JP5774475B2 - インパルス応答の抽出合成によるsrcの装置及び方法 - Google Patents
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Description
やその近似式を用いて表現される。この場合、当該数式により、エイリアシングの発生を防止しつつ、元のデータによるアナログ信号の復元を利用することで理論的に厳密な関数に基づいた離散インパルス応答関数の決定が可能となる。
又はnを有限値とする窓関数を用いた近似式を用いて表現される。この場合、当該所定パラメーターの変化又は変更によって振動又は変動する固定的でないフィルターにより新しいデータが生成される。
又はnを有限値とする窓関数を用いた近似式を用いて表現される。この場合、変換においてエイリアシングによるノイズの発生が抑制され、また、当該所定パラメーターの変化によって振動又は変動する固定的でないフィルターにより新しいデータが生成される。
以下、図1及び図2を参照して、本発明の第1実施形態に係るサンプリング周波数レート変換の装置及び当該サンプリング周波数レート変換の装置によるデータ変換の原理について説明する。
となる。ここで、式(1)のうち、
の部分は、アナログ再生のためのインパルス応答関数である。つまり、復元される関数Y(t)は、連続的な時間tの関数であり、標本化入力信号であるデータ列Y(nT)とインパルス応答関数η(t,n)との積和演算によって再現されている。この関数によるアナログ波再生の手法でサンプリングレート変換のための補間が可能である。本手法の応用による補間の場合には、元の周期Tと新たな周期Tbとは異なるため、図2(A)〜2(C)に示すように、例えば元のデータ列Y(nT)のn0番目の値に対応する時間即ち離散点n0Tと、新たなデータ列Y(mTb)のうち離散点n0Tを最寄りとするm0番目の値に対応して設けられる時間補間位置m0Tbとには差があり、この差に相当する所定パラメーターである差分補間位置Pr(図2(B)参照)を考慮する必要がある。しかし、この再生式そのままの応用による補間であると、エイリアシング発生と折り返し雑音発生との問題があり、再生周波数帯の抑制のための式修正が必要である。このことについては、式(8)以下に説明する。
となる。また、ここで、新たなデータ列Y(mTb)を算出するために、インパルス応答関数η(t,n)を基にして離散化した離散インパルス応答関数を定める。具体的には、式(2)においてt=Prとすると、n0を中心としてnが正負の方向に変化する離散インパルス応答関数η(Pr,n)は、
で表される。また、式(3)においても、m0Tb=0とすることはt=Prとすることであり、
となる。この場合、Y(Pr)は、離散点n0Tとその前後の離散点nTに対応するデータ列Y(nT)から求められるものであり、時間補間位置m0Tbにおける変換値Y(m0Tb)を表現するものとなる。また、式(5)のうち、加算要素の式又は値
は、式(4)の離散インパルス応答関数η(Pr,n)とこれに対応する各データ列Y(nT)の値とを掛けたもの(以後、離散インパルス応答と呼ぶ)である。これは、図2(B)に例示されるインパルス応答の各曲線L1〜L5のt=m0Tb上における上記値即ち離散インパルス応答A(n0+δ,Pr)にそれぞれ相当する(δ=0,±1,±2)。つまり、上記式(5)から与えられる変換値Y(Pr)=Y(m0Tb)は、図2(B)に例示した離散インパルス応答A(n0+δ,Pr)をδについて無限に足し合わせたものに相当する。但し、実際に数値化をするにあたっては、相関性の高い有限個の離散インパルス応答A(n0+δ,Pr)を足し合わせることで変換値Y(Pr)=Y(m0Tb)を構成している。つまり、例えば式(5)において、まず、データ列Y(nT)のうちn0番目のデータ列Y(n0T)の値を中心とするために、変数をn−n0(=δ)として、
とする。さらに、n0番目のデータ値Y(n0T)の値を中心として略左右対称に有限となるように、式(6)において、例えば30個程度の少ない個数について和を取ることで、変換値Y(Pr)=Y(m0Tb)を、インパルス応答をシフトさせる整数δ(=n−n0)を用いて
とすることで、変換値Y(Pr)=Y(m0Tb)の近似的な値が求められる。
である。この式(8)は、サンプリング周波数レート変換に関する上記式(5)等に適用することができると考えられる。ここでは、式(5)を上記式(8)に基づいて変形するとともに、周波数fcを、fsとfbとのうち、小さい方とし、以下の式
からサンプリング周波数レート変換の演算処理を行うものとする。この場合、変動FIRフィルター用の離散インパルス応答関数η(Pr,n)は、エイリアシング発生と折り返し雑音発生との防止を可能にする修正式又は値として、
で表され、補間計算式即ち修正された新たな変換値は、t=Prとして、
となる。以上から明らかなように、本実施形態の変動FIRフィルターでは、本来の変換値Y(Pr)=Y(m0Tb)の一部のfsをfcに置き換えたものを用いるだけで、アンチエイリアシングのためのローパスフィルターとしての機能も持たせることができ、データ処理の非常な高速化を達成することができる。なお、式(9)の関数Y(t)は、時間tについての連続関数であるから、時間tには、有理数のみならず無理数を含む任意の値を代入することができる。これは、現状のオーバーサンプリング理論を用いた補間では実現できない無理数による位置の補間が可能となることを意味する。このように、tの値として、新たなデータに対応する任意のサンプリングタイミング即ち時間補間位置を代入することにより、元のデータ列Y(nT)と修正されたインパルス応答関数η(Pr,n)との積和演算によって変換値Y(m0Tb)を理論上厳密に求めることができ、延いては周期Tbの新たなデータ列Y(mTb)を理論上厳密に求めることができる。結果的に、本手法により、上記オーバーサンプリング理論を用いた補間に比較して、100倍から数1000倍程度の変換処理の高速化を達成することができる。
として定められる。ここで、周波数の比率は、N:M=320:441となるため(320と441とは互いに素)、差分補間位置Prは、441個の循環するパターンを有するものとなる。数値化して行うデジタル処理による実際の演算においては、式(7)に示すように、1つの変換値の算出には、有限個(例えば30個程度)の要素からなる離散インパルス応答関数η(Pr,n)の係数列が必要となるが、この場合、離散インパルス応答関数η(Pr,n)の係数列の数は、差分補間位置Prのパターンの数に対応して441列分用意されることになる。
以下、図11を参照して、本発明の第2実施形態に係る信号処理装置について説明する。なお、本実施形態の信号処理装置は、回路構造を備えて構成されているが、第1実施形態の変形例であり、図1等に示す信号処理装置10の要素と同一名称のものについては、特に説明をしない限り、同様の機能を有するものとする。
ここで、式(14)において、f´c/2は、強制的遮断周波数である。なお、f´c<fcとなっている。この場合、式(14)を適用することで、補間計算式即ち変換値は、
と表される。現実には、窓関数を含む近似式が用いられ、nを有限の積和演算タップ数とする。
ここで、式(15)において、fc/2は、エイリアシング防止のための遮断周波数であり、fd/2は、ハイパス周波数である。なお、fd<fcとなっている。この場合、式(15)を適用することで、補間計算式即ち変換値は、
と表される。
ここで、式(16)において、f´c/2は、強制的遮断周波数であり、fd/2は、ハイパス周波数である。なお、fd<f´c<fcとなっている。この場合、式(16)を適用することで、補間計算式即ち変換値は、
と表される。
ここで、式(17)において、fj/2は、帯域除去下端周波数であり、fk/2は、帯域除去上端周波数である。なお、fj<fk<fcとなっている。この場合、式(17)を適用することで、補間計算式即ち変換値は、
と表される。
Claims (5)
- 離散的な元のデータから変換によって得ようとする新たなデータに対応する時間補間位置での変換値を与えるため前記時間補間位置に応じた離散インパルス応答関数に基づいてフィルター係数を準備する係数準備手段と、
前記元のデータを処理するために出力標本化周波数で常に動作する変動FIRフィルターを含み、前記係数準備手段において準備された前記フィルター係数を前記変動FIRフィルターの係数として取り込み、変動FIRの振動又は変動する前記フィルター係数の畳み込み演算により、前記時間補間位置における前記新たなデータを算出するデータ算出手段と、を備え、
前記係数準備手段は、前記離散インパルス応答関数に基づいて前記フィルター係数を設定することによって、周波数帯域を選択し、
前記元のデータから復元される前記新たなデータY(Pr)は、
Tを、前記元のデータのサンプリング周期とし、nを整数とし、Y(nT)を、前記元のデータとし、fsを、前記元のデータのサンプリング周波数とし、fcを、前記元のデータのサンプリング周波数と前記新たなデータのサンプリング周波数とのうち小さい方の値とし、
Tbを、前記新たなデータのサンプリング周期とし、Prを、前記元のデータの離散点と前記時間補間位置との差に相当する所定パラメーターとし、いずれも整数であるn0及びm0によりPr=n0T−m0Tbと表されるものとし、
前記周波数帯域として、ハイパス周波数帯域、バンドパス周波数帯域、及び帯域除去周波数のうち1つが選択され、
前記ハイパス周波数帯域を選択したとき、fd/2をハイパス周波数とし、fd<fcとして、以下の畳み込み演算数式
又はnを有限値とする窓関数を用いた近似式を用いて表現され、
前記バンドパス周波数帯域を選択したとき、f´c/2を強制的遮断周波数とし、fd/2をハイパス周波数とし、fd<f´c<fcとして、以下の畳み込み演算数式
又はnを有限値とする窓関数を用いた近似式を用いて表現され、
前記帯域除去周波数を選択したとき、fj/2を帯域除去下端周波数とし、fk/2を帯域除去上端周波数とし、fj<fk<fcとして、以下の畳み込み演算数式
又はnを有限値とする窓関数を用いた近似式を用いて表現される、サンプリング周波数レート変換の装置。 - 前記係数準備手段は、前記離散インパルス応答関数に基づく前記フィルター係数として係数テーブルを準備するとともに、前記係数テーブルに関連付けた制御のための時間補間位置テーブルを準備し、
前記データ演算手段は、前記変換値を算出するための変動FIRフィルターにより、前記係数テーブルの各データと元のデータとの間で、前記時間補間位置テーブルに応じて振動又は変動する前記フィルター係数による畳み込み演算を行って前記変換値を算出する、請求項1に記載のサンプリング周波数レート変換の装置。 - 前記係数準備手段は、前記離散インパルス応答関数に基づく前記フィルター係数を正規化するための正規化手段をさらに有する、請求項1及び請求項2のいずれか一項に記載のサンプリング周波数レート変換の装置。
- 離散的な元のデータから変換によって得ようとする新たなデータに対応する時間補間位置での変換値を与えるため前記時間補間位置に応じた離散インパルス応答関数に基づいてフィルター係数を準備する係数準備工程と、
前記係数準備工程において準備された前記フィルター係数を出力標本化周波数で常に動作する変動FIRフィルターの係数として取り込み、変動FIRの振動又は変動する前記フィルター係数の畳み込み演算により、前記時間補間位置における前記新たなデータを算出するデータ算出工程と、を備え、
前記係数準備工程で、前記離散インパルス応答関数に基づいて前記フィルター係数を設定することによって、周波数帯域を選択し、
前記元のデータから復元される前記新たなデータY(Pr)は、
Tを、前記元のデータのサンプリング周期とし、nを整数とし、Y(nT)を、前記元のデータとし、fsを、前記元のデータのサンプリング周波数とし、fcを、前記元のデータのサンプリング周波数と前記新たなデータのサンプリング周波数とのうち小さい方の値とし、
Tbを、前記新たなデータのサンプリング周期とし、Prを、前記元のデータの離散点と前記時間補間位置との差に相当する所定パラメーターとし、いずれも整数であるn0及びm0によりPr=n0T−m0Tbと表されるものとし、
前記周波数帯域として、ハイパス周波数帯域、バンドパス周波数帯域、及び帯域除去周波数のうち1つが選択され、
前記ハイパス周波数帯域を選択したとき、fd/2をハイパス周波数とし、fd<fcとして、以下の畳み込み演算数式
又はnを有限値とする窓関数を用いた近似式を用いて表現され、
前記バンドパス周波数帯域を選択したとき、f´c/2を強制的遮断周波数とし、fd/2をハイパス周波数とし、fd<f´c<fcとして、以下の畳み込み演算数式
又はnを有限値とする窓関数を用いた近似式を用いて表現され、
前記帯域除去周波数を選択したとき、fj/2を帯域除去下端周波数とし、fk/2を帯域除去上端周波数とし、fj<fk<fcとして、以下の畳み込み演算数式
又はnを有限値とする窓関数を用いた近似式を用いて表現される、サンプリング周波数レート変換の方法。 - 前記係数準備工程で、前記離散インパルス応答関数に基づく前記フィルター係数として係数テーブルを準備するとともに、前記係数テーブルに関連付けた制御のための時間補間位置テーブルを準備し、
前記データ算出工程で、前記変換値を算出するための変動FIRフィルターにより、前記係数テーブルの各データと元のデータとの間で、前記時間補間位置テーブルに応じて振動又は変動する前記フィルター係数による畳み込み演算を行って前記変換値を算出する、請求項4に記載のサンプリング周波数レート変換の方法。
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