ｐを指令値Ｐ^＊と一致するように、交流側のｄ軸電流指令Ｉｄ^＊が生成される。

無効電力Ｑに関しても同様で、指令値Ｑ^＊と無効電力Ｑが一致するようにｑ軸電流指令（無効分電流指令）Ｉｑ^＊が生成される。

また、ここでは、有効電力調整器ＡＰＲによりｄ軸電流指令Ｉｄ^＊を作る構成で説明したが、有効電力調整器ＡＰＲに変えて、図１４に示すように直流電圧調整器ＡＶＲでｄ軸電流指令Ｉｄ^＊を生成するように構成してもよい。

図１４において直流電圧調整器ＡＶＲは、電圧センサ２０４とコンデンサ電圧検出線１１４を介して検出したすべての単位変換器のコンデンサ電圧ＶＣｊｋの平均値ＶＣを平均値演算器７０１で演算する。コンデンサ電圧平均値ＶＣとコンデンサ電圧指令値ＶＣ^＊の差ＶＣ^＊−ＶＣを加減算器７０２で演算し、その結果に制御ゲイン７０３を乗算し、ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊を得る。なお直流電圧指令値ＶＤＣ^＊をアームのセル数Ｍで割ってＶＣ^＊を求める。

図３に戻り、循環電流指令演算器３０１は、系統電流指令Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊から循環電流指令Ｉｄ２ｂ^＊、Ｉｑ２ｂ^＊、Ｉｄ４ｂ^＊、Ｉｑ４ｂ^＊を計算し、電流調整器３０３に伝送する。ここで、循環電流指令演算器３０１が与える出力は、基本波に対して２倍調波の循環電流指令（ｄ、ｑ軸成分）Ｉｄ２ｂ^＊、Ｉｑ２ｂ^＊と、４倍調波の循環電流指令（ｄ、ｑ軸成分）Ｉｄ４ｂ^＊、Ｉｑ４ｂ^＊の２組である。

なお順次明らかにするが、本発明では従来の装置構成に循環電流指令演算器３０１を付加して、２組の循環電流指令を得、これに基づいて循環電流を積極的に制御しようとしている。本来の電力変換装置の制御目的上は系統電流指令Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊が制御できればよいのであって、高調波の循環電流を制御する必要はない。本発明では循環電流を積極的に制御して初期の目的を達成しようとしている。循環電流指令演算器３０１の内部の動作は、図４を用いて後述する。

フィードバック電流演算器３０２は、アーム電流ＩＲＰ、ＩＲＮ、ＩＳＰ、ＩＳＮ、ＩＴＰ，ＩＴＮから、フィードバック電流ＩｄＦＢ、ＩｑＦＢ、Ｉｄ２ｂＦＢ、Ｉｑ２ｂＦＢ、Ｉｄ４ｂＦＢ、Ｉｑ４ｂＦＢを計算し、電流調整器３０３に伝送する。フィードバック電流ＩｄＦＢとＩｑＦＢ、Ｉｄ２ｂＦＢとＩｑ２ｂＦＢ、およびＩｄ４ｂＦＢとＩｑ４ｂＦＢは、それぞれ系統電流指令Ｉｄ^＊とＩｑ^＊、２倍調波の循環電流指令Ｉｄ２ｂ^＊とＩｑ２ｂ^＊、４倍調波の循環電流指令Ｉｄ４ｂ^＊とＩｑ４ｂ^＊に対応する帰還信号である。フィードバック電流演算器３０２の内部の動作は図５を用いて後述する。

電流調整器３０３は、フィードバック電流ＩｄＦＢ、ＩｑＦＢ、Ｉｄ２ｂＦＢ、Ｉｑ２ｂＦＢ、Ｉｄ４ｂＦＢ、Ｉｑ４ｂＦＢを、それぞれ対応する電流指令に追従させる様、電圧指令値ＶＲＰ^＊、ＶＲＮ^＊、ＶＳＰ^＊、ＶＳＮ^＊、ＶＴＰ^＊、ＶＴＮ^＊を生成し、ゲートパルス生成部３１３に伝送する。なお、この場合の電流指令は、系統電流指令（ｄ、ｑ軸成分）Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊と、２倍調波の循環電流指令（ｄ、ｑ軸成分）Ｉｄ２ｂ^＊、Ｉｑ２ｂ^＊と、４倍調波の循環電流指令（ｄ、ｑ軸成分）Ｉｄ４ｂ^＊、Ｉｑ４ｂ^＊の合計３組で構成された指令である。電流調整器３０３の内部の動作は図６を用いて後述する。

次に、ゲートパルス生成部３１３の動作を説明する。

チョッパ群１０６ＲＰに対するゲートパルス生成部３１２は、例えばパルス幅変調方式（ＰＷＭ方式）を用い、電圧指令値ＶＲＰ^＊と双方向チョッパ群１０６ＲＰの出力電圧ＶＲＰが極力一致するように双方向チョッパ群１０６ＲＰに含まれるＭ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８の出力電圧ＶＲＰを制御するゲート信号ＧＨＲＰｋ、ＧＬＲＰｋを生成する。

同様に、チョッパ群１０６ＲＮに対するゲートパルス生成部３１２は、例えばパルス幅変調方式（ＰＷＭ方式）を用い、電圧指令値ＶＲＮ^＊と双方向チョッパ群１０６ＲＮの出力電圧ＶＲＮが極力一致するように双方向チョッパ群１０６ＲＮに含まれるＭ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８の出力電圧ＶＲＮを制御するゲート信号ＧＨＲＮｋ、ＧＬＲＮｋを生成する。

同様に、チョッパ群１０６ＳＰに対するゲートパルス生成部３１２は、例えばパルス幅変調方式（ＰＷＭ方式）を用い、電圧指令値ＶＳＰ^＊と双方向チョッパ群１０６ＳＰの出力電圧ＶＳＰが極力一致するように双方向チョッパ群１０６ＳＰに含まれるＭ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８の出力電圧ＶＳＰを制御するゲート信号ＧＨＳＰｋ、ＧＬＳＰｋを生成する。

同様に、チョッパ群１０６ＳＮに対するゲートパルス生成部３１２は、例えばパルス幅変調方式（ＰＷＭ方式）を用い、電圧指令値ＶＳＮ^＊と双方向チョッパ群１０６ＳＮの出力電圧ＶＳＮが極力一致するように双方向チョッパ群１０６ＳＮに含まれるＭ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８の出力電圧ＶＳＮを制御するゲート信号ＧＨＳＮｋ、ＧＬＳＮｋを生成する。

チョッパ群１０６ＴＰに対するゲートパルス生成部３１２は、例えばパルス幅変調方式（ＰＷＭ方式）を用い、電圧指令値ＶＴＰ^＊と双方向チョッパ群１０６ＴＰの出力電圧ＶＴＰが極力一致するように双方向チョッパ群１０６ＴＰに含まれるＭ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８の出力電圧ＶＴＰを制御するゲート信号ＧＨＴＰｋ、ＧＬＴＰｋを生成する。

同様に、チョッパ群１０６ＴＮに対するゲートパルス生成部３１２は、例えばパルス幅変調方式（ＰＷＭ方式）を用い、電圧指令値ＶＴＮ^＊と双方向チョッパ群１０６ＴＮの出力電圧ＶＴＮが極力一致するように双方向チョッパ群１０６ＴＮに含まれるＭ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８の出力電圧ＶＴＮを制御するゲート信号ＧＨＴＮｋ、ＧＬＴＮｋを生成する。

以下、図４を用いて循環電流指令演算器３０１の内部の構成を説明する。循環電流指令演算器３０１では、２組、合計４個の循環電流指令値Ｉｄ２ｂ^＊、Ｉｑ２ｂ^＊、Ｉｄ４ｂ^＊、Ｉｑ４ｂ^＊を計算する。なおここでＩｄ２ｂ^＊、Ｉｑ２ｂ^＊は、アームに流れる２次循環電流成分に対するｄｑ軸電流指令値であり、Ｉｄ４ｂ^＊、Ｉｑ４ｂ^＊は、アームに流れる４次循環電流成分に対するｄｑ軸電流指令値である。

このうちまずｄｑ軸の２次循環電流指令値Ｉｄ２ｂ^＊、Ｉｑ２ｂ^＊は、ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ^＊を用いて（５）式、（６）式にて演算する。

ここで、Ｋ_２は、２次循環電流と系統電流の振幅の比であり（７）式が成り立つ。

ｄｑ軸の４次循環電流指令値Ｉｄ４ｂ^＊、Ｉｑ４ｂ^＊は、ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ^＊を用いて（８）式、（９）式にて演算する。

ここで、Ｋ_４は、４次循環電流と系統電流の振幅の比であり、（１０）式が成り立つ。

（５）〜（１０）式の様に循環電流指令を決めると系統電流が最大および最小となる位相において、２次循環電流が最大、４次循環電流が最小となる様にできる。詳細については後述する。
本実施例においては、Ｋ_２，Ｋ_４は（１１）式とする。この時、２次循環電流の振幅は系統電流指令値のＫ_２≒０．０５１倍、４次循環電流の振幅は系統電流指令値のＫ_４≒
０．０８３倍となる。

なお図４は、循環電流指令値Ｉｄ２ｂ^＊、Ｉｑ２ｂ^＊、Ｉｄ４ｂ^＊、Ｉｑ４ｂ^＊を計算する処理をブロックダイアグラムで示した図であり、ここでｍは乗算器、ａｄは減算器、ｄは除算器、ｗは開平器、ｋは係数器を意味している。上記式の実行には、計算機を用いて行うことも可能である。循環電流指令値Ｉｄ２ｂ^＊、Ｉｑ２ｂ^＊、Ｉｄ４ｂ^＊、Ｉｑ４ｂ^＊を計算する処理については、式の開示にとどめ、図４についてのより詳細な説明を省略する。

次に、図５に示すフィードバック電流演算器３０２の内部の構成について説明する。

ここではアーム電流ＩＲＰ、ＩＲＮ、ＩＳＰ、ＩＳＮ、ＩＴＰ，ＩＴＮを、ｄ軸系統電流ＩｄＦＢ、ｑ軸系統電流ＩｑＦＢ、２次ｄ軸循環電流Ｉｄ２ｂＦＢ、２次ｑ軸循環電流Ｉｑ２ｂＦＢ、４次ｄ軸循環電流Ｉｄ４ｂＦＢ、４次ｑ軸循環電流Ｉｑ４ｂＦＢの６変数に変換し、それぞれ個別に制御を行う。これらの変数への変換方法について、以下説明する。

まず、（１２）〜（１４）式を用いて、アーム電流ＩＲＰ、ＩＲＮ、ＩＳＰ、ＩＳＮ、ＩＴＰ，ＩＴＮを、系統電流ＩＲ、ＩＳ、ＩＴおよび循環電流ＩＲｂ、ＩＳｂ、ＩＴｂの６変数に変換する。この式の処理は、図５の加減算器５０１で実施される。

３相２相変換５０２ａおよびｄ−ｑ変換５０３は、系統電流ＩＲ、ＩＳ、ＩＴを、（１５）式、（１６）式を用いてｄｑ軸系統電流ＩｄＦＢ、ＩｑＦＢに変換する。ここで、ｄ−ｑ変換５０３に用いる位相角θは、交流系統の電圧ＶＧＲ、ＶＧＳ、ＶＧＴから位相検出器３０６で検出した位相角であり、ＶＧＲの位相に同期している。

３相２相変換５０２ｂは、循環電流ＩＲｂ、ＩＳｂ、ＩＴｂを、（１７）式を用いてαβ軸循環電流Ｉａｂ、Ｉｂｂに変換する。

次に、αβ軸循環電流Ｉａｂ、Ｉｂｂから２次ｄ軸循環電流Ｉｄ２ｂＦＢ、２次ｑ軸循環電流Ｉｑ２ｂＦＢへの変換について説明する。

ｄ−ｑ変換５０４は、αβ軸循環電流Ｉａｂ、Ｉｂｂを、（１８）式を用いてｄｑ軸系統電流Ｉｄ４ｂ、Ｉｑ４ｂに変換する。ここで、ｄ−ｑ変換５０４に用いる位相角４θは、位相検出器３０６で検出したθの４倍の位相角で、系統周波数の４倍の周波数となる。これにより、Ｉａｂ、Ｉｂｂの４次成分は直流量に、その他の周波数成分は平均値０の交流量に変化する。

４次のｄｑ軸電流Ｉｄ４ｂ、Ｉｑ４ｂに、移動平均５０５を施してＩｄ４ｂＭＡ、Ｉｑ４ｂＭＡに変換する。これは、Ｉｄ４ｂ、Ｉｑ４ｂの直流量を抽出したものに等しいので、循環電流の４次成分のみが現れた信号となる。

Ｉｄ４ｂＭＡ、Ｉｑ４ｂＭＡに逆ｄ−ｑ変換５０６を行い、（１９）式を用いてαβ軸循環電流Ｉａ４ｂＭＡ、Ｉｂ４ｂＭＡに変換する。ここで、逆ｄ−ｑ変換５０６に用いる位相角４θは、位相検出器３０６で検出したθの４倍の位相角で、系統周波数の４倍の周波数となる。結果、Ｉａ４ｂＭＡ、Ｉｂ４ｂＭＡはＩａｂ、Ｉｂｂに含まれている４次成分に等しくなる。

２次α軸循環電流Ｉａ２ｂＦＢ、２次β軸循環電流Ｉｂ２ｂＦＢは、（２０）式を用いて計算する。これは、Ｉａｂ、Ｉｂｂから４次成分を除いたものに等しい。

（２１）式でｄｑ変換を行い、２次ｄ軸循環電流Ｉｄ２ｂＦＢ、２次ｑ軸循環電流Ｉｑ２ｂＦＢを得る。

２次ｄｑ軸フィードバック電流Ｉｄ２ｂＦＢ、Ｉｑ２ｂＦＢには、循環電流の２次成分が直流量として含まれ、４次成分は含まれない。またその他の周波数成分は交流量として含まれ、電流調整器３０３により、０になる様に制御される。

次に、αβ軸循環電流Ｉａｂ、Ｉｂｂから４次ｄ軸循環電流Ｉｄ４ｂＦＢ、４次ｑ軸循環電流Ｉｑ４ｂＦＢへの変換について説明する。

ｄ−ｑ変換５０７は、αβ軸循環電流Ｉａｂ、Ｉｂｂを、（２２）式を用いてｄｑ軸系統電流Ｉｄ２ｂ、Ｉｑ２ｂに変換する。ここで、ｄ−ｑ変換５０７に用いる位相角２θは、位相検出器３０６で検出したθの２倍の位相角で、系統周波数の２倍の周波数となる。これにより、Ｉａｂ、Ｉｂｂの２次成分は直流量に、その他の周波数成分は平均値０の交流量に変化する。

ｄｑ軸電流Ｉｄ２ｂ、Ｉｑ２ｂに、移動平均５０５を施してＩｄ２ｂＭＡ、Ｉｑ２ｂＭＡに変換する。これは、Ｉｄ２ｂ、Ｉｑ２ｂの直流量を抽出したものに等しいので、循環電流の２次成分のみが現れた信号となる。

Ｉｄ２ｂＭＡ、Ｉｑ２ｂＭＡに逆ｄ−ｑ変換５０８を行い、（２３）式を用いてαβ軸循環電流Ｉａ２ｂＭＡ、Ｉｂ２ｂＭＡに変換する。ここで、逆ｄ−ｑ変換５０８に用いる位相角２θは、位相検出器３０６で検出したθの２倍の位相角で、系統周波数の２倍の周波数となる。結果、Ｉａ２ｂＭＡ、Ｉｂ２ｂＭＡはＩａｂ、Ｉｂｂの信号に含まれる２次成分に等しくなる。

４次α軸循環電流Ｉａ４ｂＦＢ、４次β軸循環電流Ｉｂ４ｂＦＢは、（２４）式を用いて計算する。これは、Ｉａｂ、Ｉｂｂから２次成分を除いたものに等しい。

（２５）式でｄｑ変換を行い、４次ｄ軸循環電流Ｉｄ４ｂＦＢ、４次ｑ軸循環電流Ｉｑ４ｂＦＢを得る。

４次ｄｑ軸フィードバック電流Ｉｄ４ｂＦＢ、Ｉｑ４ｂＦＢには、循環電流の４次成分が直流量として含まれ、２次成分は含まれない。またその他の周波数成分は交流量として含まれ、電流調整器３０３により、０になる様に制御される。

以下、図６を用いて電流調整器３０３の内部の構成を説明する。

まず、交流電圧ＶＧＲ、ＶＧＳ、ＶＧＴにα−β変換６０１を施してα軸電圧ＶＧａ、β軸電圧ＶＧｂを演算する。ここで、α−β変換は（２６）式により実施する。

（２７）式を用いて、αβ軸電圧ＶＧａ、ＶＧｂにｄｑ変換６０２を施してｄｑ軸電圧成分Ｖｄ、Ｖｑを計算する。なお、本実施例の位相角θは、系統電圧ＶＧＲに同期するように作成されるため、（２７）式中のｑ軸電圧成分Ｖｑはほぼ零となり、Ｖｄはほぼ系統電圧振幅の√（３／２）倍に等しくなる。

次に、アーム電流調整について説明する。

ｄｑ軸系統電流ＩｄＦＢ、ＩｑＦＢ、ｄｑ軸２次循環電流Ｉｄ２ｂＦＢ、Ｉｑ２ｂＦＢ、ｄｑ軸４次循環電流Ｉｄ４ｂＦＢ、Ｉｑ４ｂＦＢがそれぞれの指令値Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊、Ｉｄ２ｂ^＊、Ｉｑ２ｂ^＊、Ｉｄ４ｂ^＊、Ｉｑ４ｂ^＊と一致するように、（２８）〜（３３）式に基づいて、系統電圧指令値Ｖｄ^＊、Ｖｑ^＊および補正電圧指令値Ｖｄ２ｂ^＊、Ｖｑ２ｂ^＊を演算する。なお図６中の記号１８０４は加減算器であり、各ゲインを与える係数器６０５，６０８，６１０により、（２８）〜（３３）式が実行されている。

（２８）〜（３３）式において、Ｇａｉｎ６０５、６０８、６１０は、例えば比例又は 比例積分調整器等で構成する。図中ゲイン６０５、６０８、６１０は同じゲインでなくても良い。

系統電圧指令値Ｖｄ^＊、Ｖｑ^＊に逆ｄ−ｑ変換６０６および逆α−β変換６０７を行い、相毎の系統電圧指令値ＶＲ^＊、ＶＳ^＊、ＶＴ^＊を演算する。系統電圧指令値ＶＲ^＊、ＶＳ^＊、ＶＴ^＊を求める変換式は、（３４）式および（３５）式に示す。

系統電圧指令値Ｖｄ２ｂ^＊、Ｖｑ２ｂ^＊に逆ｄ−ｑ変換６０９および逆α−β変換６０７を行い、相毎の系統電圧指令値ＶＲ２ｂ^＊、ＶＳ２ｂ^＊、ＶＴ２ｂ^＊を演算する。系統電圧指令値ＶＲ２ｂ^＊、ＶＳ２ｂ^＊、ＶＴ２ｂ^＊を求める変換式は、（３６）式および（３７）式に示す。

系統電圧指令値Ｖｄ４ｂ^＊、Ｖｑ４ｂ^＊に逆ｄ−ｑ変換６１１および逆α−β変換６０７を行い、相毎の系統電圧指令値ＶＲ４ｂ^＊、ＶＳ４ｂ^＊、ＶＴ４ｂ^＊を演算する。系統電圧指令値ＶＲ４ｂ^＊、ＶＳ４ｂ^＊、ＶＴ４ｂ^＊を求める変換式は、（３８）式および（３９）式に示す。

求められた電圧から、電圧指令値Ｖｊ０^＊（ｊ＝ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ）は、（４０）〜（４５）式の通りに演算する。

図３のゲートパルス生成部３１３に与えるアーム１０５ｊから出力する出力電圧指令値Ｖｊ^＊（ｊ＝ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ）は、（４６）式の通りに演算する。

（４６）式において、直流電圧指令値ＶＤＣ^＊はシステム定格又はシステム運用上の目標値で定まる値である。

アーム電圧指令値Ｖｊ^＊（ｊ＝ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ）は、指令値分配部３１３に伝送される。

以上で、電力変換装置１０２ａの構成と制御方法を説明した。

ここで、本実施例で得られる効果とそのメカニズムについて、説明する。

まず、本実施例のメカニズムについて説明する。まず、アーム電流の低減効果について述べる。

例えばＲ相の場合、２次および４次の循環電流指令値の通りに電流が流れると、上側および下側アームに流れる電流ＩＲＰ，ＩＲＮは（４７）式で表される。

（４７）式に（５）〜（１０）式を代入すると、（５０）式が得られる。但しここで、系統の線間電圧実効値をＩ_Ｅ、電圧位相に対する電流位相のずれをφとした時、各指令値は、（４８）（４９）式のように表すことができる。

Ｋ_２，Ｋ_４は１と比べて小さい数であるので、ＩＲＰはθ＝φでほぼ最大、ＩＲＮはθ＝φ＋πでほぼ最大になる。そのため、アーム電流ピークは（５１）式で概ね近似できる。

（５１）式より、４次循環電流重畳によりアーム電流ピークを下げる効果があることが分かる。

次に、コンデンサ電圧変動の抑制効果について述べる。まず、アーム電圧は、（５２）式で表すことができる。

コンデンサ電圧ＶｃＲＰ，ＶｃＲＮは、コンデンサ容量Ｃを用いて、概ね（５３）式で近似することができる。

ＩＲＰ，ＩＲＮの符号は反転しないとすると、ＶｃＲＰ，ＶｃＲＮはそれぞれＶＲＰ，ＶＲＮが正から負になる時に最大、ＶＲＰ，ＶＲＮが負から正になる時に最小となる。ここで、ＶＧｄが（５４）式であるとすると、ＶｃＲＰはθ＝２π／３でほぼ最小、θ＝４π／３でほぼ最大となる。またＶｃＲＮはθ＝２π／３でほぼ最大、θ＝４π／３でほぼ最小となる。そのため、コンデンサ電圧変動幅は概ね（５５）式で近似できる。

（５５）式において、ωは、系統側の周波数ｆを用いてω＝２πｆで表される。

（５５）式より、２次循環電流、４次循環電流ともにコンデンサ電圧変動を下げる効果があるが、２次循環電流の方がより効果が大きいことが分かる。

以下、本実施例において、実際の交流・直流の電流波形を与えた時に得られるアーム電流波形を示し、得られる効果について説明する。

直流側は、図７に示す通り一定の電流を与え、Ｉｄｃｒｅｆ＝１２８０［Ａ］とする。また、電圧はＶＤＣ＝２５０［ｋＶ］とする。交流側は、図８に電流波形、電圧波形を示す通り周波数５０Ｈｚ、力率１の３相交流を与え、ｄ軸電圧１３８［ｋＶ］、ｄ軸電流２３１９［Ａ］とする。

ここで従来の制御においては、ＩＲＰ^＊＋ＩＲＮ^＊＝ＩＳＰ^＊＋ＩＳＮ^＊＝ＩＴＰ^＊＋ＩＴＮ^＊＝Ｉｄｃ^＊／３となるように、上アームと下アームに対称性のある電流指令を与えていた。この時、アームに流れる電流のピーク値は１３７３［Ａ］、コンデンサ電圧変動は６１７［Ｖ］となっていた。Ｒ相上側アームについて、この時の電流波形を図１２のＡに、コンデンサ電圧波形を図１３のＡに示す。

系統電流の上下ピークと２次循環電流の下側ピークが一致するように制御したときの、Ｒ相上側アームについて、この時の電流波形を図１２のＢに、コンデンサ電圧波形を図１３のＢに示している。これによれば、アームに流れる電流のピークを約１７％低減させることができる。しかし、コンデンサ電圧の変動が約２９％大きくなり、またスイッチング素子やダイオードでの電力損失も大きくなる。この方法は、二次成分の調整によりアーム電流波形（循環電流）を低減させたものである。
そこで次に、２次循環電流の符号を逆にしてみた。Ｒ相上側アームについて、この時の電流波形を図１２のＣに、コンデンサ電圧波形を図１３のＣに示す。この場合、コンデンサ電圧の変動およびスイッチング素子やダイオードでの電力損失を上記Ｂの方法の時の損失増分を１００％とすると、約３５％小さくすることができる。
例えばＫ_２を（１２）式の値とした時、コンデンサ電圧変動を約１１％、スイッチング素子やダイオードでの電力損失を約６％小さくすることができる。しかし、アームに流れる電流のピークは約７％増加する。

以上のケースＢ，Ｃは、２次循環電流を調整するものであった。これに対し、ケースＤでは２次の代わりに、４次の循環電流を調整してみた。このときのＲ相上側アームについて、この時の電流波形を図１２のＤに、コンデンサ電圧波形を図１３のＤに示す。この４次の循環電流を重畳するケースでは、アームに流れる電流とコンデンサ電圧変動の双方を同時に低減させることができる。しかし、２次に比べて効果が小さい。

例えばＫ_４を（１２）式の値とした時、アーム電流のピークは約３％、コンデンサ電圧変動は約７％、スイッチング素子やダイオードでの電力損失はケースＢの方法の時の損失増分１００％に対し約１７％しか小さくならないものであった。

本実施例では、２次の循環電流と４次の循環電流を組み合わせることで、コンデンサ電圧変動と半導体素子での電力損失の双方を大きく減少させながらも、アーム電流のピークが上がらないようにしている。Ｒ相上側アームについて、この時の電流波形を図１２のＥに、コンデンサ電圧波形を図１３のＥに示す。

例えばＫ_２，Ｋ_４を（１２）式の値とした時、アームに流れる電流のピークをほとんど変えずに、コンデンサ電圧変動を約１９％、スイッチング素子やダイオードでの電力損失をケースＢの方法の時の損失増分１００％に対し約５１％小さくすることができる。

図９に、Ｒ相アーム電流（ＩＲＰ，ＩＲＮ）の波形を、循環電流重畳有無における比較の形で示す。アーム電流のピーク値は、従来制御が１３７３［Ａ］、本実施例が１３７６［Ａ］で、ほぼ同じ値となっている。なお、Ｓ相レグ、Ｔ相レグについては図示を省略したが、図１２の波形をそれぞれ１２０°、２４０°遅らせた波形となり、ピーク値はＲ相の場合と一致する。

図１１に、Ｒ相コンデンサ電圧の波形を、循環電流重畳有無における比較の形で示す。コンデンサ電圧変動（２５００［Ｖ］を基準とした上下変動幅）は、従来制御が６１７［Ｖ］に対し、本実施例が５００［Ｖ］で、本実施例の場合１９％の削減となっている。なお、Ｓ相レグ、Ｔ相レグについては図示を省略したが、図１３の波形をそれぞれ１２０°、２４０°遅らせた波形となり、コンデンサ電圧変動幅はＲ相の場合と一致する。

また、１セルあたりのスイッチング素子・ダイオードによる損失は、従来制御の場合を１００％とすると、本実施例の場合約９１％となり、平均９％の損失が削減される。

したがって、本実施例で説明した図１の回路構成および図３〜６の制御方法によって、
コンデンサ電圧変動を低減でき、同じ電圧変動とすれば容量を小さく、また、容量を変えないとすれば電圧定格の低いコンデンサを使用できるという効果が得られる。また、半導体素子による損失を低減でき、冷却装置の小型化、素子電流の増加効果も得られる。

なお、図１０にはＲ相を例にとって、基本波成分、第２調波成分、第４調波成分毎の電流指令値波形を示している。本実施例では基本波成分が最小となるときに、第２調波成分が最大、第４調波成分が最小となるように制御する。これは、基本波成分が最大となるときに、第２調波成分が最大、第４調波成分が最小となるように制御することでもある。

以上で、図７〜図１１を用いて本実施例の概略動作波形を説明した。

なお、本実施例では、図１に示すように、リアクトル１０７ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮが変圧器１０３の２次巻線に接続されている、すなわちＲ′点、Ｓ′点、Ｔ′点に接続している回路を例示しているが、リアクトル１０７ＲＰ、ＳＰ、ＴＰが直流端子Ｐ点との間に、また、リアクトル１０７ＲＮ、ＳＮ、ＴＮが直流端子Ｎ点との間に接続している回路でも同様の効果を得られる。

本実施例では、２次と４次の循環電流を用いたが、一般に循環電流の系統周波数の偶数倍の周波数成分を２つ組み合わせ、周波数の低い方をコンデンサ電圧変動抑制に、周波数の高い方をアーム電流ピーク低減に用いることで、本実施例と同様の効果が得られる。

１０１ａ、１０１ｂ：交流系統
１０２ａ、１０２ｂ：電力変換装置
１０３：変圧器
１０８：単位変換器
１１０：電圧検出器
１１１：電流検出器
１１２：制御装置
１１３：ゲート信号線
１１４：セル電圧検出線
３０１：循環電流指令演算器
３０２：フィードバック電流演算器
３０３：電流調整器
３０５：交流側電力演算器
３１１：アーム電圧指令値生成部
３１２：ゲートパルス生成部
３１３：指令値分配部

Claims (12)

1. コンデンサを備える単位変換器を複数備えてアームを形成し、第１のアームと第２のアームを直列接続してレグを構成し、前記第１のアームと前記第２のアームの接続部分に交流端子を接続し、前記第１のアームの他端を第１の直流端子とし、前記第２のアームの他端を第２の直流端子とし、前記第１の直流端子を正側、前記第２の直流端子を負側とした前記レグを複数設け、前記第１のアームと第２のアームを貫いて流れる循環電流を抑制するための誘導性素子を前記レグの一部に設けた電圧型電力変換装置の制御装置であって、
   前記交流端子に流れる交流電流を系統電圧の位相で座標変換して第一の所定値となるようにフィードバック制御する第１の電流制御部と、前記循環電流を前記系統電圧の周波数とは異なる第二の周波数の周波数で座標変換し、前記コンデンサの電圧変動を低減するような第二の所定値となるようにフィードバック制御する第２の電流制御部と、前記循環電流を前記系統電圧の周波数とは異なる第三の周波数の位相で座標変換し、アームの電流ピークを低減するような第三の所定値となるようにフィードバック制御する第３の電流制御部とを備え、交流系統と直流系統との間で所望の電力変換がなされるように、電力変換装置の電流を制御するとともに、
   前記第二の周波数及び第三の周波数が、系統電圧の周波数の偶数倍であり、かつ第二の周波数は第三の周波数よりも低い周波数次数であることを特徴とする電圧型電力変換装置の制御装置。
2. 請求項１記載の電圧型電力変換装置の制御装置において、
   前記第二の周波数が、系統電圧の周波数の２倍であり、前記第三の周波数が、系統電圧の周波数の４倍であることを特徴とする電圧型電力変換装置の制御装置。
3. 請求項１記載の電圧型電力変換装置の制御装置において、
   前記第二の所定値が、前記第一の所定値からの演算結果であることを特徴とする電圧型電力変換装置の制御装置。
4. 請求項１記載の電圧型電力変換装置の制御装置において、
   前記第三の所定値が、前記第一の所定値からの演算結果であることを特徴とする電圧型電力変換装置の制御装置。
5. コンデンサを備える単位変換器を複数備えてアームを形成し、第１のアームと第２のアームを直列接続してレグを構成し、前記第１のアームと前記第２のアームの接続部分に交流端子を接続し、前記第１のアームの他端を第１の直流端子とし、前記第２のアームの他端を第２の直流端子とし、前記第１の直流端子を正側、前記第２の直流端子を負側とした前記レグを複数設け、前記第１のアームと第２のアームを貫いて流れる循環電流を抑制するための誘導性素子を前記レグの一部に設けた電圧型電力変換装置の制御方法であって、
   前記交流端子に流れる交流電流を系統電圧の位相で座標変換して第一の所定値となるようにフィードバック制御し、前記循環電流を前記系統電圧の位相とは異なる第二の周波数の位相で座標変換し、コンデンサの電圧変動を低減するような第二の所定値となるようにフィードバック制御し、前記循環電流を前記系統電圧の位相とは異なる第三の周波数の位相で座標変換し、アームの電流ピークを低減するような第三の所定値となるようにフィードバック制御して、交流系統と直流系統との間で所望の電力変換がなされるように、電力変換装置の電流を制御するとともに、
   前記第二の周波数及び第三の周波数が、系統電圧の周波数の偶数倍であり、かつ第二の周波数は第三の周波数よりも低い周波数次数であることを特徴とする電圧型電力変換装置の制御方法。
6. コンデンサを備える単位変換器を複数備えてアームを形成し、２組のアームを直列接続してレグを構成し、複数レグの２組のアームの接続点をそれぞれ交流端子に接続し、複数レグの２組のアームの他端をそれぞれ直流の正負端子に接続するとともに、レグの一部に誘導性素子を備えた電圧型電力変換装置の制御方法であって、
   前記交流端子に流れる交流電流を系統電圧の位相で座標変換して第一の所定値となるようにフィードバック制御して得た第１の信号と、前記レグに流れる循環電流を前記系統電圧の２倍の周波数の位相で座標変換し第二の所定値となるようにフィードバック制御して得た第２の信号と、前記レグに流れる循環電流を前記系統電圧の４倍の周波数の位相で座標変換し第三の所定値となるようにフィードバック制御して得た第３の信号とを求め、前記単位変換器を第１の信号と第２の信号と第３の信号の和により制御することを特徴とする電圧型電力変換装置の制御方法。
7. 請求項６記載の電圧型電力変換装置の制御方法において、
   第二の所定値を前記コンデンサの端子電圧の変動幅が小さくなる様に定め、第三の所定値を前記レグに流れる循環電流のピークが小さくなる様に定めることを特徴とする電圧型電力変換装置の制御方法。
8. 請求項６または請求項７記載の電圧型電力変換装置の制御方法において、
   第一の所定値の交流信号が最小値であるとき、第二の所定値の交流信号を最大値とし、第三の所定値の交流信号を最小値とすることを特徴とする電圧型電力変換装置の制御方法。
9. コンデンサを備える単位変換器を複数備えてアームを形成し、２組のアームを直列接続してレグを構成し、複数レグの２組のアームの接続点をそれぞれ交流端子に接続し、複数レグの２組のアームの他端をそれぞれ直流の正負端子に接続するとともに、レグの一部に誘導性素子を備えた電圧型電力変換装置の制御方法であって、
   前記交流端子に流れる交流電流を系統電圧の位相で座標変換して第一の所定値となるようにフィードバック制御して得た第１の信号と、前記レグに流れる循環電流を前記系統電圧の偶数倍の周波数の位相で座標変換し第二の所定値となるようにフィードバック制御して得た第２の信号と、前記レグに流れる循環電流を前記系統電圧の偶数倍であって第２の信号の周波数の次数よりも高い周波数の位相で座標変換し第三の所定値となるようにフィードバック制御して得た第３の信号とを求め、前記単位変換器を第１の信号と第２の信号と第３の信号の和により制御することを特徴とする電圧型電力変換装置の制御方法。
10. 請求項９記載の電圧型電力変換装置の制御方法において、
    第二の所定値を前記コンデンサの端子電圧の変動幅が小さくなる様に定め、第三の所定値を前記レグに流れる循環電流のピークが小さくなる様に定めることを特徴とする電圧型電力変換装置の制御方法。
11. 請求項９または請求項１０に記載の電圧型電力変換装置の制御方法において、
    第２の信号の周波数の次数は第１の信号の周波数の２倍調波であり、第３の信号の周波数の次数は４倍調波であることを特徴とする電圧型電力変換装置の制御方法。
12. コンデンサを備える単位変換器を複数備えてアームを形成し、第１のアームと第２のアームを直列接続してレグを構成し、前記第１のアームと前記第２のアームの接続部分に交流端子を接続し、前記第１のアームの他端を第１の直流端子とし、前記第２のアームの他端を第２の直流端子とし、前記第１の直流端子を正側、前記第２の直流端子を負側とした前記レグを複数設け、前記第１のアームと第２のアームを貫いて流れる循環電流を抑制するための誘導性素子を前記レグの一部に設けた電圧型電力変換装置の制御装置であって、
    前記交流端子に流れる交流電流を系統電圧の位相で座標変換して第一の所定値となるようにフィードバック制御し、前記循環電流を前記系統電圧の周波数とは異なる第二の周波数の周波数で座標変換し、前記コンデンサの電圧変動を低減するような第二の所定値となるようにフィードバック制御し、前記循環電流を前記系統電圧の周波数とは異なる第三の周波数の位相で座標変換し、アームの電流ピークを低減するような第三の所定値となるようにフィードバック制御する電流制御部を備え、交流系統と直流系統との間で所望の電力変換がなされるように、電力変換装置の電流を制御するとともに、
    前記第二の周波数及び第三の周波数が、系統電圧の周波数の偶数倍であり、かつ第二の周波数は第三の周波数よりも低い周波数次数であることを特徴とする電圧型電力変換装置の制御装置。

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