JP2021185727A - 電力変換装置の制御装置及び制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】高効率な電力変換装置の制御装置及び制御方法を提供する。【解決手段】エネルギー蓄積要素を備える単位変換器を複数直列接続したアーム変換器を交流の１相あたり１つ以上備えるモジュラーマルチレベル形の電力変換装置の制御装置であって、電力変換装置の制御装置は、交流電流を所望の値にフィードバック制御する交流電流制御手段と、モジュラーマルチレベル形の電力変換装置の交流の各相のアーム変換器を流れる循環電流を循環電流指令値にフィードバック制御する循環電流制御手段と、交流電流制御手段の出力を循環電流制御手段の出力で補正して得た交流各相の交流電圧目標に従って、アーム変換器を構成する単位変換器のゲート信号を生成し、制御するＰＷＭ指令生成手段を備え、循環電流制御手段は、電力変換装置の力率に応じて循環電流指令値の振幅を演算する循環電流指令演算手段を備えることを特徴とする電力変換装置の制御装置。【選択図】図３

Description

本発明は、モジュラー・マルチレベル変換器（以下、ＭＭＣ変換器と略称する）で構成した電力変換装置の制御装置及び制御方法に関する。

ＭＭＣ変換器は、エネルギー蓄積要素であるコンデンサ等の電圧源と、ハーフブリッジ回路で構成される単位変換器を複数直列に接続することで構成する。単位変換器は、ハーフブリッジ回路のＰＷＭ変調率を制御することで所望の電圧を発生する。この単位変換器を複数直列接続して２端子のアーム変換器を構成し、このアーム変換器の第１の端子を交流電源の各相端子に接続し、星型結線した第２の端子を直流電源の端子に接続する。

このように各相に接続されたアーム変換器は、所望の交流電圧を発生して交流電流制御すると同時に、直流電流を重畳して直流電源との間で電力変換を実現する。

ＭＭＣ変換器の制御は、外部からの交流電流指令と直流電流指令にアーム変換器に流れるアーム電流を調整する電流制御、アーム変換器内のコンデンサの合計蓄積エネルギーをアーム変換器間で平衡に保つための循環電流を調整する機能（以下、循環電流制御と称す）、単位変換器に設けたハーフブリッジ回路のＰＷＭ変調率をアーム内で相互に調整することでコンデンサの平均電圧を単位変換器間で平衡に保つ機能（以下、段間バランス制御と称す）を備える。このうち、循環電流制御を実現するには、アーム変換器間に流れる循環電流を抑制する為の回路素子が必要となる。

特許文献１は、ＭＭＣ変換器の一形態であるダブルスター形ＭＭＣ変換器（以下、ＤＳＭＭＣ変換器と略称する）が開示されている。特許文献１によれば、各アーム変換器の第１の端子と交流電源端子の間にインダクタンスを設けることでアーム変換器間に流れる循環電流を抑制できることが開示されている。また、アーム変換器内のコンデンサの合計蓄積エネルギーをアーム変換器間でバランスさせる目的で、二次調波の循環電流を用いることが開示されている。本発明は、特許文献１に開示されているようなＤＳＭＭＣ変換器で構成する電力変換装置の制御手法を対象とする。

単位変換器内のコンデンサは、ＤＳＭＭＣ変換器の出力交流周波数により決まる周期で充放電を繰り返すことで電圧変動する。例えば、直流送電設備や周波数変換設備に用いる大容量のＤＳＭＭＣ変換器の場合は、各単位変換器に大電流が流れることでコンデンサ電圧変動が大きくなる。その場合、電圧変動のピーク電圧値が高くなることからコンデンサの電圧定格を大きくする必要がありＤＳＭＭＣ変換器が大型化する課題がある。

前記の課題に対して、例えば特許文献２によれば、ＤＳＭＭＣ変換器において、交流系統の系統周波数の偶数倍の周波数成分を含む循環電流をアーム変換器に流すことでコンデンサ電圧変動を抑制できることが開示されている。

特表２０１０−５１２１３３号公報 特開２０１３−２５１９３３号公報

循環電流は、交流電源にも直流電源にも流れずにアーム変換器内部を循環する電流である。電力変換装置の役割は、異なる複数の電源間の電力変換を実現することにある。したがって、高効率な電力変換装置を実現するには、循環電流を必要最小限にできることが望ましい。

この点に関し、特許文献１は、この循環電流に関する具体的な決定手段が開示されていない。特許文献２は、交流電流指令値から二次調波の循環電流指令値を生成することでコンデンサの電圧変動量を減少させる手段を開示している。一方、電力変換装置は出力交流電圧と交流電流の位相差により所望の交流電力を発生させるので、ＤＳＭＭＣ変換器のコンデンサ電圧変動波形は電力変換装置の力率により変化する。従って、力率を考慮したうえで必要な循環電流を生成することが高効率な電力変換装置を実現するために望ましいが、特許文献２は、そのような手段を備えていない課題が残っている。

以上のことから本発明の目的は、上記の課題を解決し高効率な電力変換装置の制御装置及び制御方法を提供することにある。

以上のことから本発明においては、「エネルギー蓄積要素を備える単位変換器を複数直列接続したアーム変換器を交流の１相あたり１つ以上備えるモジュラーマルチレベル形の電力変換装置の制御装置であって、電力変換装置の制御装置は、交流電流を所望の値にフィードバック制御する交流電流制御手段と、モジュラーマルチレベル形の電力変換装置の交流の各相のアーム変換器を流れる循環電流を循環電流指令値にフィードバック制御する循環電流制御手段と、交流電流制御手段の出力を循環電流制御手段の出力で補正して得た交流各相の交流電圧目標に従って、アーム変換器を構成する単位変換器のゲート信号を生成し、制御するＰＷＭ指令生成手段を備え、循環電流制御手段は、電力変換装置の力率に応じて循環電流指令値の振幅を演算する循環電流指令演算手段を備えることを特徴とする電力変換装置の制御装置。」としたものである。

また本発明においては、「エネルギー蓄積要素を備える単位変換器を複数直列接続したアーム変換器を交流の１相あたり１つ以上備えるモジュラーマルチレベル形の電力変換装置の制御方法であって、交流電流を所望の値にフィードバック制御する交流電流制御出力を、モジュラーマルチレベル形の電力変換装置の交流の各相のアーム変換器を流れる循環電流を循環電流指令値にフィードバック制御する循環電流制御出力で補正して得た交流各相の交流電圧目標に従って、アーム変換器を構成する単位変換器のゲート信号を生成し、制御するとともに、電力変換装置の力率に応じて循環電流指令値の振幅を定めることを特徴とする電力変換装置の制御方法。」としたものである。

本発明によれば、力率を考慮したうえで必要な循環電流を生成するので高効率な電力変換装置の制御装置及び方法を提供できる。

本発明が適用可能な一般的な電力変換装置の構成例を示す図。 本発明が適用可能な一般的なアーム変換器の構成例を示す図。 本発明の実施例１に係る制御装置のブロック構成例を示す構成例を示す図。 本発明の実施例１に係る循環電流指令演算手段３１２の構成例を示す図。 循環電流振幅演算手段４０１の入出力特性を示す図。 力率０（誘導性）運転時のコンデンサ電圧Ｖ_{ＣＵＰ＿１}と出力電圧指令Ｖ_ＵＰ ^＊の関係を示す図を示す図。 力率１運転時のコンデンサ電圧Ｖ_{ＣＵＰ＿１}と出力電圧指令Ｖ_ＵＰ ^＊の関係を示す図を示す図。 力率０（容量性）運転時のコンデンサ電圧Ｖ_{ＣＵＰ＿１}と出力電圧指令Ｖ_ＵＰ ^＊の関係を示す図を示す図。 位相補償要素と出力電圧指令（ピーク値）の関係を示す図。 ＣＯＳφ＝０（誘導性）のときの動作波形例を示す図。 ＣＯＳφ＝１のときの動作波形例を示す図。 本発明の実施例２に係る電力変換装置の構成例を示す図。 本発明の実施例２に係る電力変換装置の他の構成例を示す図。 本発明の実施例２に係る循環電流指令演算手段の構成例を示す図。 本発明の実施例３に係る循環電流指令演算手段の構成例を示す図。 本発明の実施例３に係る循環電流振幅演算手段の入出力特性を示す図。 本発明の実施例３に係る循環電流振幅演算手段の別の構成例を示す図。 本発明の実施例３に係る記憶装置の構成例を示す図。 本発明の実施例３に係る循環電流指令演算手段の構成例を示す図。

以下、本発明に係る電力変換装置の制御装置及び方法の実施例を図面に基づいて説明する。なお、実施例により本発明が限定されるものではない。

図１は、本発明が適用可能な一般的な電力変換装置の構成例を示す図である。

図１において、電力変換装置１０２は、変圧器１０４を介して交流電力系統１０１に連系する。電力変換装置１０２は、可変直流電圧源１０３と接続する。このように構成することで、交流電力系統１０１と可変直流電圧源１０３間の電力融通を実現できる。電力変換装置１０２は、ＤＳＭＭＣ変換器で構成する。

電力変換装置１０２は、アーム変換器１０５とリアクトル１０６が直列接続された６組のアームが、いわゆるグレーツ結線されて構成されている。具体的には電力変換装置１０２は、ａ端子とｂ端子の２つの出力端子を備えた６つのアーム変換器１０５（１０５ＵＰ、１０５ＵＮ、１０５ＶＰ、１０５ＶＮ、１０５ＷＰ、１０５ＷＮ）と、６つの循環電流抑制リアクトル１０６（１０６ＵＰ、１０６ＵＮ、１０６ＶＰ、１０６ＶＮ、１０６ＷＰ、１０６ＷＮ）により基本的に構成されており、さらに制御用の信号入手のために、各相のアーム電流Ｉ（Ｉ_ＵＰ、Ｉ_ＵＮ、Ｉ_ＶＰ、Ｉ_ＶＮ、Ｉ_ＷＰ、Ｉ_ＷＮ）を検出するための６つの電流検出器１０７（１０７ＵＰ、１０７ＵＮ、１０７ＶＰ、１０７ＶＮ、１０７ＷＰ、１０７ＷＮ）を備えている。

制御装置１０８は、６つの電流検出器１０７からのアーム電流と、交流電圧検出器１０９からの電力変換装置１０２の出力交流電圧Ｖ_Ｇ（Ｖ_ＧＵ、Ｖ_ＧＶ、Ｖ_ＧＷ）を検出して入力し、６つのアーム変換器１０５に対するゲート制御信号ｇを与える。なお、本発明の説明において交流の各相をＵ、Ｖ、Ｗで表し、直流回路の正負を夫々ＰＮとする記号を付与して説明するものとする。また図１以降の各図において、各種の信号線に３、６、３Ｎと表記しているのは、１本で記述された信号線の総本数を示している。

図１の電力変換部において、正側のアーム変換器１０５ＵＰ、１０５ＶＰ、１０５ＷＰのｂ端子、および、負側のアーム変換器１０５ＵＮ、１０５ＶＮ、１０５ＷＮのａ端子は、循環電流抑制リアクトル１０６（１０６ＵＰ、１０６ＵＮ、１０６ＶＰ、１０６ＶＮ、１０６ＷＰ、１０６ＷＮ）を介して交流電源端子（Ｕ端子、Ｖ端子、Ｗ端子）と接続する。正側のアーム変換器１０５ＵＰ、１０５ＶＰ、１０５ＷＰのａ端子、および、負側のアーム変換器１０５ＵＮ、１０５ＶＮ、１０５ＷＮのｂ端子は、直流の正負の端子（Ｐ端子、Ｎ端子）と接続する。可変直流電圧源１０３についても前記の直流端子に接続する。

図２は、本発明が適用可能な一般的なアーム変換器の構成例を示す図である。以降では、代表してアーム変換器１０５ＵＰを説明するが、その他のアーム変換器１０５ＵＮ、１０５ＶＰ、１０５ＶＮ、１０５ＷＰ、１０５ＷＮも同様の構成であるため、他のアーム変換器については説明を省略する。

アーム変換器１０５ＵＰは、単位変換器２００（２００＿１から２００＿Ｎ）をＮ個直列接続した回路である。単位変換器２００は、ハーフブリッジ回路を用いた場合であり、Ｎはアーム変換器あたりの単位変換器の個数である。単位変換器２００は、環流ダイオードが並列接続されたスイッチング素子２０１、２０２を２つ直列接続したスイッチング回路２０３と、エネルギー蓄積要素であるコンデンサ２０４と、電圧検出器２０５をそれぞれ並列接続する。また、セル制御装置２０６と２つのゲート駆動回路２０７を備える。図２のａ端子とｂ端子は、アーム変換器１０５ＵＰの出力端子であり、図１のアーム変換器のａ端子、ｂ端子と対応する。

電圧検出器２０５は、各単位変換器のコンデンサ電圧を検出し、検出したコンデンサ電圧Ｖ_Ｃ（Ｖ_{ＣＵＰ＿１}からＶ_{ＣＵＰ＿Ｎ}）をそれぞれの単位変換器２００のセル制御装置２０６へ伝送する。

セル制御装置２０６は、図１の制御装置１０８から送り出される単位変換器のゲート指令ｇ（ｇ_ＵＰ＿１からｇ_ＵＰ＿Ｎ）をゲート駆動回路２０７に分配する。また、電圧検出器２０５が検出したコンデンサ電圧Ｖ_{ＣＵＰ＿１}からＶ_{ＣＵＰ＿Ｎ}を制御装置１０８へ送り出す。

ゲート駆動回路２０７は、ゲート指令ｇに応じて、スイッチング素子２０１、２０２のオン、オフを切り替えるゲート駆動信号を生成し、各スイッチング素子２０１、２０２に与える。

図３は、本発明の実施例１に係る制御装置の構成例を示す図である。制御装置１０８は、アーム電流Ｉ（Ｉ_ＵＰ、Ｉ_ＵＮ、Ｉ_ＶＰ、Ｉ_ＶＮ、Ｉ_ＷＰ、Ｉ_ＷＮ）と、６×Ｎ個全ての単位変換器のコンデンサ電圧Ｖ_Ｃ（Ｖ_{ＣＵＰ＿１}からＶ_{ＣＵＰ＿Ｎ}、Ｖ_{ＣＵＮ＿１}からＶ_{ＣＵＮ＿Ｎ}、Ｖ_{ＣＶＰ＿１}からＶ_{ＣＶＰ＿Ｎ}、Ｖ_{ＣＶＮ＿１}からＶ_{ＣＶＮ＿Ｎ}、Ｖ_{ＣＷＰ＿１}からＶ_{ＣＷＰ＿Ｎ}、Ｖ_{ＣＷＮ＿１}からＶ_{ＣＷＮ＿Ｎ}）と、出力交流電圧Ｖ_Ｇ（Ｖ_ＧＵ、Ｖ_ＧＶ、Ｖ_ＧＷ）を入力として、各単位変換器に与える６×Ｎ個のゲート指令ｇ（ｇ_ＵＰ＿１からｇ_ＵＰ＿Ｎ、ｇ_ＵＮ＿１からｇ_ＵＮ＿Ｎ、ｇ_ＶＰ＿１からｇ_ＶＰ＿Ｎ、ｇ_ＶＮ＿１からｇ_ＶＮ＿Ｎ、ｇ_ＷＰ＿１からｇ_ＷＰ＿Ｎ、ｇ_ＷＮ＿１からｇ_ＷＮ＿Ｎ）を出力する。

制御装置１０８は、アーム電流分離手段３０１、交流電流制御手段３０２、直流電流制御手段３０３、循環電流制御手段３０４、位相検出手段３０５、Ｐ側アーム変換器のＰＷＭ指令生成手段３０６、Ｎ側アーム変換器のＰＷＭ指令生成手段３０７、座標変換手段３０８から構成される。

この制御装置１０８の構成において本発明は、交流電流制御手段３０２の出力に循環電流制御手段３０４の出力を反映させて、ＰＮ側アーム変換器のＰＷＭ指令生成手段（ＰＷＭ＆段間バランス制御）３０６、３０７の目標信号としたものである。そしてそれ以外の手段３０１、３０３、３０５、３０８、は、本発明で実行する処理において使用する信号を生成するものであり、これらの内部処理は、特許文献１や特許文献２に記載されて公知のものであるので、ここでは概略のみを説明するに留める。

アーム電流分離手段３０１は、アーム電流Ｉ（Ｉ_ＵＰ、Ｉ_ＵＮ、Ｉ_ＶＰ、Ｉ_ＶＮ、Ｉ_ＷＰ、Ｉ_ＷＮ）を入力して、交流電流Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖ、Ｉ_ｗと、変換器の上下アーム間を循環する循環電流Ｉ_ｚｕ、Ｉ_ｚｖ、Ｉ_ｚｗと、直流電流Ｉ_ＤＣを生成する。この中で循環電流制御手段３０４で使用する循環電流Ｉ_ｚｕ、Ｉ_ｚｖ、Ｉ_ｚｗは、以下の（１）（２）（３）式により求めることができる。
［数１］
Ｉ_ｚｕ＝（Ｉ_ＵＰ＋Ｉ_ＵＮ）／２−Ｉ_ＤＣ／３ （１）
［数２］
Ｉ_ｚｖ＝（Ｉ_ＶＰ＋Ｉ_ＶＮ）／２−Ｉ_ＤＣ／３ （２）
［数３］
Ｉ_ｚｗ＝（Ｉ_ＷＰ＋Ｉ_ＷＮ）／２−Ｉ_ＤＣ／３ （３）
直流電流制御手段３０３は、直流電流Ｉ_ＤＣとその目標電流Ｉ_ＤＣ ^＊を入力して、直流電圧目標値Ｖ_ＤＣ ^＊を生成する。位相検出手段３０５は、出力交流電圧Ｖ_Ｇ（Ｖ_ＧＵ、Ｖ_ＧＶ、Ｖ_ＧＷ）を入力して、位相θ、２θを生成する。座標変換手段３０８は、３相の出力交流電圧Ｖ_Ｇ（Ｖ_ＧＵ、Ｖ_ＧＶ、Ｖ_ＧＷ）を入力して直交の２軸座標電圧Ｖ_α、Ｖ_βに変換し、３相の循環電流Ｉ_ｚｕ、Ｉ_ｚｖ、Ｉ_ｚｗを入力して直交の２軸座標電流Ｉ_α、Ｉ_βに変換する。

交流電流制御手段３０２は、位相角θを用いて３相の交流電流Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖ、Ｉ_ｗを２軸電流Ｉ_α、Ｉ_βに座標変換し、予め設定されている２軸電流の目標値Ｉ_α ^＊、Ｉ_β ^＊との差分を、それぞれ電流調節器を介して演算し、さらに２軸から３軸への逆座標変換により、３相の出力交流電圧設定値Ｖ_Ｇ ^＊（Ｖ_ＧＵ ^＊、Ｖ_ＧＶ ^＊、Ｖ_ＧＷ ^＊）を生成し、出力する。

本発明の主要回路部分である循環電流制御手段３０４は、ＰＱ演算手段３０９、フィルタ回路３１０、力率演算手段３１１、循環電流指令演算手段３１２、循環電流制御手段３１３から構成される。

このうちＰＱ演算手段３０９は、座標変換手段３０８から得られる出力交流電圧Ｖ_α、Ｖ_βと交流電流Ｉ_α、Ｉ_βから電力変換装置１０２の出力する有効電力Ｐ、無効電力Ｑを演算する手段である。有効電力Ｐ、無効電力Ｑは、以下の（４）式、（５）式で演算する。
［数４］
Ｐ＝Ｖ_α×Ｉ_α＋Ｖ_β×Ｉ_β （４）
［数５］
Ｑ＝Ｖ_α×Ｉ_β−Ｖ_β×Ｉ_α （５）
フィルタ回路３１０は、有効電力Ｐ、無効電力Ｑに含まれる高周波成分を除去する。力率演算手段３１１は、フィルタ回路３１０から得られる高周波成分が除かれた有効電力Ｐ’、無効電力Ｑ’から力率ＣＯＳφを演算する。力率ＣＯＳφは、以下の（６）で演算する。
［数６］
ＣＯＳφ＝Ｐ’／｛（Ｐ’^２＋Ｑ’^２）^１／２｝ （６）
循環電流指令演算手段３１２は、力率ＣＯＳφを入力として各相の循環電流指令Ｉ_ｚｕ ^＊、Ｉ_ｚｖ ^＊、Ｉ_ｚｗ ^＊を演算する手段である。なお、具体的な循環電流指令Ｉ_ｚｕ ^＊、Ｉ_ｚｖ ^＊、Ｉ_ｚｗ ^＊の演算方法は後述する。

循環電流制御手段３１３は、各相の循環電流Ｉ_ｚｕ、Ｉ_ｚｖ、Ｉ_ｚｗを循環電流指令Ｉ_ｚｕ ^＊、Ｉ_ｚｖ ^＊、Ｉ_ｚｗ ^＊に追従させる手段である。循環電流制御手段３１３は、比例制御器や比例積分制御器で構成して指令値に各相の循環電流が追従するような循環電圧指令値Ｖ_ＺＵ ^＊、Ｖ_ＺＶ ^＊、Ｖ_ＺＷ ^＊を生成する。

図４から図９を用いて循環電流指令Ｉ_ｚｕ ^＊、Ｉ_ｚｖ ^＊、Ｉ_ｚｗ ^＊の演算方法を説明する。まず図４は、本発明の実施例１に係る循環電流指令演算手段３１２の構成例を示す図である。図４の循環電流指令演算手段３１２は、循環電流振幅演算手段４０１、循環電流位相演算手段４０２、乗算器４０３から構成される。

まず、循環電流振幅演算手段４０１の演算方法について図５を用いて説明する。図５は、本発明の実施例１に係る循環電流振幅演算手段４０１の入出力特性図である。横軸は力率ＣＯＳφを表し、縦軸は循環電流指令Ｉ_ｚｕ ^＊、Ｉ_ｚｖ ^＊、Ｉ_ｚｗ ^＊の電流振幅｜Ｉ_ｚ ^＊｜を表す。ここで、（６）式により演算する力率ＣＯＳφは、無効電力Ｑ’の誘導性、容量性を判別できない。そのため、循環電流振幅演算手段４０１は、無効電力Ｑ’も入力としてＱ’の符号により誘導性、容量性を判別する。

循環電流振幅演算手段４０１は、ＣＯＳφ＝０（誘導性）のときの電流振幅｜Ｉ_ｚmax ^＊｜をピーク値として、力率１まで線形に減少する入出力特性を有する。また、ＣＯＳφ＝１からＣＯＳφ＝０（容量性）のときは、電流振幅｜Ｉ_ｚmin ^＊｜が一定の入出力特性を有する。つまり、ＣＯＳφ＝０（誘導性）の期間のみ循環電流を増加させるように演算し、ＣＯＳφ＝１からＣＯＳφ＝０（容量性）の期間は、コンデンサの電圧バランスを保つための最小限の循環電流を流すようにする。このようにする理由を図６から図８を用いて説明する。

図６は、ＣＯＳφ＝０（誘導性）のときのコンデンサ電圧Ｖ_{ＣＵＰ＿１}と出力電圧指令Ｖ_ＵＰ ^＊の関係を示す図である。横軸は時間を表し、縦軸は任意単位で表した各電圧の値である。コンデンサ電圧Ｖ_{ＣＵＰ＿１}は電圧指令値Ｖ_Ｃを中心に電圧変動している。大容量のＤＳＭＭＣ変換器の場合は、各単位変換器に大電流が流れるため電圧変動が大きくなり、電圧指令値Ｖ_Ｃとの偏差が大きくなる期間がある。出力電圧指令Ｖ_ＵＰ ^＊は、所望のアーム電流Ｉ_ＵＰが流れるように制御装置で演算された電圧指令値である。

図６は、コンデンサ電圧Ｖ_{ＣＵＰ＿１}がボトム値となる時間と、出力電圧指令Ｖ_ＵＰ ^＊がピーク値となる時間が概ね一致する。コンデンサ電圧Ｖ_{ＣＵＰ＿１}が電圧指令値Ｖ_ＵＰ ^＊から低下すると、電力変換装置１０２の出力可能な最大電圧も低下する。つまり、コンデンサ電圧Ｖ_{ＣＵＰ＿１}のボトム値と出力電圧指令Ｖ_ＵＰ ^＊のピーク値が重なる瞬間は、電力変換装置１０２の出力可能な最大電圧よりも出力電圧指令Ｖ_ＵＰ ^＊が大きくなる過変調運転モードになるおそれがある。

過変調運転を続けると電力変換装置１０２の交流電流波形が大きく歪み、高調波を増大させることで電力変換装置１０２の連系する電力系統１０１の電力品質を低下させるおそれがある。従って、コンデンサ電圧Ｖ_{ＣＵＰ＿１}のボトム値と出力電圧指令Ｖ_ＵＰ ^＊のピーク値が重ならないようにする手段が必要であり、本実施例では循環電流を用いてこの課題を解決する。

図７は、ＣＯＳφ＝１のときのコンデンサ電圧Ｖ_{ＣＵＰ＿１}出力電圧指令Ｖ_ＵＰ ^＊の関係を示す図である。コンデンサ電圧Ｖ_{ＣＵＰ＿１}は電圧指令値ＶＣを中心に電圧変動している。コンデンサ電圧Ｖ_{ＣＵＰ＿１}のボトム値と出力電圧指令Ｖ_ＵＰ ^＊のピーク値が重ならないことから、ＣＯＳφ＝１の場合は、図６のＣＯＳφ＝０（誘導性）の場合と比較して過変調運転となる可能性は低い。そのため、コンデンサの電圧バランスを保つための最小限の循環電流でよい。

図８は、ＣＯＳφ＝０（容量性）のときのコンデンサ電圧Ｖ_{ＣＵＰ＿１}と出力電圧指令Ｖ_ＵＰ ^＊の関係を示す図である。コンデンサ電圧Ｖ_{ＣＵＰ＿１}は電圧指令値ＶＣを中心に電圧変動している。コンデンサ電圧Ｖ_{ＣＵＰ＿１}のボトム値と出力電圧指令Ｖ_ＵＰ ^＊のピーク値が重ならないことから、ＣＯＳφ＝０（容量性）の場合はＣＯＳφ＝０（誘導性）の場合と比較して過変調運転となる可能性は低い。そのため、コンデンサの電圧バランスを保つための最小限の循環電流でよい。

以上、図６、図７、図８の結果から、過変調運転を防止するために必要な循環電流は、ＣＯＳφ＝０（誘導性）の場合をピーク値としてＣＯＳφ＝１まで線形に減少するように循環電流振幅演算手段４０１を構成する。また、ＣＯＳφ＝１からＣＯＳφ＝０（容量性）のときは、コンデンサの電圧バランスを保つための最小限の循環電流を流すように循環電流振幅演算手段４０１を構成する。つまり、無効電力が容量性の場合は、循環電流を少なくすることができるので、同一の皮相電力で誘導性の無効電力を出力する場合に比べて変換器効率を高くすることができる。なお、図６、図７、図８はＵ相の第１単位変換器のコンデンサ電圧Ｖ_{ＣＵＰ＿１}とＵ相の出力電圧指令Ｖ_ＵＰ ^＊を例に説明したが、他の単位変換器の場合や、他相の場合も同様の説明が可能である。

次に、循環電流位相演算手段４０２を説明する。図４の循環電流位相φ_ＺＵ、φ_ＺＶ、φ_ＺＷは、以下の（７）式から（９）式で演算する。
［数７］
φ_ＺＵ＝２θ＋φｃ （７）
［数８］
φ_ＺＶ＝２θ＋φｃ＋（２π／３） （８）
［数９］
φ_ＺＷ＝２θ＋φｃ＋（−２π／３） （９）
ここで、φｃは位相補償要素である。また、相順は二次調波であることからＵ→Ｗ→Ｖの逆相である。なお、本実施例は、出力交流電圧の電圧位相θを２倍した場合を例に説明するが、本発明はこれに限定されるものではなく、出力交流電圧の電圧位相θよりも大きい場合（例えば４θ、６θなど）かつ次数に応じた相順であれば同様の効果を得ることができる。

位相補償要素φｃの決定方法を、図９を用いて説明する。図９は、位相補償要素θｃと出力電圧指令Ｖ_ＵＰ ^＊のピーク値の関係を表した図である。横軸は位相補償要素θｃを表し、縦軸は任意単位で表した出力電圧指令Ｖ_ＵＰ ^＊のピーク値である。図９から、出力電圧指令Ｖ_ＵＰ ^＊のピーク値を効果的に低減するには位相補償要素φｃをπ（ｒａｄ）とすればよい。

以上の循環電流振幅演算手段４０１と、循環電流位相演算手段４０２から得られる循環電流指令Ｉ_ｚｕ ^＊、Ｉ_ｚｖ ^＊、Ｉ_ｚｗ ^＊の電流振幅｜Ｉ_ｚ ^＊｜と、循環電流位相φ_ＺＵ、φ_ＺＶ、φ_ＺＷを有する正弦波信号を乗算器４０３で乗算することで循環電流指令Ｉ_ｚｕ ^＊、Ｉ_ｚｖ ^＊、Ｉ_ｚｗ ^＊を生成する。つまり、循環電流指令Ｉ_ｚｕ ^＊、Ｉ_ｚｖ ^＊、Ｉ_ｚｗ ^＊は、以下の（１０）式から（１２）式となる。
［数１０］
Ｉ_ｚｕ ^＊＝｜Ｉ_ｚ ^＊｜×ｓｉｎ（φ_ｚｕ） （１０）
［数１１］
Ｉ_ｚｖ ^＊＝｜Ｉ_ｚ ^＊｜×ｓｉｎ（φ_ｚｖ） （１１）
［数１２］
Ｉ_ｚｗ ^＊＝｜Ｉ_ｚ ^＊｜×ｓｉｎ（φ_ｚｗ） （１２）
図３に戻り、循環電流制御手段３１３は、循環電流指令Ｉ_ｚｕ ^＊、Ｉ_ｚｖ ^＊、Ｉ_ｚｗ ^＊とアーム電流分離手段３０１で導出した循環電流Ｉ_ｚｕ、Ｉ_ｚｖ、Ｉ_ｚｗの差分を調節器において比例積分処理した結果として循環電圧目標値Ｖ_ｚｕ ^＊、Ｖ_ｚｖ ^＊、Ｖ_ｚｗ ^＊を生成する。

さらに図３によれば、Ｐ側アーム変換器のＰＷＭ指令生成手段３０６と、Ｎ側アーム変換器のＰＷＭ指令生成手段３０７には、交流電流制御手段３０２で生成した３相の出力交流電圧設定値Ｖ_Ｕ ^＊、Ｖ_Ｖ ^＊、Ｖ_Ｗ ^＊と、循環電流制御手段３０４で生成した循環電圧目標値Ｖ_ｚｕ ^＊、Ｖ_ｚｖ ^＊、Ｖ_ｚｗ ^＊の加算信号（３０６にはＶ_Ｕｐ ^＊、Ｖ_Ｖｐ ^＊、Ｖ_Ｗｐ ^＊、３０７にはＶ_ＵN ^＊、Ｖ_ＶN ^＊、Ｖ_ＷN ^＊）が電圧目標信号として夫々印加される。これに応じて、Ｐ側アーム変換器のＰＷＭ指令生成手段３０６と、Ｎ側アーム変換器のＰＷＭ指令生成手段３０７では、正負の各アーム、かつ各アーム内の各単位変換器２００に対して与えるゲート信号を生成し、これを制御する。

かくして上記構成を採用する本発明によれば、交流電流制御手段３０２の出力に循環電流制御手段３０４の出力を反映させて、ＰＮ側アーム変換器のＰＷＭ指令生成手段３０６、３０７の目標信号としたものである。これにより、力率に応じた循環電流に制御している。

図１０、図１１に本発明の循環電流指令演算手段３１２を適用する前後の各部動作波形例を示す。図１０は、ＣＯＳφ＝０（誘導性）のときの動作波形例である。図１０左は、循環電流指令演算手段３１２を適用する前、図１０右は、循環電流指令演算手段３１２を適用した後である。また左右の上段は、コンデンサ電圧Ｖ_{ＣＵＰ＿１}と出力電圧指令Ｖ_ＵＰ ^＊で、左右の下段は、循環電流指令Ｉ_ｚｕ ^＊である。

循環電流指令演算手段３１２を適用する前の図１０左によれば、コンデンサ電圧Ｖ_{ＣＵＰ＿１}のボトム値と、出力電圧指令Ｖ_ＵＰ ^＊のピーク値が概ね一致している。一方、循環電流指令演算手段３１２を適用後の図１０右によれば、本実施例で示した循環電流を流すことでコンデンサ電圧Ｖ_{ＣＵＰ＿１}の電圧変動を小さくし、また、出力電圧指令Ｖ_ＵＰ ^＊のピーク値がコンデンサ電圧Ｖ_{ＣＵＰ＿１}のボトム値に重ならないようにすることができる。その結果、本発明で示した循環電流により出力電圧指令Ｖ_ＵＰ ^＊のピーク値を低減できる。

図１１は、ＣＯＳφ＝１のときの動作波形例である。図１１左は、循環電流指令演算手段３１２を適用する前、図１１右は、循環電流指令演算手段３１２を適用した後である。図１１左右の上段は、コンデンサ電圧Ｖ_{ＣＵＰ＿１}と出力電圧指令Ｖ_ＵＰ ^＊で、図１１左右の下段は、循環電流指令Ｉ_ｚｕ ^＊である。

循環電流指令演算手段３１２を適用する前の図１１左によれば、コンデンサ電圧Ｖ_{ＣＵＰ＿１}の電圧指令値Ｖ_Ｃと、出力電圧指令Ｖ_ＵＰ ^＊のピーク値が概ね一致している。一方、循環電流指令演算手段３１２を適用後の図１１右によれば、本実施例で示した循環電流を流すことで出力電圧指令Ｖ_ＵＰ ^＊のピーク時にコンデンサ電圧Ｖ_{ＣＵＰ＿１}の値を指令値Ｖ_Ｃよりも上にずらすことができる。つまり、図１１右は、循環電流指令演算手段３１２を適用することで、出力電圧指令Ｖ_ＵＰ ^＊のピーク値を低減することができる。なお、ＣＯＳφ＝１の循環電流指令値は、ＣＯＳφ＝０（誘導性）の場合よりも小さくてよく、コンデンサの電圧バランスを保つための最小限の循環電流を流すことができればよい。

以上で説明した動作により、力率に応じて循環電流を調整することで過変調運転を回避しつつ、循環電流を必要最小限に抑えることができるので高効率な電力変換装置を提供できる。

実施例２では、力率ＣＯＳφの取り扱いについて図１２から図１４を用いて提案する。まず図１２は、本発明の実施例２に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図１と重複する図番号は同じ意味であるので説明を省略するが、主回路構成はそのままに制御装置側が変更されている。図１２は、実施例１の図１と比較して、上位制御装置１２０１から制御装置１０８に送り出される力率指令ＣＯＳφ^＊を制御装置１０８の入力とする点、上位制御装置１２０１から力率指令ＣＯＳφ^＊を制御装置１０８に送り出すためのインターフェースを備える点が異なる。

図１３の実施例２に係る電力変換装置の他の構成例は、実施例１の図１と比較して、交流電流検出器１３０１、力率検出器１３０２を新たに備える点、力率検出器１３０２で検出した力率ＣＯＳφを制御装置１０８に送り出すためのインターフェースを備える点が異なる。

図１４は、本発明の実施例２に係る循環電流指令演算手段の構成例を示す図である。ここでは、力率指令ＣＯＳφ^＊、または、力率ＣＯＳφの一方を制御装置１０８の入力とするため、循環電流制御手段３０４内のＰＱ演算手段３０９、フィルタ回路３１０、力率演算手段３１１が不要な点が特徴である。

本実施例によれば、制御装置内の演算手段を削減することで演算時間を削減できるのでより安価なマイコンを用いた電力変換装置を提供できる。

図１５は、本発明の実施例３に係る循環電流指令演算手段の構成例を示す図である。図４と重複する図番号は同じ意味であるので説明を省略する。図１５の循環電流指令演算手段３１２は、実施例１の図４と比較して、時定数演算手段１５０１を備える点が異なる。また、循環電流振幅演算手段１５０２が異なる。

まず、時定数演算手段１５０１は、有効電力Ｐ’、アーム変換器あたりの単位変換器の個数Ｎ、コンデンサ電圧の電圧指令値ＶＣ、コンデンサの静電容量Ｃを入力として時定数τを演算する。時定数τが長いほどコンデンサに同じ電流が流れた時の電圧変動が小さくなるので、必要な循環電流を小さくすることができる。時定数τは、以下の（１３）式で演算する。この時定数τは、コンデンサの静電エネルギーを基準電力で放電させるために必要な時間と定義される。
［数１３］
τ＝｛（１／２）×Ｃ×ＶＣ^２｝／｛Ｐ’／（６×Ｎ）｝ ：（１３）
次に、循環電流振幅演算手段１５０２について図１６を用いて説明する。図１６は、本発明の実施例３に係る循環電流振幅演算手段の入出力特性図である。実施例３の循環電流振幅演算手段１５０２は、実施例１と比較して時定数τの値に応じて循環電流振幅を選択できるようにした点が異なる。

図１７は、本発明の実施例３に係る循環電流振幅演算手段の別の構成例を示す回路図である。図１７は、実施例１の図１と比較して記憶装置１７０１を備える点、記憶装置１７０１と制御装置１０８間の入出力信号をやり取りするために必要なインターフェースを備える点が異なる。記憶装置１７０１は、例えばレジスタ、フラッシュメモリ、ハードディスクドライブ等のデータを保存、記憶する装置である。

図１８は、本発明の実施例３に係る記憶装置である。また、図１９は、本発明の実施例３に係る循環電流指令演算手段のブロック図である。記憶装置１７０１は、内部にデータベース１８０１を備え、制御装置１０８から送り出された力率ＣＯＳφ、無効電力Ｑ’、時定数τの３つの入力と一致する循環電流振幅｜ＩＺ＊｜をデータベース１８０１から選択して制御装置１０８内の循環電流指令演算手段３１２に送り出す。

本実施例によれば、電力変換装置の運転条件を変更した場合でも、時定数τの変化に従って循環電流振幅を自動調整することができるので、運転条件毎に最適な循環電流を選択できる電力変換装置を提供できる。

１０１：電力系統、１０２：電力変換装置、１０３：可変直流電圧源、１０４：変圧器、１０５ＵＰ、１０５ＵＮ、１０５ＶＰ、１０５ＶＮ、１０５ＷＰ、１０５ＷＮ：アーム変換器、１０６ＵＰ、１０６ＵＮ、１０６ＶＰ、１０６ＶＮ、１０６ＷＰ、１０６ＷＮ：循環電流抑制リアクトル、１０７ＵＰ、１０７ＵＮ、１０７ＶＰ、１０７ＶＮ、１０７ＷＰ、１０７ＷＮ：電流検出器、１０８：制御装置、１０９：交流電圧検出器、２０１、２０２：スイッチング素子、２０３：スイッチング回路、２０４：コンデンサ、２０５：直流電圧検出器、２０６：セル制御装置、２０７：ゲート駆動回路、３０１：アーム電流分離手段、３０２：交流電流制御手段、３０３：直流電流制御手段、３０４：循環電流制御手段、３０５：位相検出手段、３０６、３０７：ＰＷＭ指令生成手段、３０８：座標変換手段、３０９：ＰＱ演算手段、３１０：フィルタ回路、３１１：力率演算手段、３１２：循環電流指令演算手段、３１３：循環電流制御手段、４０１、１５０２：循環電流振幅演算手段、４０２：循環電流位相演算手段、４０３：乗算器、１２０１：上位制御装置、１３０１：交流電流検出器、１３０２：力率検出器、１５０１：時定数演算手段、１７０１：記憶装置、１８０１：データベース

Claims (12)

1. エネルギー蓄積要素を備える単位変換器を複数直列接続したアーム変換器を交流の１相あたり１つ以上備えるモジュラーマルチレベル形の電力変換装置の制御装置であって、
   電力変換装置の制御装置は、交流電流を所望の値にフィードバック制御する交流電流制御手段と、モジュラーマルチレベル形の電力変換装置の交流の各相のアーム変換器を流れる循環電流を循環電流指令値にフィードバック制御する循環電流制御手段と、前記交流電流制御手段の出力を前記循環電流制御手段の出力で補正して得た交流各相の交流電圧目標に従って、前記アーム変換器を構成する前記単位変換器のゲート信号を生成し、制御するＰＷＭ指令生成手段を備え、
   前記循環電流制御手段は、電力変換装置の力率に応じて前記循環電流指令値の振幅を演算する循環電流指令演算手段を備えることを特徴とする電力変換装置の制御装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置の制御装置であって、
   前記循環電流指令値は、交流電圧の周波数より高次周波数の電流であることを特徴とする電力変換装置の制御装置。
3. 請求項２に記載の電力変換装置の制御装置であって、
   前記循環電流指令値の角周波数は、交流電源角周波数の二倍で回転する逆相電流であり、かつ、各相の交流電源電圧との位相差が１８０度であることを特徴とする電力変換装置の制御装置。
4. 請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置の制御装置であって、
   前記循環電流指令値を単位変換器あたりの有効電力と前記エネルギー蓄積要素に蓄えられる静電エネルギーの比率によって決まる時定数に応じて、変更することを特徴とする電力変換装置の制御装置。
5. 請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置の制御装置であって、
   電力変換装置は、記憶装置と記憶装置と制御装置間の信号を送受信するためのインターフェースを備え、前記記憶装置は、制御装置から送り出された力率、無効電力、時定数の３つの入力と一致する循環電流振幅を記憶装置内のデータベースから選択して制御装置内の循環電流指令演算手段に送り出すことで循環電流指令値を演算することを特徴とする電力変換装置の制御装置。
6. 請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置の制御装置であって、
   外部の力率検出手段を用いて力率を検出し制御装置に取り込むインターフェースを備えることを特徴とする電力変換装置の制御装置。
7. 請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置の制御装置であって、
   容量性無効電力を該電力変換装置から出力する場合は、循環電流を低減する方向に制御することで、同一皮相電力の誘導性無効電力を出力する場合に比べて変換器効率を高くする制御手段を備えることを特徴とする電力変換装置の制御装置。
8. 請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置の制御装置であって、
   前記循環電流指令値の振幅は、容量性無効電力を電力変換装置から出力する場合は一定とされ、同一皮相電力の誘導性無効電力を電力変換装置から出力する場合は力率が低いほど大きな振幅とされることを特徴とする電力変換装置の制御装置。
9. 請求項８に記載の電力変換装置の制御装置であって、
   容量性無効電力を電力変換装置から出力する場合は一定とされる前記振幅は、同一皮相電力の誘導性無効電力を電力変換装置から出力する場合に力率が１であるときの振幅と同一とされることを特徴とする電力変換装置の制御装置。
10. エネルギー蓄積要素を備える単位変換器を複数直列接続したアーム変換器を交流の１相あたり１つ以上備えるモジュラーマルチレベル形の電力変換装置の制御方法であって、
    交流電流を所望の値にフィードバック制御する交流電流制御出力を、モジュラーマルチレベル形の電力変換装置の交流の各相のアーム変換器を流れる循環電流を循環電流指令値にフィードバック制御する循環電流制御出力で補正して得た交流各相の交流電圧目標に従って、前記アーム変換器を構成する前記単位変換器のゲート信号を生成し、制御するとともに、
    電力変換装置の力率に応じて前記循環電流指令値の振幅を定めることを特徴とする電力変換装置の制御方法。
11. 請求項１０に記載の電力変換装置の制御方法であって、
    前記循環電流指令値の振幅は、容量性無効電力を電力変換装置から出力する場合は一定とされ、同一皮相電力の誘導性無効電力を電力変換装置から出力する場合は力率が低いほど大きな振幅とされることを特徴とする電力変換装置の制御方法。
12. 請求項１１に記載の電力変換装置の制御方法であって、
    容量性無効電力を電力変換装置から出力する場合は一定とされる前記振幅は、同一皮相電力の誘導性無効電力を電力変換装置から出力する場合に力率が１であるときの振幅と同一とされることを特徴とする電力変換装置の制御方法。

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