JP5714705B2

JP5714705B2 - 電力変換装置とその制御装置

Info

Publication number: JP5714705B2
Application number: JP2013521396A
Authority: JP
Inventors: 井上　重徳; 重徳井上; 加藤　修治; 修治加藤
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2011-06-24
Filing date: 2011-06-24
Publication date: 2015-05-07
Anticipated expiration: 2031-06-24
Also published as: EP2725696A1; CN103620937A; CN103620937B; JPWO2012176327A1; WO2012176327A1; EP2725696A4

Description

本発明は電力変換装置とその制御装置に係り，特に，１つの三相交流電力を可変振幅・可変周波数の他の三相交流電力に変換する交流−交流直接変換型の電力変換装置とその制御装置に関する。

モジュラー・マルチレベル変換器（ＭｏｄｕｌａｒＭｕｌｔｉｌｅｖｅｌＣｏｎｖｅｒｔｅｒ：ＭＭＣ）は，複数の双方向チョッパ回路とリアクトルとの直列体（以下，アームと称する）をブリッジ状に接続した回路であり，各単位セルに使用されている電力用半導体素子の耐圧以上の電圧を出力できる整流器あるいはインバータの回路方式である。

例えば非特許文献１は，２台のＭＭＣの直流リンクを接続することによって，直流送電システム（ＨＶＤＣ）を構成可能であることを開示している。

また、２台の三相ＭＭＣの直流リンクを接続することによって，第１の三相交流電力を可変振幅・可変周波数の第２の三相交流電力に変換可能である。さらに第２の三相交流電力を交流電動機に印加することで，交流電動機の可変速運転が可能となる。したがって，２台のＭＭＣは，モータドライブ装置としても応用可能である。

Ｔ．Ｗｅｓｔｅｒｗｅｌｌｅｒ，Ｋ．Ｆｒｉｅｄｒｉｃｈ，Ｕ．Ａｒｍｏｎｉｅｓ，Ａ．Ｏｒｉｎｉ，Ｄ．Ｐａｒｑｕｅｔ，ＳＷｅｈｎ，"Ｔｒａｎｓｂａｙｃａｂｌｅ − ｗｏｒｌｄ’ｓｆｉｒｓｔＨＶＤＣｓｙｓｔｅｍｕｓｉｎｇｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌｖｏｌｔａｇｅ−ｓｏｕｒｃｅｄｃｏｎｖｅｒｔｅｒ，" ＣＩＧＲＥ２０１０，Ｂ４＿１０１＿２０１０

ＭＭＣでは、各アームに１つのリアクトルが必要である。したがって，２台の三相ＭＭＣを使用してモータドライブ装置を構成する場合，合計１２個のリアクトルが必要となる。

また，ＭＭＣを用いて，例えば６．６ｋＶ系統に変圧器レスで直接連系する高圧モータドライブ装置を構成する場合，耐圧４．５ｋＶのＩＧＢＴ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いるとすれば，最小でも１４４個のＩＧＢＴ等のオン・オフ制御スイッチング素子（以下，単にＩＧＢＴと称す）が必要となる。この理由を以下で説明する。

６．６ｋＶ系統に変圧器レスで連系するためには，各アームに含有される複数の双方向チョッパ回路の直列体はその相電圧すなわち６．６／√３≒３．８ｋＶの電圧を出力可能でなければならない。

１つの双方向チョッパ回路の直流コンデンサ電圧を，ＩＧＢＴの耐圧４．５ｋＶの５０％である２．２５ｋＶとし，最大変調率を０．９とすれば，１つの双方向チョッパ回路が出力できる最大の交流電圧実効値は，２．２５／２／√２×０．９≒０．７１６ｋＶである。

３．８ｋＶを０．７１６ｋＶで除算すれば，各アームに必要な双方向チョッパ回路の必要個数が求まる。３．８／０．７１６≒５．３１となり，５．３１を超える整数として最小でも６つの双方向チョッパ回路が必要である。

双方向チョッパ回路６つとリアクトル１つとを有するアーム６つをブリッジ状に接続することで，６．６ｋＶ系統に接続する三相ＭＭＣを構成し，他のアーム６つをブリッジ状に接続することで交流電動機に接続する三相ＭＭＣを構成するため，計１２個のアームが必要である。したがって，双方向チョッパ回路の数は最小６×６×２＝７２個必要である。

１つの双方向チョッパ回路には最小でも２個のＩＧＢＴが必要であるため，７２個のチョッパセル合計では２×７２＝１４４個のＩＧＢＴが必要となる。

以上のことから本発明においては、リアクトルやＩＧＢＴの個数を減少し、簡便な構成で可変振幅・可変周波数を実現できる電力変換装置とその制御装置を提供することを目的とする。

上記目的達成のために本発明においては、リアクトルと、複数の単位セルの直列体である第１のクラスタと、複数の単位セルの直列体である第２のクラスタとを直列に接続してレグを構成するとともに、３組のレグをデルタ結線し，デルタ結線したレグの３箇所の接続点を第１の三相交流設備の各相に接続し，各レグの第１と第２のクラスタの接続点を第２の三相交流設備の各相に接続に接続した。

また、第１の三相交流設備または第２の三相交流設備の一方を電力系統とした。

また、第１の三相交流設備または第２の三相交流設備の両方を電力系統とした。

また、第１の三相交流設備を電力系統とし、第２の三相交流設備を電動機とした。

また、単位セルは任意の電圧を出力可能な２端子要素とした。

また、単位セルは正，負，または零電圧を出力可能であり，かつ，エネルギー貯蔵素子を備えている。

また、各単位セルがフルブリッジ回路で構成されている。

上記目的達成のために本発明においては、リアクトルと、複数の単位セルの直列体である第１のクラスタと、複数の単位セルの直列体である第２のクラスタとを直列に接続してレグを構成するとともに、３組のレグをデルタ結線し，デルタ結線したレグの３箇所の接続点を第１の三相交流設備の各相に接続し，各レグの第１と第２のクラスタの接続点を第２の三相交流設備の各相に接続に接続した電力変換装置の制御装置において、各クラスタの出力電圧の第１の三相交流設備の周波数成分と各クラスタに流れる電流の第１の三相交流設備の周波数成分とが形成する有効電力と，各クラスタの出力電圧の第２の三相交流設備の周波数成分と各クラスタに流れる電流の第２の三相交流設備の周波数成分とが形成する有効電力との和が概ね零となるように制御する。

上記目的達成のために本発明においては、リアクトルと、複数の単位セルの直列体である第１のクラスタと、複数の単位セルの直列体である第２のクラスタとを直列に接続してレグを構成するとともに、３組のレグをデルタ結線し，デルタ結線したレグの３箇所の接続点を第１の三相交流設備の各相に接続し，各レグの第１と第２のクラスタの接続点を第２の三相交流設備の各相に接続に接続した電力変換装置の制御装置において、
各クラスタの出力電圧の第１の三相交流設備の周波数成分と各クラスタに流れる電流の第１の三相交流設備の周波数成分とが形成する無効電力と，各クラスタの出力電圧の第２の三相交流設備の周波数成分と各クラスタに流れる電流の第２の三相交流設備の周波数成分とが形成する無効電力との和が概ね零となるように制御する。

上記目的達成のために本発明においては、リアクトルと、複数の単位セルの直列体である第１のクラスタと、複数の単位セルの直列体である第２のクラスタとを直列に接続してレグを構成するとともに、３組のレグをデルタ結線し，デルタ結線したレグの３箇所の接続点を第１の三相交流設備の各相に接続し，各レグの第１と第２のクラスタの接続点を第２の三相交流設備の各相に接続に接続した電力変換装置の制御装置において、第１の三相交流設備の線間電流を目標信号として３組の第１の制御信号を得、第２の三相交流設備の線間電流を目標信号として３組の第２の制御信号を得、各レグの第１と第２のクラスタを、当該クラスタに関与する線間の第１の制御信号と第２の制御信号の和信号により制御する。

本発明による電力変換装置は，２台のＭＭＣを用いる方式の高圧モータドライブ装置に比較して，必要なリアクトルの数とＩＧＢＴの数を削減可能である。

例えば６．６ｋＶ系統に変圧器レスで連系する高圧モータドライブ装置の実施例によれば，リアクトル数を１２個から３個，ＩＧＢＴ数を１４４個から１２０個に削減できる。この理由については実施例１で説明する。

本発明の電力変換装置を用いた高圧モータドライブ装置の一例を示す図。単位セルの内部構成を示す図。図１回路各部の電流、電圧関係を示すベクトル図。クラスタの出力電圧を制御した場合の各部電圧・電流波形例を示す図。リアクトルを対称配置したレグ構成を示す図。本発明の電力変換装置を用いて電力融通装置とするときの構成図。単位セルの出力電圧制御法を示す図。本発明の電力変換装置の制御装置の一例を示す図。

以下本発明の実施例を、図面を用いて詳細に説明する。

本発明の第１の実施例に係る電力変換装置の構成について、図１に示す。

図１の実施例では，１つのリアクトル１０３と，５つの単位セル１０６の直列体からなる第１のクラスタ１０５と，５つの単位セル１０６の直列体からなる第２のクラスタ１０５との直列体であるレグ１０４の３つをデルタ結線し，前記３つのレグ１０４をデルタ結線した接続点を例えば６．６ｋＶの電力系統１０１に接続し，前記各レグ１０４の第１と第２のクラスタ１０５の接続点３つを交流電動機１０７に接続し，６．６ｋＶの電力系統１０１から得た電力を，前記交流電動機１０７に可変振幅，可変周波数に変換して供給する高圧モータドライブ装置１０２を構成している。

ＭＭＣを２台用いる従来技術に比較して，実施例１ではリアクトルの数とＩＧＢＴの数を削減できるという効果が得られる。この理由，および各クラスタ１０５に含有される単位セル１０６の個数を５つとした理由については，本実施例の高圧モータドライブ装置の構成，動作原理の説明の後で述べる。

以下，図１を用いて実施例１の全体構成を詳細に説明する。

高圧モータドライブ装置１０２は、三相の電力系統１０１と三相の交流電動機１０７に接続しており，電力系統１０１と交流電動機１０７の間の電力を制御する。ここで、三相の電力系統１０１の各相はＲ、Ｓ，Ｔで表し、三相の交流電動機の各相はＵ，Ｖ，Ｗで表している。また、三相の電力系統１０１の各相電圧はＶＧＲ，ＶＧＳ，ＶＧＴであり、三相の電力系統１０１の各線間電圧はＶＧＲＳ，ＶＧＳＴ，ＶＧＴＲと表記している。

高圧モータドライブ装置１０２は、三相の電力系統１０１の各線間にレグ１０４を備えている。三相の電力系統１０１のＲＳ相間に設けられたレグが１０４ＲＳ，同様にＳＴ相間に設けられたレグが１０４ＳＴ，ＴＲ相間に設けられたレグが１０４ＴＲである。

各レグ１０４は、１つのリアクトル１０３と，第１のクラスタ１０５と，第２のクラスタ１０５との直列体で構成されている。また、第１のクラスタと，第２のクラスタの接続点が三相の交流電動機１０７の各相Ｕ，Ｖ，Ｗに接続されている。

例えば、電力系統１０１のＲ相とＳ相に接続されているＲＳ相レグ１０４ＲＳは，リアクトル１０３と、ＲＵ相クラスタ１０５ＲＵと、ＵＳ相クラスタ１０５ＵＳの直列体である。また，ＲＵ相クラスタ１０５ＲＵと、ＵＳ相クラスタ１０５ＵＳの接続点をＵ点と称し，Ｕ点を交流電動機１０７のＵ相に接続する。

電力系統１０１のＳ相とＴ相に接続されているＳＴ相レグ１０４ＳＴは，リアクトル１０３と、ＳＶ相クラスタ１０５ＳＶと、ＶＴ相クラスタ１０５ＶＴの直列体である。また，ＳＶ相クラスタ１０５ＳＶと、ＶＴ相クラスタ１０５ＶＴの接続点をＶ点と称し，Ｖ点を交流電動機１０７のＶ相に接続する。

電力系統１０１のＴ相とＲ相に接続されているＴＲ相レグ１０４ＴＲは、リアクトル１０３と、ＴＷ相クラスタ１０５ＴＷと、ＷＲ相クラスタ１０５ＷＲの直列体である。また，ＴＷ相クラスタ１０５ＴＷと、ＷＲ相クラスタ１０５ＷＲの接続点をＷ点と称し，Ｗ点を交流電動機１０７のＷ相に接続する。

また、各クラスタ１０５ＲＵ，１０５ＵＳ，１０５ＳＶ，１０５ＶＴ，１０５ＴＷ，１０５ＷＲは，それぞれ５つの単位セル１０６の直列体である。

なお、以上の説明において機器を意味する番号（１０４，１０５）などに付与した２文字の英文字（Ｒ、Ｓ，Ｔ、Ｕ，Ｖ，Ｗ）は、当該機器が接続される線間を表している。また電圧、電流（ＶＧ、Ｉ）などに付与した１つの英文字（Ｒ、Ｓ，ＴとＵ，Ｖ，Ｗ）は、相の電圧、電流であることを意味している。以下の説明において特に説明はしないが、番号や英文字に付与された英文字（Ｒ、Ｓ，Ｔ、Ｕ，Ｖ，Ｗ）は、上記の表示手法に倣い、相或いは線間を意味している。

以下，単位セル１０６の内部構成と、その出力電圧制御法について説明し，次に高圧モータドライブ装置１０２の動作原理について説明する。まず，図２を用いて単位セル１０６の内部構成を説明する。

図２は，例としてクラスタ１０５ＲＵの第１の単位セルの内部構成である。単位セル１０６はフルブリッジ回路であり，２つのレグ（Ｘ相レグとＹ相レグ）とレグ間に接続された直流コンデンサ２０３とから構成されている。このうち、Ｘ相レグは、ＩＧＢＴ２０１ＸＨと逆並列ダイオード２０２ＸＨの並列体と、ＩＧＢＴ２０１ＸＬと逆並列ダイオード２０２ＸＬの並列体との直列体である。また、Ｙ相レグは，ＩＧＢＴ２０１ＹＨと逆並列ダイオード２０２ＹＨの並列体と、ＩＧＢＴ２０１ＹＬと逆並列ダイオード２０２ＹＬの並列体との直列体からなる。

係る構成の単位セル１０６において、単位セルの出力はＸ相レグの並列体接続点Ｘと、Ｙ相レグの並列体接続点Ｙとの間の電圧差ＶＲＵ１として取り出される。また、直流コンデンサ２０３は、並列接続されたレグ２０１の上下端間に接続される。直流コンデンサ２０３の端子電圧をＶＣＲＵ１とする。なお、図２の実施例ではＩＧＢＴで単位セルを構成する事例を示したが、これは半導体スイッチング素子であればよく、ＩＧＢＴに限定されるものではない。

次に、その出力電圧制御法について図７を用いて説明する。単位セル１０６の出力電圧ＶＲＵ１は、フルブリッジ回路を構成する４個の半導体スイッチング素子ＩＧＢＴ（２０１ＸＨ，２０１ＸＬ，２０１ＹＨ，２０１ＹＬ）のスイッチングによって制御可能である。以下，ＩＧＢＴのオン・オフ状態と単位セルの出力電圧の関係について，ＲＵ相クラスタ１０４ＲＵの第１セルを例として説明する。

この場合に、４個の半導体スイッチング素子の有効なオン・オフの組み合わせは図７に示すように、以下の４つの組み合わせである。

第１の組み合わせは、２０１ＸＨがオン，２０１ＸＬがオフ，２０１ＹＨがオン，２０１ＹＬがオフのときであり，出力電圧ＶＲＵ１は概ね零となる。

第２の組み合わせは、２０１ＸＨがオン，２０１ＸＬがオフ，２０１ＹＨがオフ，２０１ＹＬがオンのときであり，出力電圧ＶＲＵ１は直流コンデンサ電圧ＶＣＲＵ１と概ね等しくなる。

第３の組み合わせは、２０１ＸＨがオフ，２０１ＸＬがオン，２０１ＹＨがオフ，２０１ＹＬがオンのときであり，出力電圧ＶＲＵ１は概ね零となる。

第４の組み合わせは、２０１ＸＨがオフ，２０１ＸＬがオン，２０１ＹＨがオン，２０１ＹＬがオフのときであり，出力電圧ＶＲＵ１は直流コンデンサ電圧の逆極性の電圧−ＶＣＲＵ１と概ね等しくなる。

なお，組み合わせ自体は他にもあるが、例えばレグを短絡する形の組み合わせとして、２０１ＸＨと２０１ＸＬが同時にオンすると，直流コンデンサ２０３を短絡することになるため，このような動作を禁止する。同様に，２０１ＹＨと２０１ＹＬが同時にオンすると，直流コンデンサ２０３を短絡することになるため，このような動作を禁止する。

以下，高圧モータドライブ装置１０２の動作原理を説明する。

各クラスタ１０５は、５つの単位セル１０６の出力端子（図２のＸ点と、Ｙ点）が直列に接続されて構成された直列体である。このため，例えばクラスタ１０５ＲＵの端子電圧ＶＲＵは、クラスタ１０５ＲＵを構成する５つの単位セル１０６の端子電圧の和である。図２の例の場合、第１の単位セルの端子電圧をＶＲＵ１としたが、他の単位セル電圧をＶＲＵ２、ＶＲＵ３、ＶＲＵ４、ＶＲＵ５とするときには、この和がクラスタ１０５ＲＵの端子電圧ＶＲＵになる。

この関係は全てのクラスタ１０５の出力電圧（ＶＲＵ，ＶＵＳ，ＶＳＶ，ＶＶＴ，ＶＴＷ，ＶＷＲ）でも同じであり、それぞれのクラスタに含有される５つの単位セル１０６の出力電圧の和となる。したがって，各単位セル１０６に含有されるＩＧＢＴのオン・オフを制御することで，各クラスタの出力電圧（ＶＲＵ，ＶＵＳ，ＶＳＶ，ＶＶＴ，ＶＴＷ，ＶＷＲ）を制御可能である。

また、位相シフトＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を用いることによって，各クラスタの出力電圧ＶＲＵ，ＶＵＳ，ＶＳＶ，ＶＶＴ，ＶＴＷ，ＶＷＲを，三角波キャリア周波数以下の周波数成分を有する任意の波形に制御可能である。

以下では，各クラスタの出力電圧（ＶＲＵ，ＶＵＳ，ＶＳＶ，ＶＶＴ，ＶＴＷ，ＶＷＲ）に含有される各周波数成分のうち，高圧モータドライブ装置１０２の機能に必須である電力系統１０１の周波数成分（以下，系統周波数成分と称する）と、交流電動機１０７の周波数成分（以下，電動機周波数成分と称する）のみに着目して説明する。まず，高圧モータドライブ装置１０２の動作原理の概要を説明し，その後，図３を用いて動作原理の詳細を説明する。

図１に示すように、高圧モータドライブ装置１０２は電源（電力系統１０１）と負荷（交流電動機１０７）の間に接続されて、この間で有効・無効電力の授受を行っている。このため、高圧モータドライブ装置１０２には、電力系統１０１に対する回路接続並びに動作と、交流電動機１０７に対する回路接続並びに動作が存在する。

高圧モータドライブ装置１０２は、電力系統１０１に対しては，ＲＵ相クラスタ１０５ＲＵとＵＳ相クラスタ１０５ＵＳが、電力系統１０１のＲ−Ｓ相間に接続する第１の組として動作する。ＳＶ相クラスタ１０５ＳＶとＶＴ相クラスタ１０５ＶＴが、電力系統１０１のＳ−Ｔ相間に接続する第２の組として動作する。ＴＷ相クラスタ１０５ＴＷとＷＲ相クラスタ１０５ＷＲが、電力系統１０１のＴ−Ｒ相間に接続する第３の組として動作する。そして、それぞれ電力系統１０１と有効・無効電力を授受する。

他方において、交流電動機１０７に対しては，ＵＳ相クラスタ１０５ＵＳとＳＶ相クラスタ１０５ＳＶが交流電動機１０７のＵ−Ｖ相間に接続する第１の組として動作する。ＶＴ相クラスタ１０５ＶＴとＴＷ相クラスタ１０５ＴＷが交流電動機１０７のＶ−Ｗ相間に接続する第２の組として動作する。ＷＲ相クラスタ１０５ＷＲとＲＵ相クラスタ１０５ＲＵが交流電動機１０７のＷ−Ｒ相間に接続する第３の組として動作する。そして、それぞれ交流電動機１０７と有効・無効電力を授受する。

各クラスタ１０５が電力系統１０１から受電する有効電力と，交流電動機１０７に供給する有効電力が等しい場合，各クラスタ１０５を構成する単位セル１０６の直流コンデンサ２０２の流入エネルギーと流出エネルギーが平衡する。この平衡状態を大略維持することによって直流コンデンサ２０２の過充電や過放電を回避できるため，高圧モータドライブ装置１０２の継続的な運転が可能となる。なお、直流コンデンサ電圧の制御法の詳細については後述する。

次に，図３を用いて，高圧モータドライブ装置１０２の詳細な動作原理を説明する。図３は、図１回路各部の電流、電圧関係を示すベクトル図である。

図３のベクトル図において、Ｒ，Ｓ，Ｔは図１の電源側接続点であり、ＶＧＲＳ，ＶＧＳＴ，ＶＧＴＲは接続点間電圧、つまり電力系統１０１の線間電圧である。以下この電圧を，系統線間電圧と称する。

レグ１０４の端子（Ｒ，Ｓ，Ｔ）間には、この系統線間電圧（ＶＧＲＳ，ＶＧＳＴ，ＶＧＴＲ）がそれぞれ印加されているが、レグ１０４はリアクトル１０３と，第１のクラスタと，第２のクラスタとの直列体である。このため、これら要素の各接続点間電圧が図３に図示される。

まずリアクトル１０３と第１のクラスタの接続点電圧について、レグ１０４ＲＳの例で説明する。リアクトル１０３と，第１のクラスタ１０５ＲＵとの接続点をＲ´とすると、リアクトル１０３の端子電圧ＶＬＲＳは、系統線間電圧ＶＧＲＳに対して９０°遅れの電圧である。この関係は、他の系統線間電圧ＶＧＳＴ，ＶＧＴＲでも同様に成立しており、接続点がそれぞれＳ´、Ｔ´、リアクトル１０３の端子電圧がＶＬＳＴ，ＶＬＴＲである。

この結果、第１と第２のクラスタの両端に印加される電圧（以下，レグ電圧と称する）は、レグ１０４ＲＳの例では、接続点Ｒ´と接続点Ｓの間の電圧ＶＲＳである。同様にレグ１０４ＳＴの例では、接続点Ｓ´と接続点Ｔの間の電圧ＶＳＴ、レグ１０４ＴＲの例では、接続点Ｔ´と接続点Ｒの間の電圧ＶＴＲである。

次に、第１のクラスタと第２のクラスタとの接続点電圧について、レグ１０４ＲＳの例で説明する。第１のクラスタ１０５ＲＵと第２のクラスタ１０５ＵＳとの接続点はＵ点である。そして、クラスタ１０５ＲＵの端子電圧はＶＲＵ、第２のクラスタ１０５ＵＳの端子電圧はＶＵＳであり、ＶＲＵとＶＵＳの和が、レグ電圧ＶＲＳである。同様にレグ１０４ＳＴの例では、接続点はＶであり、各クラスタの電圧がＶＳＶ，ＶＶＴであり、ＶＳＶとＶＶＴの和が、レグ電圧ＶＳＴである。レグ１０４ＴＲの例では、接続点はＷであり、各クラスタの電圧がＶＴＷ，ＶＷＲであり、ＶＴＷとＶＷＲの和が、レグ電圧ＶＴＲである。

なお、図３には図示していないが、図１において接続点Ｒからレグ１０４ＲＳに流入する電流をＩＲＵ，レグ１０４ＲＳから接続点Ｓに流出する電流をＩＵＳとしている。以下同様に、図１において接続点Ｓからレグ１０４ＳＴに流入する電流をＩＳＶ，レグ１０４ＴＲから接続点Ｔに流出する電流をＩＶＴとする。また、接続点Ｔからレグ１０４ＴＲに流入する電流をＩＴＷ，レグ１０４ＴＲから接続点Ｒに流出する電流をＩＷＲとする。

接続点Ｒ，Ｓ，Ｔから流入或いは流出する電流について、図３には図示していないがレグ１０４ＲＳについて流入電流ＩＲＵと流出電流ＩＵＳに共通して含まれる系統周波数成分がＩＧＲＳ，レグ１０４ＳＴについて流入電流ＩＳＶと流出電流ＩＶＴに共通して含まれる系統周波数成分ＩＧＳＴ，レグ１０４ＴＲについて流入電流ＩＴＷと流出電流ＩＷＲに共通して含まれる系統周波数成分がＩＧＴＲとして、図３に記載されている。この系統周波数成分ＩＧＲＳ、ＩＧＳＴ，ＩＧＴＲは、先に説明したレグ電圧（ＶＲＳ，ＶＳＴ，ＶＴＲ）と同相である。

図３において、以上説明の各電流、電圧が、高圧モータドライブ装置１０２の電力系統１０１側におけるベクトル関係を示している。これに対し、高圧モータドライブ装置１０２の交流電動機１０７側におけるベクトル関係を以下説明する。

この場合に、交流電動機１０７の各相に印加される電圧（交流電動機１０７の印加相電圧：以下，電動機相電圧と称する）は、中性点Ｎと接続点Ｕ，Ｖ，Ｗ間の電圧であり、これをＶＵ，ＶＶ，ＶＷとする。また、このときの交流電動機１０７の印加線間電圧（以下，電動機線間電圧と称する）は、ＶＵＶ，ＶＶＷ，ＶＷＵのようである。

また、図３には交流電動機１０７側の電流は、各相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷと、電動機周波数成分ＩＭが記載されている。電動機周波数成分ＩＭは、クラスタ１０５に流れる電流ＩＵＳとＩＳＶに共通して含まれる電動機周波数成分がＩＭＵＶであり，クラスタ１０５に流れる電流ＩＶＴとＩＴＷに共通して含まれる電動機周波数成分がＩＭＶＷであり，クラスタ１０５に流れる電流ＩＷＲとＩＲＵに共通して含まれる電動機周波数成分がＩＭＷＵである。

また、図３には交流電動機１０７の中性点Ｎと、接続点Ｒ´、Ｓ´、Ｔ´との間の電圧を記述しており、これがそれぞれＶＲ，ＶＳ，ＶＴである。

なお，図３では電力系統１０１から見た高圧モータドライブ装置１０２の力率と，高圧モータドライブ装置１０２から見た交流電動機１０７の力率をともに概ね１としているが，力率が１でない場合でも同様のベクトル図を描くことができる。

また，図３は系統周波数成分（ＩＧＲＳ、ＩＧＳＴ，ＩＧＴＲ）を基準に描いたベクトル図である。したがって，系統周波数と電動機周波数が異なる場合，系統線間電圧ＶＧＲＳ，ＶＧＳＴ，ＶＧＲＳのベクトルが構成する三角形ＲＳＴは固定されているが，電動機相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷのベクトルが構成する三角形ＵＶＷは，系統周波数と電動機周波数の差周波数で回転する。

なお，図３は電動機周波数成分（ＩＭＵＶ、ＩＭＶＷ，ＩＭＷＵ）を基準に描いたベクトル図としても解釈できる。この場合，系統周波数と電動機周波数が異なる場合，電動機相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷのベクトルが構成する三角形ＵＶＷは固定されているが，系統線間電圧ＶＧＲＳ，ＶＧＳＴ，ＶＧＲＳのベクトルが構成する三角形ＲＳＴは系統周波数と電動機周波数の差周波数で回転する。

まず，高圧モータドライブ装置１０２が電力系統１０１から有効電力を受電する原理について，例として，電力系統１０１のＲ−Ｓ相間に接続されたＲＵ相クラスタ１０５ＲＵとＵＳ相クラスタ１０５ＵＳに着目して説明する。

図３において、系統線間電圧ＶＧＲＳに対して，ＲＳ相レグ１０４ＲＳのレグ電圧ＶＲＳ（＝ＶＲＵ＋ＶＵＳ）の位相を遅らせ，ベクトルＶＲＳの先端を例えばＲ’点に制御することによって，リアクトル１０３の両端電圧ＶＬＲＳがレグ電圧ＶＲＳと概ね直交する電圧となる。

リアクトル１０３に流れる電流は、その両端電圧ＶＬＲＳから９０°位相が遅れた電流となるため，図３に示したような電流ＩＧＲＳが流れる。ＩＧＲＳとレグ電圧ＶＲＳの力率は概ね１となり，ＲＳ相レグ１０４ＲＳを構成するＲＵ相クラスタ１０５ＲＵとＵＳ相クラスタ１０５ＵＳに電力系統１０１から有効電力が流入する。

なお，前述の通り，ＩＧＲＳはＲＵ相クラスタ１０５ＲＵに流れる電流ＩＲＵとＵＳ相クラスタ１０５ＵＳに流れる電流ＩＵＳに共通して含有される系統周波数成分である。

上記の説明では，ＲＳ相レグ１０４ＲＳを例に説明したが，ＳＴ相レグ１０４ＳＴ，ＴＲ相レグ１０４ＴＲについても，位相が１２０°回転するのみで同様に動作する。

したがって，ＳＴ相レグ１０４ＳＴに含まれるＳＶ相クラスタ１０５ＳＶとＶＴ相クラスタ１０５ＶＴに流れる電流ＩＳＶとＩＶＴには，共通して系統周波数成分の電流ＩＧＳＴが含まれる。また，ＴＲ相レグ１０４ＴＲに含まれるＴＷ相クラスタ１０５ＴＷとＷＲ相クラスタ１０５ＷＲに流れる電流ＩＴＷとＩＷＲには，共通して系統周波数成分の電流ＩＧＴＲが含まれる。

次に，高圧モータドライブ装置１０２が交流電動機１０７に有効電力を供給する原理について，例として，交流電動機１０７のＵ−Ｖ相間に接続されたＵＳ相クラスタ１０５ＵＳとＳＶ相クラスタ１０５ＳＶに着目して説明する。

図３において，交流電動機１０７のＵ−Ｖ相の線間電圧ＶＵＶは，ＶＵＶ＝ＶＳＶ＋ＶＬＳＴ＋ＶＵＳで表わされることが分かる。したがって，ＵＳ相クラスタ１０５ＲＵの出力電圧ＶＵＳとＳＶ相クラスタ１０５ＳＶの出力電圧ＶＳＶを制御することで，交流電動機１０７に印加する線間電圧ＶＵＶを制御可能である。Ｕ−Ｖ相の線間電圧だけでなく，Ｖ−Ｗ相の線間電圧，Ｗ−Ｕ相の線間電圧も各クラスタの出力電圧を制御することで制御可能である。

交流電動機１０７に印加される相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷは，線間電圧ＶＵＶ，ＶＶＷ，ＶＷＵを用いて（１）式、（２）式、および（３）式で表わされる。
［数１］
ＶＵ＝（ＶＵＶ−ＶＷＵ）／３（１）
［数２］
ＶＶ＝（ＶＶＷ−ＶＵＶ）／３（２）
［数３］
ＶＷ＝（ＶＷＵ−ＶＶＷ）／３（３）
交流電動機１０７に電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷを印加すると，交流電動機１０７の等価インピーダンスに応じた電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷが流れる。したがって，交流電動機１０７の力率が零でない限り，高圧モータドライブ装置１０２から交流電動機１０７に有効電力を供給できる。

交流電動機１０７のＵ−Ｖ相間に接続するＵＳ相クラスタ１０５ＵＳとＳＶ相クラスタ１０５ＳＶにそれぞれ流れる電流ＩＵＳとＩＳＶには共通して電動機周波数成分の電流ＩＭＵＶが流れる。電動機周波数成分の電流ＩＭＵＶは，（４）式で表わされる。
［数４］
ＩＭＵＶ＝−（ＩＵ−ＩＶ）／３（４）
同様に，ＶＴ相クラスタ１０５ＶＴとＴＷ相クラスタ１０５ＴＷにそれぞれ流れる電流ＩＶＴとＩＴＷには共通して電動機周波数成分の電流ＩＭＶＷが流れる。電動機周波数成分の電流ＩＭＶＷは，（５）式で表わされる。
［数５］
ＩＭＶＷ＝−（ＩＶ−ＩＷ）／３（５）
同様に，ＷＲ相クラスタ１０５ＷＲとＲＵ相クラスタ１０５ＲＵにそれぞれ流れる電流ＩＷＲとＩＲＵには共通して電動機周波数成分の電流ＩＭＷＵが流れる。電動機周波数成分の電流ＩＭＷＵは（６）式で表わされる
［数６］
ＩＭＷＵ＝−（ＩＷ−ＩＵ）／３（６）
以下，各クラスタの電圧ベクトルの制御法および各クラスタに流れる電流について説明する。

上記の説明から判るように，電力系統１０１から有効電力を受電し，その有効電力を交流電動機１０７に供給するには各相で以下のようにすればよい。まず，ＲＵ相クラスタ１０５ＲＵの電圧ＶＲＵのベクトルを，図３のＵ点から例えばＲ’点を結ぶベクトルとなるように制御すればよい。また，ＲＵ相クラスタ１０５ＲＵに流れる電流ＩＲＵは，系統周波数成分ＩＧＲＳと電動機周波数成分ＩＭＷＵの和となる。

同様に，ＵＳ相クラスタ１０５ＵＳの電圧ＶＵＳのベクトルを，図３のＳ点からＵ点を結ぶベクトルとなるように制御すればよい。またこのとき，ＵＳ相クラスタ１０５ＵＳに流れる電流ＩＵＳは，系統周波数成分ＩＧＲＳと電動機周波数成分ＩＭＵＶの和となる。

また同様に，ＳＶ相クラスタ１０５ＳＶの電圧ＶＳＶのベクトルを，図３のＶ点から例えばＳ’点を結ぶベクトルとなるように制御すればよい。またこのとき，ＳＶ相クラスタ１０５ＳＶに流れる電流ＩＳＶは，系統周波数成分ＩＧＳＴと電動機周波数成分ＩＭＵＶの和となる。

また同様に，ＶＴ相クラスタ１０５ＶＴの電圧ＶＶＴのベクトルを，図３のＴ点からＶ点を結ぶベクトルとなるように制御すればよい。またこのとき，ＶＴ相クラスタ１０５ＶＴに流れる電流ＩＶＴは，系統周波数成分ＩＧＳＴと電動機周波数成分ＩＭＶＷの和となる。

また同様に，ＴＷ相クラスタ１０５ＴＷの電圧ＶＴＷのベクトルを，図３のＷ点から例えばＴ’点を結ぶベクトルとなるように制御すればよい。またこのとき，ＴＷ相クラスタ１０５ＴＷに流れる電流ＩＴＷは，系統周波数成分ＩＧＴＲと電動機周波数成分ＩＭＶＷの和となる。

また同様に，ＷＲ相クラスタ１０５ＷＲの電圧ＶＷＲのベクトルを，図３のＲ点からＷ点を結ぶベクトルとなるように制御すればよい。またこのとき，ＷＲ相クラスタ１０５ＷＲに流れる電流ＩＷＲは，系統周波数成分ＩＧＴＲと電動機周波数成分ＩＭＷＵの和となる。

以上述べたように、２組の三相交流設備の間に図１の電力変換装置を設置したときに、以下のようにすることで、電力の授受が可能となる。つまり、各クラスタの出力電圧の第１の三相交流設備の周波数成分と各クラスタに流れる電流の第１の三相交流設備の周波数成分とが形成する有効電力と，各クラスタの出力電圧の第２の三相交流設備の周波数成分と各クラスタに流れる電流の第２の三相交流設備の周波数成分とが形成する有効電力との和が概ね零となるように制御してやればよい。ここで有効電力は、無効電力を概ね一定に制御することであってもよい。

図４は，上記のように各クラスタ１０５の出力電圧を制御した場合の各部電圧・電流波形例を示す。図４において，右側が電流、左側が電圧の波形を示している。また、上段がクラスタ１０５の電圧、電流波形の例、中段が交流系統１０１の相電圧と線間電圧、相電流の例、下段が交流電動機１０７の相電圧と線間電圧、相電流の例を示している。

この図では、電力系統１０１の線間電圧実効値を６．６ｋＶ，周波数を５０Ｈｚ，交流電動機１０７の線間電圧実効値を３．９６ｋＶ，周波数を３０Ｈｚとし，有効電力が１ＭＷの場合の電圧・電流波形例を示している。また，位相シフトＰＷＭに用いたキャリア周波数は４５０Ｈｚである。

この図で、各クラスタ電圧ＶＲＵ，ＶＵＳ，ＶＳＶ，ＶＶＴ，ＶＴＷ，ＶＷＲの波形には，その指令値ＶＲＵ＊，ＶＵＳ＊，ＶＳＶ＊，ＶＶＴ＊，ＶＴＷ＊，ＶＷＲ＊も白線で重ねて示した。

図４に示すように，各クラスタ１０５の出力電圧，電流には系統周波数（５０Ｈｚ）成分と電動機周波数成分（３０Ｈｚ）がともに存在していることが分かる。

つぎに，高圧モータドライブ装置１０２が電力系統１０１から有効電力を受電していることを説明する。

図３において、電力系統１０１の線間電圧ＶＧＲＳ，ＶＧＳＴ，ＶＧＴＲに対して，各レグの出力電圧ＶＲＳ，ＶＳＴ，ＶＴＲの基本波成分の位相が遅れており，これによって，リアクトル１０３にＶＲＳ，ＶＳＴ，ＶＴＲと概ね同位相の系統周波数成分の電流ＩＧＲＳ，ＩＧＳＴ，ＩＧＴＲが流れる。

ＩＧＲＳ，ＩＧＳＴ，ＩＧＴＲを（７）式，（８）式および（９）式で表わされるデルタ−スター変換した電流が，電力系統１０１から高圧モータドライブ装置１０２に流れ込む電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴである。
［数７］
ＩＲ＝ＩＧＲＳ−ＩＧＴＲ（７）
［数８］
ＩＳ＝ＩＧＳＴ−ＩＧＲＳ（８）
［数９］
ＩＴ＝ＩＧＴＲ−ＩＧＳＶ（９）
電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴの位相は電力系統１０１の相電圧ＶＧＲ，ＶＧＳ，ＶＧＴの位相に一致しており，高圧モータドライブ装置１０２は電力系統１０１から有効電力を受電していることが分かる。

次に，高圧モータドライブ装置１０２が交流電動機１０７に有効電力を供給していることを説明する。

交流電動機１０７の印加相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷと交流電動機１０７に流れ込む電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの位相は概ね一致しており，高圧モータドライブ装置１０２は交流電動機１０７に有効電力を供給していることが分かる。

以下，各単位セル１０６の直流コンデンサ電圧を制御する方法について，ＲＵ相クラスタ１０５ＲＵを例にとって説明する。

ＲＵ相クラスタ１０５ＲＵが電力系統１０１から受電する有効電力を計算するには，各電圧・電流の系統周波数成分のみに着目する必要がある。したがって，三角形ＵＶＷの１回転にわたる各電圧・電流の平均ベクトルを用いて計算する必要がある。

図３より，ベクトルＶＲＵの三角形ＵＶＷの１回転にわたる平均は，三角形ＵＶＷの中心Ｎ点からＲ’点に至るベクトルＶＲに等しい。

したがって，三角形ＵＶＷの１回転にわたる平均では，ＲＵ相クラスタ１０５ＲＵが電力系統１０１から受電する有効電力ＰＧＲＵは，ベクトルＶＲとベクトルＩＧＲＳの内積となり，（１０）式で表わされる。
［数１０］
ＰＧＲＵ＝ＶＲ・ＩＧＲＳ（１０）
一方，ＲＵ相クラスタ１０５ＲＵが交流電動機１０７に供給する有効電力を計算するには，各電圧・電流の電動機周波数成分のみに着目する必要がある。したがって，三角形ＵＶＷを基準として固定し，三角形ＲＳＴを回転させた場合における三角形ＲＳＴの１回転にわたる各電圧・電流の平均ベクトルを用いて計算する必要がある。

図３より，ベクトルＶＲＵの三角形ＲＳＴの１回転にわたる平均は，Ｕ点から三角形ＵＶＷの中心Ｎ点に至るベクトル，すなわちベクトルＶＵの逆ベクトル−ＶＵに等しい。

したがって，三角形ＲＳＴの１回転平均では，ＲＵ相クラスタ１０５ＲＵが交流電動機１０７に供給する有効電力ＰＭＲＵは，ベクトル−ＶＵとベクトルＩＭＷＵの内積となり，（１１）式で表わされる。
［数１１］
ＰＭＲＵ＝−ＶＵ・ＩＭＷＵ（１１）
ＰＧＲＵ＋ＰＭＲＵ＜０の場合，ＲＵ相クラスタ１０５ＲＵに含まれる各単位セル１０６の直流コンデンサ電圧は低下する。

また，ＰＧＲＵ＋ＰＭＲＵ＞０の場合，ＲＵ相クラスタ１０５ＲＵに含まれる各単位セル１０６の直流コンデンサ電圧は上昇する。

ベクトルＶＲＵの三角形ＵＶＷの１回転にわたる平均値であるベクトルＶＲを制御することによってＰＧＲＵを制御し，ＰＧＲＵとＰＭＲＵの和が概ね零となる状態を維持することによって，ＲＵ相クラスタ１０５ＲＵに含まれる各単位セルの直流コンデンサ電圧を一定に制御できる。

以上の説明ではＲＵ相クラスタ１０５ＲＵを例にとって説明したが，他のクラスタについても同様に制御可能である。

以上，高圧モータドライブ装置１０２の動作原理，電圧・電流波形例，直流コンデンサ電圧の制御法を説明した。

以下，６．６ｋＶ系統に変圧器レスで連系する高圧モータドライブ装置を、ＭＭＣ２台で構成した場合に比較して，本発明による高圧モータドライブ装置１０２に必要な（耐圧４．５ｋＶの）ＩＧＢＴの個数を，１４４個から１２０個に削減できる理由を述べる。

図４の例では、交流電動機１０７の線間電圧を３．９６ｋＶとしたが，高圧モータドライブ装置としては，交流電動機１０７に電力系統１０１と等しい６．６ｋＶまで印加可能であることが望ましい。この場合，図３に示したベクトル図において，三角形ＵＶＷの大きさが三角形ＲＳＴの大きさと一致する。

三角形ＵＶＷが回転しているため，例えばＵ点とＴ点が一致した場合など，各クラスタは概ね電力系統１０１の線間電圧である６．６ｋＶまで出力する瞬間が存在する。したがって，各クラスタは概ね電力系統１０１の線間電圧である６．６ｋＶまで出力可能である必要がある。

耐圧４．５ｋＶのＩＧＢＴと逆並列ダイオードを４つ使用して図２に示す単位セル（フルブリッジ回路）を構成する場合，直流コンデンサ電圧をＩＧＢＴの耐圧の５０％である２．２５ｋＶとし，最大変調率を０．９とすれば，１つの単位セルが出力可能な電圧は，２．２５ｋＶ／√２×０．９≒１．４３ｋＶである。

１つのクラスタに含まれる単位セルの個数は，６．６／１．４３≒４．６を超える最小の整数である５つ以上である必要がある。したがって，本実施例では各クラスタに含有される単位セルの個数を５つとして説明した。

１つのクラスタに含まれる単位セルの個数を５つとすれば，高圧モータドライブ装置１０２全体に含まれるＩＧＢＴの個数は，４×５×６＝１２０個となる。

以上の理由から，ＭＭＣを２台用いる従来技術で１４４個必要であったＩＧＢＴの数を１２０個に削減できる。

また，１つのレグ１０４に１つのリアクトル１０３が含まれるため，高圧モータドライブ装置１０２全体では３つのリアクトルが含まれる。

以上の理由から，ＭＭＣを２台もちいる従来技術で１２個必要であったリアクトルの数を３つに削減できる。

なお，図１の各レグ１０４ＲＳ，１０４ＳＴ，１０４ＴＲのリアクトルは１つであるが，１０４ＲＳ，１０４ＳＴ，１０４ＴＲに代えて図５に示すようにリアクトルを２つ（１０３ＲＵと１０３ＵＳ）接続したレグに置き換えても，高圧モータドライブ装置として運転できる。この場合，高圧モータドライブ装置１０２全体でのリアクトルの数は６つとなるが，ＭＭＣを２台用いる従来技術で必要であった１２個に比較して削減可能である。

本実施例では，Ｒ点，Ｓ点，Ｔ点に電力系統１０１を接続し，Ｕ点，Ｖ点，Ｗ点に交流電動機１０７を接続しているが，Ｕ点，Ｖ点，Ｗ点に電力系統１０１を接続し，Ｒ点，Ｓ点，Ｔ点に交流電動機１０７を接続しても同様の効果を得られる。

本実施例で６．６ｋＶ系統に変圧器レスで連系し，耐圧４．５ｋＶ耐圧のＩＧＢＴを用いた場合を例として説明したが，電力系統１０１の線間電圧が６．６ｋＶと異なる場合，電力系統１０１と高圧モータドライブ装置１０２の間に変圧器が設置されている場合，異なる耐圧のＩＧＢＴ（または他のオン・オフ制御スイッチング素子）を使用した場合についても，本発明は適用可能である。

また，本実施例では，単位セル１０６をフルブリッジ回路として説明したが，他にもハーフブリッジ回路，３レベルフルブリッジ回路等，単位セル１０６が正，負，または零電圧を出力可能であり，かつ，コンデンサ等のエネルギー貯蔵素子を有している場合，フルブリッジ回路に代えて単位セル１０６として用いることができる。

本発明の第２の実施例について図６を用いて説明する。

実施例は，本発明による電力変換装置を用いて，２つの電力系統の間で電力を融通する装置を構成したものである。

本実施例では，実施例１の交流電動機１０７に代えて，Ｕ，Ｖ，Ｗ点に第２の電力系統６０２を接続し，電力系統１０１と第２の電力系統６０１の間で電力を融通する電力融通装置６０１を構成したものである。本発明の電力変換装置では、可変振幅、可変周波数にできるという効果を生かした実現装置として、図１の第１の実施例では高圧モータドライブ装置に適用する事例であったが、図６の第２の実施例では双方を電源とすることにより電力融通装置６０１を実現することができる。電力融通装置６０１は、例えば５０Ｈｚと６０Ｈｚの間の周波数変換設備である。

つまり、本発明の電力変換装置では、電力変換装置に接続する一方の三相交流設備を電源とし、電力変換装置に接続する他方の三相交流設備を電源もしくは負荷とすることで、電力融通装置６０１もしくは高圧モータドライブ装置を実現することができる。

本実施例では電力系統１０１を「第１の電力系統１０１」と称する。第１の電力系統１０１に対しては，ＲＵ相クラスタ１０５ＲＵとＵＳ相クラスタ１０５ＵＳが電力系統１０１のＲ−Ｓ相間に接続する第１の組として動作し，ＳＶ相クラスタ１０５ＳＶとＶＴ相クラスタ１０５ＶＴが電力系統１０１のＳ−Ｔ相間に接続する第２の組として動作し，ＴＷ相クラスタ１０５ＴＷとＷＲ相クラスタ１０５ＷＲが電力系統１０１のＴ−Ｒ相間に接続する第３の組として動作し，それぞれ第１の電力系統１０１と有効電力を授受する。

電力融通装置６０１が第１の電力系統１０１との間で有効電力を授受する原理は，実施例１で説明したものと同様である。

「第２の電力系統６０２」に対しては，ＵＳ相クラスタ１０５ＵＳとＳＶ相クラスタ１０５ＳＶが交流電動機１０７のＵ−Ｖ相間に接続する第１の組として動作し，ＶＴ相クラスタ１０５ＶＴとＴＷ相クラスタ１０５ＴＷが交流電動機１０７のＶ−Ｗ相間に接続する第２の組として動作し，ＷＲ相クラスタ１０５ＷＲとＲＵ相クラスタ１０５ＲＵが交流電動機１０７のＷ−Ｒ相間に接続する第３の組として動作し，それぞれ第２の電力系統６０２と有効電力を授受する。

以下，電力融通装置６０１が第２の電力系統６０２と有効電力を授受する原理について説明する。

ＵＳ相クラスタ１０５ＵＳとＳＶ相クラスタ１０５ＳＶの出力電圧の和ＶＵＳ＋ＶＳＶの位相を，第２の電力系統６０２のＵ−Ｖ相の線間電圧のＶＵ−ＶＶよりも遅らせるように制御することによって，ＳＴ相レグ１０４ＳＴのリアクトル１０３の印加電圧ＶＬＳＴにＶＵ−ＶＶよりも概ね９０°位相の進んだ電圧が印加される。

この結果，前記リアクトル１０３にＶＵ−ＶＶと概ね同位相の電流が流れ，この電流はＵＳ相クラスタ１０５ＵＳに流れる電流ＩＵＳとＳＶ相クラスタ１０５ＳＶに流れる電流ＩＳＶの第２の電力系統の周波数成分として含有される。したがって，ＵＳ相クラスタ１０５ＵＳとＳＶ相クラスタ１０５ＳＶは第２の電力系統６０２から有効電力を受電する。

また，ＵＳ相クラスタ１０５ＵＳとＳＶ相クラスタ１０５ＳＶの出力電圧の和ＶＵＳ＋ＶＳＶの位相を，第２の電力系統６０２のＵ−Ｖ相の線間電圧のＶＵ−ＶＶよりも進ませるように制御することによって，ＳＴ相レグ１０４ＳＴのリアクトル１０３の印加電圧ＶＬＳＴにＶＵ−ＶＶよりも概ね９０°位相の遅れた電圧が印加される。

この結果，前記リアクトル１０３にＶＵ−ＶＶと概ね逆位相の電流が流れ，この電流はＵＳ相クラスタ１０５ＵＳに流れる電流ＩＵＳとＳＶ相クラスタ１０５ＳＶに流れる電流ＩＳＶの第２の電力系統の周波数成分として含有される。したがって，ＵＳ相クラスタ１０５ＵＳとＳＶ相クラスタ１０５ＳＶは第２の電力系統６０２に有効電力を供給する。他の相についても，位相が１２０°回転するのみで同様に動作する。

なお，第１の電力系統１０１と第２の電力系統６０２の電圧，周波数が異なっていても，電力融通装置６０１は第１と第２の電力系統の間で有効電力を融通できる。

本発明の第３の実施例について図８を用いて説明する。ここでは、図１あるいは図６の電力変換装置を制御する為の制御装置について説明する。

電力変換装置の制御装置には、一方の三相交流設備（電力系統１０１）に対する制御系と、他方の三相交流設備（交流電動機１０７または電力系統６０２）に対する制御系を備える。図３の例では、一方の三相交流設備（電力系統１０１）に対する制御系が例えば系統電流制御系３００であり、他方の三相交流設備（交流電動機１０７）に対する制御系が例えば電動機電流制御系４００である。

これらの制御系３００，４００では、それぞれの目標信号３０１，４０１に対応する帰還信号３０２，４０２を得て、所定の演算３０３，４０３を実行し、制御信号３０５，４０５を得る。これらの制御は、適宜の各線間の電気量に対して実行される。

より詳細に説明すると、系統電流制御系３００の目標信号３０１は、高圧モータドライブ装置を実現する場合には、各単位セル１０６の直流コンデンサ２０３の電圧を一定に制御するために必要な電力を電力系統から引き込むための電流指令である。この電流指令３０１は、電力系統１０１の各線間電流である。演算３０３では、電流偏差信号に所定ゲインを乗じた信号に電圧信号３０４を加算して制御信号３０５を得る。

系統電流制御系４００の目標信号４０１は、電動機の機械負荷の要求（回転数、トルク）から定まる相電流の値ＩＵ，ＩＶ，ＩＷに（４）（５）（６）式を適用したものである。この電流指令４０１は、交流電動機１０７の各線間電流である。演算４０３では、電流偏差信号に所定ゲインを乗じて制御信号４０５を得る。

このように、三相交流設備の電力系統１０１、交流電動機１０７のそれぞれの事情に応じて算出された制御信号３０５，４０５を、それぞれの各線間で準備する一方で、電力変換装置の具体的な操作端は６個のクラスタであり、クラスタごとにＰＷＭ制御回路５が備えられている。

ここで、制御信号３０５，４０５はそれぞれ電力系統１０１、交流電動機１０７の各線間の制御信号であるに対し、操作端であるＰＷＭ制御回路５はクラスタ単位で設けられている。このため、例えばクラスタ１０５ＲＵのＰＷＭ制御回路５ＲＵの例で言えば、クラスタ電圧ＶＲＵは、電力系統１０１から得られた制御信号３０５のうち、ＷＵ相の制御信号３０５と、交流電動機１０７から得られた制御信号４０５のうち、ＲＳ相の制御信号４０５により定まる。他のクラスタ電圧についても同様の関係が成立する。

このことは、電力系統１０１と交流電動機１０７側の制御信号３０５，４０５により各クラスタ電圧を制御することで、双方の制御要求を満足できるクラスタ電圧にできることを意味している。

このための図８の制御回路においては、系統電流制御系３００の３組の制御信号を各相で２つに分け、また電動機電流制御系４００の３組の制御信号についても各相で２つに分ける。そのうえで、加算回路群３０６において、各クラスタに対応する制御信号同士を加算してクラスタ制御信号とする。

このように電力変換装置の制御においては、電力系統１０１に対しては，その線間に接続されたレグ（例えば１０４ＲＳ）の２つのクラスタ（例えばクラスタ１０５ＲＵとクラスタ１０５ＵＳ）を第１の組として制御動作する。他方において、交流電動機１０７に対しては，その線間に接続された２つのクラスタ（例えばクラスタ１０５ＲＵとクラスタ１０５ＷＲ）を第２の組として制御動作する。

本発明は、簡便な構成で電動機制御、可変周波数電源などに幅広く適用することができる。

１０１：電力系統、１０２：高圧モータドライブ装置、１０３：リアクトル、１０４：レグ、１０５：クラスタ、１０６：単位セル、１０７：交流電動機、２０１ＸＨ：Ｘ相上側ＩＧＢＴ、２０１ＸＬ：Ｘ相下側ＩＧＢＴ、２０１ＹＨ：Ｙ相上側ＩＧＢＴ、２０１ＹＬ：Ｙ相下側ＩＧＢＴ、２０２ＸＨ：Ｘ相上側逆並列ダイオード、２０２ＸＬ：Ｘ相下側逆並列ダイオード、２０２ＹＨ：Ｙ相上側逆並列ダイオード、２０２ＹＬ：Ｙ相下側逆並列ダイオード、２０３：直流コンデンサ、１０３ＲＵ：ＲＵ相リアクトル、１０４ＵＳ：ＵＳ相リアクトル、６０１：電力融通装置、６０２：第２の電力系統

Claims

リアクトルと、複数の単位セルの直列体である第１のクラスタと、複数の単位セルの直列体である第２のクラスタとを直列に接続してレグを構成するとともに、３組のレグをデルタ結線し，前記デルタ結線したレグの３箇所の接続点を第１の三相交流設備の各相に接続し，前記各レグの第１と第２のクラスタの接続点を第２の三相交流設備の各相に接続するとともに、前記単位セルは半導体スイッチング素子のオン、オフにより出力電圧を制御することを特徴とする電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において，
第１の三相交流設備または第２の三相交流設備の一方を電力系統としたことを特徴とする電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において，
第１の三相交流設備または第２の三相交流設備の両方を電力系統としたことを特徴とする電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において，
第１の三相交流設備を電力系統とし、第２の三相交流設備を電動機としたことを特徴とする電力変換装置。
請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置において，
前記単位セルは任意の電圧を出力可能な２端子要素であることを特徴とする電力変換装置。
請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置において，
前記単位セルが正，負，または零電圧を出力可能であり，かつ，エネルギー貯蔵素子を備えていることを特徴とする電力変換装置。
請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置において，
各単位セルがフルブリッジ回路で構成されていることを特徴とする電力変換装置。
リアクトルと、複数の単位セルの直列体である第１のクラスタと、複数の単位セルの直列体である第２のクラスタとを直列に接続してレグを構成するとともに、３組のレグをデルタ結線し，前記デルタ結線したレグの３箇所の接続点を第１の三相交流設備の各相に接続し，前記各レグの第１と第２のクラスタの接続点を第２の三相交流設備の各相に接続するとともに、前記単位セルは半導体スイッチング素子のオン、オフにより出力電圧を制御する電力変換装置の制御装置において、
前記各クラスタの出力電圧の前記第１の三相交流設備の周波数成分と前記各クラスタに流れる電流の前記第１の三相交流設備の周波数成分とが形成する有効電力と，前記各クラスタの出力電圧の前記第２の三相交流設備の周波数成分と前記各クラスタに流れる電流の前記第２の三相交流設備の周波数成分とが形成する有効電力との和が概ね零となるように制御する制御機能を有することを特徴とする電力変換装置の制御装置。
リアクトルと、複数の単位セルの直列体である第１のクラスタと、複数の単位セルの直列体である第２のクラスタとを直列に接続してレグを構成するとともに、３組のレグをデルタ結線し，前記デルタ結線したレグの３箇所の接続点を第１の三相交流設備の各相に接続し，前記各レグの第１と第２のクラスタの接続点を第２の三相交流設備の各相に接続するとともに、前記単位セルは半導体スイッチング素子のオン、オフにより出力電圧を制御する電力変換装置の制御装置において、
前記各クラスタの出力電圧の前記第１の三相交流設備の周波数成分と前記各クラスタに流れる電流の前記第１の三相交流設備の周波数成分とが形成する無効電力と，前記各クラスタの出力電圧の前記第２の三相交流設備の周波数成分と前記各クラスタに流れる電流の前記第２の三相交流設備の周波数成分とが形成する無効電力との和が概ね零となるように制御する制御機能を有することを特徴とする電力変換装置の制御装置。
リアクトルと、複数の単位セルの直列体である第１のクラスタと、複数の単位セルの直列体である第２のクラスタとを直列に接続してレグを構成するとともに、３組のレグをデルタ結線し，前記デルタ結線したレグの３箇所の接続点を第１の三相交流設備の各相に接続し，前記各レグの第１と第２のクラスタの接続点を第２の三相交流設備の各相に接続するとともに、前記単位セルは半導体スイッチング素子のオン、オフにより出力電圧を制御する電力変換装置の制御装置において、
第１の三相交流設備の線間電流を目標信号として３組の第１の制御信号を得、第２の三相交流設備の線間電流を目標信号として３組の第２の制御信号を得、前記各レグの第１と第２のクラスタを、当該クラスタに関与する線間の第１の制御信号と第２の制御信号の和信号により制御することを特徴とする電力変換装置の制御装置。