JP4178331B2 - 直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置およびその制御方法 - Google Patents
直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置およびその制御方法 Download PDFInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電動機を可変速駆動する電力変換装置に係り、特に、パルス幅変調（以下、ＰＷＭと略記する：Pulse Width Modulation ）制御方式の電力変換装置であって、ＰＷＭパルス信号を生成するためのコントローラの個数を減少させることにより、装置の小型化が可能で、安価でしかも低歪みの高電圧を発生し得る直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置およびその制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、交流電動機を可変速駆動する方式として、高圧インバータを用いる方式、低圧インバータと降圧トランスおよび昇圧トランスを組み合わせて用いる方式、或いは、ＰＷＭサイクロコンバータを用いる方式等々が提案され使用されている。また、世の中の動向として、環境改善のための省エネルギー、省資源、小型化、高効率化や電圧電流波形歪み規制の方向に進んできており、また適用システムの複雑化により冗長性の向上等の運転信頼性の改善も要求されてきており、これら各電動機駆動方式においても当然その対象となる。
【０００３】
ところが、上記従来の高圧インバータを用いる電動機駆動方式においては、パワー素子としてＧＴＯ（Gate Turn Off Thyristor）を使用することから、高キャリア周波数化が難しく、インバータドライブの低騒音化や波形歪みの抑制が図れないという問題や、ＧＴＯのスナバー回路の損失が大きく、また主回路、バスバー等の絶縁確保の必要性によって装置小型化が制限されるという問題、さらにはＧＴＯ駆動電源が小型化のネックとなるという問題等々がある。
また、上記従来の低圧インバータを用いる電動機駆動方式においては、低圧のＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）インバータを使用するので、高周波ＰＷＭ制御が可能で低騒音化は図れるが、大容量化のためのＩＧＢＴの並列接続により並列バランスのための手段やスナバー回路が付随して装置の小型化が制限され、また大電流化によって損失が増加するので冷却面からも小型化が困難であるという問題や、ＰＷＭ制御のスイッチングに同期した共振電圧の発生によって交流電動機の絶縁破壊を引き起こすおそれがあるという問題、さらにはＰＷＭ制御のみであることから高調波歪み（特に高次高調波）が大きいという問題等々がある。
さらに、ＰＷＭサイクロコンバータを用いる電動機駆動方式においては、インバータ方式に比べて、直流回路を必要としないために小型化が図れ、電源から負荷に至る経路に直列に入る素子数が少ないために低損失で高効率である等の特徴を持つ。一方、ＰＷＭ制御を使用することから電源電流の低次高調波は抑制されるが、高次高調波は残り、入出力とも電圧電流波形歪み抑制の技術的課題は未解決のままである。さらに、高圧の交流電動機を駆動するためには、高圧ＰＷＭサイクロコンバータとするか、トランスで昇圧する方式を採用することとなるので、上記の高圧インバータ方式および低圧インバータ方式と同様の課題も発生することになる。
【０００４】
そこで、このような省エネルギー、省資源、小型化、高効率化および電圧電流波形歪み抑制等々の技術的課題、並びに冗長度向上の技術的課題に対処するものとして、低圧インバータ技術を使用して低歪みの高電圧を発生して高圧交流電動機を駆動する多重３相ＰＷＭサイクロコンバータ方式の「電力変換装置および電力変換方法」（国際出願番号：PCT/JP96/02495，国際公開番号：WO97/09773）（以下、従来例という）が提案されている。
図９は、本従来例の多重３相ＰＷＭサイクロコンバータ方式の電力変換装置を用いた電動機駆動回路の回路構成図である。図９において、本従来例の電動機駆動回路は、三相交流電源９０１、三相トランス９０２、１２組のＰＷＭサイクロコンバータ９３１〜９５４、および、駆動対象の交流電動機９０６を備えて構成されている。
【０００５】
三相トランス９０２は、デルタ接続の１次巻線９１０と、千鳥接続の２次巻線９１１，９１３，９１５，９１７，９１９，９２１と、スター接続の２次巻線９１２，９１６，９２０と、デルタ接続の２次巻線９１４，９１８，９２２とを具備した構成である。
また、１２組のＰＷＭサイクロコンバータ９３１〜９５４は、互いに同一構造であって、具体的に、それぞれのＰＷＭサイクロコンバータ９３１〜９５４は、図２に示すような回路構造を持つ。図２において、ＰＷＭサイクロコンバータは、三相交流端子ｒ，ｓ，ｔと、単相交流端子ａ，ｂと、三相交流端子ｒ，ｓ，ｔにそれぞれリアクタを直列接続した三相交流リアクトル２０７と、三相交流端子ｒ，ｓ，ｔにキャパシタをデルタ接続したフィルタコンデンサ２０８と、双方向に電流を流し、自己導通／自己遮断の可能な６個の双方向半導体電力スイッチ２１１〜２１６とを具備した構成で、６個の双方向半導体電力スイッチ２１１〜２１６は、三相交流端子ｒ，ｓ，ｔと単相交流端子ａ，ｂにそれぞれ三相ブリッジに接続されている。なお、６個の双方向半導体電力スイッチ２１１〜２１６のスイッチング動作の制御は、図示しないコントローラから供給されるＰＷＭパルス信号により行われる。
【０００６】
また、三相交流電源９０１の出力は三相トランス９０２の１次巻線９１０に接続され、三相トランス９０２の１２組の２次巻線９１１〜９２２の出力は、それぞれ１２組のＰＷＭサイクロコンバータ９３１〜９５４の三相交流端子ｒ，ｓ，ｔに接続される。
また、１２組のＰＷＭサイクロコンバータ９３１〜９５４は、４組のＰＷＭサイクロコンバータを１ユニットとして、全体を３ユニットで構成されている。すなわち、ＰＷＭサイクロコンバータ９３１〜９３４で構成されるＵ相ユニット９０３と、ＰＷＭサイクロコンバータ９４１〜９４４で構成されるＶ相ユニット９０４と、ＰＷＭサイクロコンバータ９５１〜９５４で構成されるＷ相ユニット９０５である。各ユニット内の４組のＰＷＭサイクロコンバータの単相交流端子ａ，ｂは直列に接続され、該直列接続の両端となる単相交流端子ａ，ｂの一方は、Ｕ相ユニット９０３、Ｖ相ユニット９０４およびＷ相ユニット９０５間でスター接続され、該直列接続の両端となる単相交流端子ａ，ｂの他方は、駆動対象である交流電動機９０６の三相入力端子ｕ，ｖ，ｗに接続される。
【０００７】
本従来例の電動機駆動回路では、各ユニットの４組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの単相交流端子ａ，ｂに出力される交流出力の基本波電圧が同位相になるように制御され、Ｕ相ユニット９０３、Ｖ相ユニット９０４およびＷ相ユニット９０５間は、基本波電圧位相の電気角が互いに１２０度だけ位相の異なる交流出力を発生するように制御される。
【０００８】
また、１２組のＰＷＭサイクロコンバータ９３１〜９５４は、それぞれ単相負荷となるので、電源側の負荷バランスを図り、低次高調波電流を三相トランス９０２の２次巻線で相殺するために、次のような手法を採る。
つまり、まず、三相トランス９０２の２次巻線９１１〜９２２は、３組のユニットにおいてそれぞれ１〜４番目の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの同段位のものを１グループとした４個のグループに分け、１段目のグループの２次巻線９１１，９１５，９１９と、２段目のグループの２次巻線９１２，９１６，９２０と、３段目のグループの２次巻線９１３，９１７，９２１と、４段目のグループの２次巻線９１４，９１８，９２２とする。そして、各グループ内のそれぞれの２次巻線の誘起電圧位相が等しくなるように同一条件で、かつ、それぞれのユニット内において、各グループに属する２次巻線間では誘起電圧が６０度／４＝１５度の位相差を持つように巻線を施す。
すなわち、本実施例では、三相トランス９０２の１次巻線９１０はデルタ接続に、１段目のグループの２次巻線９１１，９１５，９１９は千鳥接続で１次巻線９１０に対して電気角４５度遅れに、２段目のグループの２次巻線９１２，９１６，９２０はスター接続で１次巻線９１０に対して電気角３０度遅れに、３段目のグループの２次巻線９１３，９１７，９２１は千鳥接続で１次巻線９１０に対して電気角１５度遅れに、４段目のグループの２次巻線９１４，９１８，９２２はデルタ接続で１次巻線９１０に対して同一の電気角に、それぞれ巻線されている。
これにより、各三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ９３１〜９５４について対象な制御がなされれば、原理的に電源周波数の２２以下の電源高調波電圧電流は発生しないこととなる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の多重３相ＰＷＭサイクロコンバータ方式の電力変換装置にあっては、各三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ９３１〜９５４の双方向半導体電力スイッチをスイッチング制御するＰＷＭパルス信号を生成するためには、それぞれ独立したＰＷＭパルス作成用のコントローラが必要であり、このＰＷＭパルス作成用のコントローラには、入力電源電圧を取り込んでデジタル変換するためのＡ／Ｄコンバータ、該入力電源電圧の位相を検出するための位相検出器、並びに、これら入力電源電圧値および位相により出力電圧指令に基づきＰＷＭパルス幅を計算するＣＰＵを具備する必要がある。
ただし、入力電源電圧が理想的な三相対象正弦波であるとすれば、１つの入力電源電圧値および位相からその他の入力電源電圧値および位相を推算することは可能であるが、実際には、三相トランス９０２の１次側と２次側との電気的結合度が一定でないことや、入力電源電圧が非対称であることから、各三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ９３１〜９５４毎に、入力電源電圧値および位相から出力電圧指令に基づきＰＷＭパルスのパルス幅を計算する必要があり、このようにたくさんのコントローラを具備した構成となるため、電力変換装置の構成部品が多くなって装置の小型化を図ることができず、その結果、装置が高価なものとなってしまうという事情があった。
【００１０】
本発明は、上記従来の事情に鑑みてなされたものであって、ＰＷＭ制御方式の電力変換装置において、ＰＷＭパルス信号を生成するためのコントローラの個数を減少させることにより装置の小型化が可能で、安価でしかも低歪みの高電圧を発生し得る電力変換装置を提供することを目的としている。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１記載の直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置の発明は、相互に絶縁された交流電源を入力とする各パルス幅変調サイクロコンバータ装置の出力をｎ個（ｎは３以上の整数）直列接続して構成した出力相を１以上備える直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置において、１つの出力相を構成する前記ｎ個の交流電源は互いに共通した電気位相角を有し、パルス幅変調信号を発生する手段と、前記パルス幅変調信号の位相を互いにずらして、前記各パルス幅変調サイクロコンバータ装置への各パルス幅変調信号を発生する手段を備えたことを特徴とする。
【００１２】
また、請求項２記載の発明は、請求項１記載の直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置において、前記パルス幅変調信号の位相を互いにずらして前記各パルス幅変調サイクロコンバータ装置への各パルス幅変調信号を発生する手段は、互いにキャリア周波数の３６０度／ｎずつ位相をずらした各パルス幅変調信号を発生することを特徴とする。
また、請求項３記載の発明は、請求項１又は２記載の直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置において、１つの出力相を構成する前記各交流電源が、１つの共通トランスの２次側各巻線出力であることを特徴とする。
【００１３】
また、請求項４記載の直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置の制御方法の発明は、相互に絶縁された交流電源を入力とする各パルス幅変調サイクロコンバータ装置の出力をｎ個（ｎは３以上の整数）直列接続して構成した出力相を１以上備える直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置において、１つの出力相を構成する前記ｎ個の交流電源を互いに共通した電気位相角に設定し、パルス幅変調信号を発生し、前記パルス幅変調信号の位相を互いにずらして前記各パルス幅変調サイクロコンバータ装置への各パルス幅変調信号を発生し、前記互いにずらした各パルス幅変調信号に基づいて前記各パルス幅変調サイクロコンバータ装置を運転することを特徴とする。
また、請求項５記載の発明は、請求項４記載の直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置の制御方法において、前記パルス幅変調信号の位相を互いにキャリア周波数の３６０度／ｎずつ位相をずらして前記各パルス幅変調サイクロコンバータ装置への各パルス幅変調信号を発生し、前記互いにずらした各パルス幅変調信号に基づいて前記各パルス幅変調サイクロコンバータ装置を運転することを特徴とする。
また、請求項６記載の発明は、請求項４又は５記載の直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置の制御方法において、１つの出力相を構成する前記各交流電源を１つの共通トランスの２次側巻線出力にし、かつ互いに共通した電気位相角に設定することを特徴とする。
【００１４】
そして、本発明によれば、１組の１次巻線および互いに電気角が同位相である３×ｎ組（ｎは任意の正整数）の２次巻線を備えた１個の三相トランスと、３×ｎ組の２次巻線とそれぞれ接続する３×ｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータと、３×ｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータがｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータを備えたユニットを３組編成するとき、該ユニットに対応した３組のＰＷＭパルス作成コントローラとを具備して交流電動機を可変速駆動する直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置において、三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータを、２次巻線と接続する三相交流入力端子と、単相出力端子と、三相交流入力端子に接続される三相リアクトルと、三相交流入力端子と単相出力端子にそれぞれ三相ブリッジに接続されてＰＷＭ制御に基づくスイッチング動作により双方向に電流を流し、自己導通、自己遮断が可能な６個の双方向半導体電力スイッチとを具備して構成し、各ユニットにおいて、該ユニット内のｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの単相出力端子は直列に接続され、該直列接続の両端となる単相交流端子の一方を３組のユニット間でスター接続し、また他方を交流電動機の入力端子に接続する。そして、ＰＷＭパルス作成コントローラは、対応するユニット内の一つの三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの三相入力端子に印加される電圧の電圧値および位相と、該ユニットから交流電動機に供給すべき電圧を指定する出力電圧指令とに基づき、該ユニット内のｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータそれぞれの６個の双方向半導体電力スイッチのスイッチング動作を制御するｎ組のＰＷＭパルスを作成し、ここで、該ｎ組のＰＷＭパルスは、各ユニットにおいて該ユニット内のｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータが単相出力端子に出力する電圧の位相が同一で、３組のユニット間において該ユニットから交流電動機の入力端子に供給すべき電圧の基本波電圧位相の電気角が互いに１２０度異なる位相となるように作成される。このように、三相トランスの３×ｎ組の２次巻線を互いに電気角が同位相となるように電気的に同じ結合度で接続するので、三相交流電源の非対称性や脈動等も同じ度合いで３×ｎ組の２次巻線に伝わることとなり、３組のユニットにそれぞれ対応した３組のＰＷＭパルス作成コントローラでは、該ユニット内の一つの三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの三相入力端子に印加される電圧の電圧値および位相を代表して取り込み、該ユニットから交流電動機に供給すべき電圧を指定する出力電圧指令に基づいて、該ユニット内のｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータそれぞれの６個の双方向半導体電力スイッチのスイッチング動作を制御するｎ組のＰＷＭパルスを作成することが可能となる。すなわち、従来のように３×ｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータに対応した３×ｎ組のＰＷＭパルス作成コントローラを具備しなくても、一つのＰＷＭパルス作成コントローラによって適正なｎ組のＰＷＭパルスを作成できるので、ＰＷＭパルス信号を生成するためのコントローラの個数を１／ｎ（ここで、ｎはユニット内の段数、すなわち三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの個数を意味する。）に減少させることができ、これによって装置の小型化および低コストを図ることができ、また、三相交流電源の非対称性や脈動等も考慮に入れたＰＷＭ制御のためのＰＷＭパルスを作成するので、各ユニットから駆動対象の交流電動機に対して低歪みの高電圧を発生することができる。
【００１５】
また、本発明によれば、ＰＷＭパルス作成コントローラにおいて、ｎ組のＰＷＭパルスを、キャリア周波数の位相が互いに（３６０÷ｎ）度づつ異なるように作成する。より具体的に、ＰＷＭパルス作成コントローラにおいて、変換手段により、対応するユニット内の一つの三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの三相入力端子に印加される電圧をデジタル変換して取り込み、また位相検出手段により、該印加電圧の位相を検出して取り込み、演算手段により、前記変換手段によりデジタル変換された電圧値および前記位相検出手段により検出された位相、並びに、前記出力電圧指令に基づき前記ＰＷＭパルスのパルス幅を計算して一つのＰＷＭパルスを作成し、さらに分配手段により、該一つのＰＷＭパルスからキャリア周波数の位相が互いに（３６０÷ｎ）度づつ異なるようにｎ組のＰＷＭパルスを作成する。すなわち、三相トランスの３×ｎ組の２次巻線を互いに電気角が同位相となるように電気的に同じ結合度で接続するので、三相交流電源の非対称性や脈動等も同じ度合いで３×ｎ組の２次巻線に伝わることとなり、ユニットに対応したＰＷＭパルス作成コントローラにおいて、一つの三相入力端子に印加される電圧の電圧値および位相を代表して取り込み、該ユニットから交流電動機に供給すべき電圧を指定する出力電圧指令に基づいて、一つのＰＷＭパルスを作成し、さらに該一つのＰＷＭパルスからキャリア周波数の位相が互いに（３６０÷ｎ）度づつ異なるｎ組のＰＷＭパルスを作成することが可能となる。
したがって、ユニットに対応した３組のＰＷＭパルス作成コントローラを具備することで適正なｎ組のＰＷＭパルスを作成できるので、ＰＷＭパルス信号を生成するためのコントローラの個数を従来の１／ｎ（ここで、ｎはユニット内の段数、すなわち三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの個数を意味する。）に減少させることができ、これによって装置の小型化および低コストを図ることができ、また、三相交流電源の非対称性や脈動等も考慮に入れたＰＷＭ制御のためのＰＷＭパルスを作成するので、各ユニットから駆動対象の交流電動機に対して低歪みの高電圧を発生することができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の形態について、順に図面を参照して詳細に説明する。図１は本発明の一実施形態に係る電動機駆動回路の回路構成図である。
同図において、本実施形態の多重３相ＰＷＭサイクロコンバータ方式を用いた電動機駆動回路は、三相交流電源１０１、三相トランス１０２、３×ｎ組（ここではｎ＝４であり、１２組）のＰＷＭサイクロコンバータ１３１〜１５４、および、駆動対象の交流電動機１０６を備えて構成されている。
【００１８】
三相トランス１０２は、１組のデルタ接続の１次巻線１１０と、互いに電気角が同位相である（３×ｎ＝）１２組のスター接続の２次巻線１１１〜１２２を具備した構成である。
また、１２組のＰＷＭサイクロコンバータ１３１〜１５４は、互いに同一構造であって、具体的に、それぞれのＰＷＭサイクロコンバータ１３１〜１５４は、図２に示すような回路構造を持つ。図２において、ＰＷＭサイクロコンバータは、三相交流端子ｒ，ｓ，ｔと、単相交流端子ａ，ｂと、三相交流端子ｒ，ｓ，ｔにそれぞれリアクタを直列接続した三相交流リアクトル２０７と、三相交流端子ｒ，ｓ，ｔにキャパシタをデルタ接続したフィルタコンデンサ２０８と、双方向に電流を流し、自己導通／自己遮断の可能な６個の双方向半導体電力スイッチ２１１〜２１６とを具備した構成で、６個の双方向半導体電力スイッチ２１１〜２１６は、三相交流端子ｒ，ｓ，ｔと単相交流端子ａ，ｂにそれぞれ三相ブリッジに接続されている。なお、６個の双方向半導体電力スイッチ２１１〜２１６のスイッチング動作の制御は、後述のＰＷＭパルス作成コントローラおよびＰＷＭパルス分配器から供給されるＰＷＭパルス信号により行われる。また、三相交流リアクトル２０７に代えて、三相トランス１０２の２次巻線１１１〜１２２の漏れインダクタンスを使用することも可能である。
【００１９】
また、三相交流電源１０１の出力は三相トランス１０２の１次巻線１１０に接続され、三相トランス１０２の１２組の２次巻線１１１〜１２２の出力は、それぞれ１２組のＰＷＭサイクロコンバータ１３１〜１５４の三相交流端子ｒ，ｓ，ｔに接続される。
また、１２組のＰＷＭサイクロコンバータ１３１〜１５４は、４組のＰＷＭサイクロコンバータを１ユニットとして、全体を３ユニットで構成されている。すなわち、ＰＷＭサイクロコンバータ１３１〜１３４で構成されるＵ相ユニット１０３と、ＰＷＭサイクロコンバータ１４１〜１４４で構成されるＶ相ユニット１０４と、ＰＷＭサイクロコンバータ１５１〜１５４で構成されるＷ相ユニット１０５である。各ユニット内の４組のＰＷＭサイクロコンバータの単相交流端子ａ，ｂは直列に接続され、該直列接続の両端となる単相交流端子ａ，ｂの一方は、Ｕ相ユニット１０３、Ｖ相ユニット１０４およびＷ相ユニット１０５間で（ノードｏで）スター接続され、該直列接続の両端となる単相交流端子ａ，ｂの他方は、駆動対象である交流電動機１０６の三相入力端子ｕ，ｖ，ｗに接続される。
【００２０】
本実施形態の電動機駆動回路では、後述のＰＷＭパルス作成コントローラおよびＰＷＭパルス分配器から供給されるＰＷＭパルス信号によって、Ｕ相ユニット１０３、Ｖ相ユニット１０４およびＷ相ユニット１０５の各ユニットにおいて、４組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの単相交流端子ａ，ｂに出力される交流出力の基本波電圧が同位相になるように制御され、また、Ｕ相ユニット１０３、Ｖ相ユニット１０４およびＷ相ユニット１０５間は、基本波電圧位相の電気角が互いに１２０度だけ位相の異なる交流出力を発生するように制御される。
【００２１】
また、図３、図４および図５には、図２のＰＷＭサイクロコンバータ１３１〜１５４の回路構成で示した双方向半導体電力スイッチ２１１〜２１６の具体的な構成例の回路図を示す。図３、図４および図５において、符号３０１，３０２，４０１，４０２，５０１はＩＧＢＴであり、３０３，３０４，４０３，４０４，５０２〜５０５はダイオードである。
図３に示した具体例１では、双方向半導体電力スイッチ２１１〜２１６は、ＩＧＢＴやＦＥＴ等の自己遮断能力のある半導体電力素子（ここではＩＧＢＴを使用）３０１，３０２と、該半導体電力素子３０１，３０２に流通方向が逆方向になるように逆並列に接続されたダイオード３０３，３０４とを備えた半導体電力スイッチが、２組逆極性に直列に接続されて形成されている。すなわち、端子Ａから端子Ｂに電流が流れる場合にはＩＧＢＴ３０１とダイオード３０４を介して該電流が流れ、端子Ｂから端子Ａに電流が流れる場合にはＩＧＢＴ３０２とダイオード３０３を介して該電流が流れる。
【００２２】
次に、図４に示した具体例２では、双方向半導体電力スイッチ２１１〜２１６は、ＩＧＢＴやＦＥＴ等の自己遮断能力のある半導体電力素子（ここではＩＧＢＴを使用）４０１，４０２と、該半導体電力素子４０１，４０２に流通方向が同方向になるように直列に接続されたダイオード４０３，４０４とを備えた半導体電力スイッチが、２組逆極性に並列に接続されて形成されている。すなわち、端子Ａから端子Ｂに電流が流れる場合にはＩＧＢＴ４０１とダイオード４０３を介して該電流が流れ、端子Ｂから端子Ａに電流が流れる場合にはＩＧＢＴ４０２とダイオード４０４を介して該電流が流れる。
さらに、図５に示した具体例３では、双方向半導体電力スイッチ２１１〜２１６は、単相ブリッジに接続された４個のダイオード５０２〜５０５と、単相ブリッジの２つの直流端子間に流通方向が同方向になるように接続されたＩＧＢＴやＦＥＴ等の自己遮断能力のある半導体電力素子（ここではＩＧＢＴを使用）５０１とを備え、単相ブリッジの２つの交流端子を入出力端子として形成されている。すなわち、端子Ａから端子Ｂに電流が流れる場合にはダイオード５０２、ＩＧＢＴ５０１およびダイオード５０５を介して該電流が流れ、端子Ｂから端子Ａに電流が流れる場合にはダイオード５０４、ＩＧＢＴ５０１およびダイオード５０３を介して該電流が流れる。
【００２３】
次に、図６、図７および図８を参照して、本実施形態を適用した電動機駆動回路におけるＰＷＭ制御について説明する。なお、図６は各ユニットに対して構成されるＰＷＭ作成パルスコントローラおよびＰＷＭパルス分配器の構成図であり、図７は一つのユニットに対して生成されるＰＷＭパルス信号の信号波形を例示する説明図であり、図８は一つのユニットにおける４組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータから出力される出力電圧の波形と、該ユニットの交流電動機１０６に供給される相電圧の波形を例示する説明図である。
上述のように、三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１３１〜１５４における６個の双方向半導体電力スイッチ２１１〜２１６のスイッチング動作の制御は、ＰＷＭパルス信号により行われ、Ｕ相ユニット１０３、Ｖ相ユニット１０４およびＷ相ユニット１０５の各ユニットにおいて、４組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの単相交流端子ａ，ｂに出力される交流出力の基本波電圧が同位相になるように制御され、また、Ｕ相ユニット９０３、Ｖ相ユニット９０４およびＷ相ユニット９０５間は、基本波電圧位相の電気角が互いに１２０度だけ位相の異なる交流出力を発生するように制御される。
【００２４】
このようなＰＷＭ制御を行うために、ＰＷＭパルス信号は、図６に示すような構成により作成される。すなわち、図６において、符号６０１はＰＷＭパルス作成コントローラ、６０２はＰＷＭパルス分配器（分配手段）、６１１はＡ／Ｄコンバータ（変換手段）、６１２は位相検出器（位相検出手段）、６１３はＣＰＵ（演算手段）である。
まず、対応するユニット内の一つの三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの三相入力端子に印加される電圧をＡ／Ｄコンバータ６１１によってデジタル変換し、また、該印加電圧の位相を位相検出器６１２によって検出する。次に、ＣＰＵ６１３では、デジタル変換された電圧値および検出された位相、並びに、出力電圧指令に基づいて、ＰＷＭパルスのパルス幅を計算して一つのＰＷＭパルス信号を作成する。例えば、三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１３１の三相交流端子ｒ，ｓ，ｔの電圧値および位相、並びに、Ｕ相ユニット１０３から交流電動機１０６に供給すべき電圧を指定する出力電圧指令に基づけば、Ｕ相ユニット１０３の１段目のＰＷＭパルス信号、すなわち三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１３１の双方向半導体電力スイッチ２１１〜２１６のスイッチング動作を制御する信号が作成されることとなる。
【００２５】
次に、ＰＷＭパルス分配器６０２では、ＣＰＵ６１３で作成された一つのＰＷＭパルス信号から、キャリア周波数の位相が互いに（３６０÷ｎ）度づつ異なるように４組のＰＷＭパルスを作成する。例えば、ＣＰＵ６１３でＵ相ユニット１０３の１段目のＰＷＭパルス信号が作成されているとすれば、キャリア周期をＴとするとき、該１段目のＰＷＭパルス信号（図７（ａ）参照）から位相をＴ／４だけずらせた信号を２段目のＰＷＭパルス信号（図７（ｂ）参照）として作成し、また位相をＴ／２だけずらせた信号を３段目のＰＷＭパルス信号として作成し、さらに位相を３Ｔ／４だけずらせた信号を４段目のＰＷＭパルス信号（図７（ｃ）参照）として作成する。つまり、図７に示すように、一ユニットをｎ段の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータで構成する場合には、１段目のＰＷＭパルス信号から位相を（ｎ−１）×Ｔ／ｎだけずらせた信号をｎ段目のＰＷＭパルス信号として作成する。
【００２６】
以上のようにして作成された１段目から４段目のパルス信号を、それぞれＵ相ユニット１０３の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１３１〜１３４に供給して、各双方向半導体電力スイッチ２１１〜２１６のスイッチング動作を制御すれば、三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１３１〜１３４の単相交流端子ａ，ｂからは、それぞれ図８（ａ）〜（ｄ）に示すような電圧波形が出力されることとなる。したがって、Ｕ相ユニット１０３が交流電動機１０６に供給するＵ相電圧は、これら各段の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１３１〜１３４の出力を合成したものとなり、図８（ｅ）に示すような出力電圧の波形となる。
【００２７】
以上のように、本実施形態を適用した電動機駆動回路では、三相トランス１０２において、１次巻線１１０と２次巻線１１１〜１１４，２次巻線１１５〜１１８，２次巻線１１９〜１２２は電気的に同じ結合度で接続されているので、三相交流電源１０１の非対称性や脈動等も同じ度合いで３×４組の２次巻線１１１〜１２２に伝わる。そして、ユニット対応のＰＷＭパルス作成コントローラ６０１においては、一つの三相入力端子ｒ，ｓ，ｔに印加される電圧の電圧値および位相を代表して取り込み、該ユニットから交流電動機１０６に供給すべき電圧を指定する出力電圧指令に基づいて、一つの段のＰＷＭパルス信号を作成し、さらにＰＷＭパルス分配器６０２では、該一つの段のＰＷＭパルス信号からキャリア周波数の位相が互いに（３６０÷ｎ）度づつ異なるように他の段のＰＷＭパルス信号を作成して、合わせて４組のＰＷＭパルスを作成することが可能となる。
したがって、本実施形態では、ユニットに対応した３組のＰＷＭパルス作成コントローラ６０１およびＰＷＭパルス分配器６０２を具備することで適正な４組のＰＷＭパルスを作成できるので、ＰＷＭパルス信号を生成するためのコントローラの個数を従来の１／ｎ（ここで、ｎはユニット内の段数、すなわち三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの個数を意味する。）に減少させることができ、これによって装置の小型化および低コストを図ることができ、また、三相交流電源１０１の非対称性や脈動等も考慮に入れたＰＷＭ制御のためのＰＷＭパルスを作成するので、各ユニットから駆動対象の交流電動機１０６に対して低歪みの高電圧を発生することができる。
【００２８】
最後に、本実施形態を適用した電動機駆動回路における冗長度向上のための対策について説明する。多重構成の電力変換装置の特徴は、図１の構成のように、同機能を持つ電力変換器を複数個（すなわち三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１３１〜１５４）使用することであり、故障により一部の電力変換器を切り離しても運転の継続が可能なことにある。
図１において、Ｖ相ユニット１０４の１段目の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１４１が故障した場合を想定すると、その単相交流端子ａ，ｂを電線やバスバーで短絡し、健全な三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１４２〜１４４でＶ相ユニット１０４の出力電圧を発生させる。他のユニットについてもバランスをとって運転するため、例えばＵ相ユニット１０３では、同一段の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１３１の三相交流端子ｒ，ｓ，ｔに接続された各２個の双方向半導体電力スイッチ２１１と２１６，２１２と２１５および２１３と２１４の３組を１組づつ順次等時間間隔で導通させて短絡し、三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１３２〜１３４でＵ相ユニット１０３の出力電圧を発生させる。同様に、Ｗ相ユニット１０５でも、同一段の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１５１の三相交流端子ｒ，ｓ，ｔに接続された各２個の双方向半導体電力スイッチ３組を１組づつ順次等時間間隔で導通させて短絡し、三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１５２〜１５４でＷ相ユニット１０５の出力電圧を発生させる。以上の対応により、三相のバランスした出力電圧を発生できるが、最大出力電圧は正常なときの３／４になる。また、三相交流端子ｒ，ｓ，ｔのそれぞれに接続された２個の双方向半導体電力スイッチ３組を１組づつ順次等時間間隔で導通させて短絡する代わりに、三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１３１，１５１の単相交流端子ａ，ｂの電流方向を検出して電流方向が反転する度に１組づつ順次導通させて短絡して運転することもできる。
【００２９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、１組の１次巻線および互いに電気角が同位相である３×ｎ組（ｎは任意の正整数）の２次巻線を備えた１個の三相トランスと、３×ｎ組の２次巻線とそれぞれ接続する３×ｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータと、３×ｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータがｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータを備えたユニットを３組編成するとき、該ユニットに対応した３組のＰＷＭパルス作成コントローラとを具備して交流電動機を可変速駆動する直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置において、ＰＷＭパルス作成コントローラは、対応するユニット内の一つの三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの三相入力端子に印加される電圧の電圧値および位相と、該ユニットから交流電動機に供給すべき電圧を指定する出力電圧指令とに基づき、該ユニット内のｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータそれぞれの６個の双方向半導体電力スイッチのスイッチング動作を制御するｎ組のＰＷＭパルスを作成することとし、また該ｎ組のＰＷＭパルスを、各ユニットにおいて該ユニット内のｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータが単相出力端子に出力する電圧の位相が同一で、３組のユニット間において該ユニットから交流電動機の入力端子に供給すべき電圧の基本波電圧位相の電気角が互いに１２０度異なる位相となるように作成することとしたので、三相トランスの３×ｎ組の２次巻線が互いに電気角が同位相となるように電気的に同じ結合度で接続されることから、三相交流電源の非対称性や脈動等も同じ度合いで３×ｎ組の２次巻線に伝わることとなり、３組のユニットにそれぞれ対応した３組のＰＷＭパルス作成コントローラでは、該ユニット内の一つの三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの三相入力端子に印加される電圧の電圧値および位相を代表して取り込み、該ユニットから交流電動機に供給すべき電圧を指定する出力電圧指令に基づいて、該ユニット内のｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータそれぞれの６個の双方向半導体電力スイッチのスイッチング動作を制御するｎ組のＰＷＭパルスを作成することが可能となり、従来のように３×ｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータに対応した３×ｎ組のＰＷＭパルス作成コントローラを具備しなくても、一つのＰＷＭパルス作成コントローラによって適正なｎ組のＰＷＭパルスを作成できるので、ＰＷＭパルス信号を生成するためのコントローラの個数を１／ｎ（ここで、ｎはユニット内の段数、すなわち三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの個数を意味する。）に減少させることができ、これによって装置の小型化および低コストを図ることができ、さらに、三相交流電源の非対称性や脈動等も考慮に入れたＰＷＭ制御のためのＰＷＭパルスを作成するので、各ユニットから駆動対象の交流電動機に対して低歪みの高電圧を発生し得る直列多重パルス幅変調マトリクスコンバータ装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態に係る直列多重パルス幅変調マトリクスコンバータ装置を適用した電動機駆動回路の回路構成図である。
【図２】ＰＷＭサイクロコンバータの回路構成図である。
【図３】ＰＷＭサイクロコンバータにおける双方向半導体電力スイッチの具体例１の回路図である。
【図４】ＰＷＭサイクロコンバータにおける双方向半導体電力スイッチの具体例２の回路図である。
【図５】ＰＷＭサイクロコンバータにおける双方向半導体電力スイッチの具体例３の回路図である。
【図６】各ユニットに対して構成されるＰＷＭ作成パルスコントローラおよびＰＷＭパルス分配器の構成図である。
【図７】一つのユニットに対して生成されるＰＷＭパルス信号の信号波形を例示する説明図である。
【図８】一つのユニットにおける４組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータから出力される出力電圧の波形と、該ユニットの交流電動機に供給される相電圧の波形を例示する説明図である。
【図９】従来の多重３相ＰＷＭサイクロコンバータ方式の電力変換装置を用いた電動機駆動回路の回路構成図である。
【符号の説明】
１０１ 三相交流電源
１０２ 三相トランス
１０３ Ｕ相ユニット
１０４ Ｖ相ユニット
１０５ Ｗ相ユニット
１０６ 交流電動機
１１０ １次巻線
１１１〜１２２ ２次巻線
１３１〜１５４ ＰＷＭサイクロコンバータ
ｒ，ｓ，ｔ 三相交流端子
ａ，ｂ 単相交流端子
２０７ 三相交流リアクトル
２０８ フィルタコンデンサ
２１１〜２１６ 双方向半導体電力スイッチ
ｕ，ｖ，ｗ 交流電動機の三相入力端子
３０１，３０２，４０１，４０２，５０１ ＩＧＢＴ
３０３，３０４，４０３，４０４，５０２〜５０５ ダイオード
６０１ ＰＷＭパルス作成コントローラ
６０２ ＰＷＭパルス分配器（分配手段）
６１１ Ａ／Ｄコンバータ（変換手段）
６１２ 位相検出器（位相検出手段）
６１３ ＣＰＵ（演算手段）
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電動機を可変速駆動する電力変換装置に係り、特に、パルス幅変調（以下、ＰＷＭと略記する：Pulse Width Modulation ）制御方式の電力変換装置であって、ＰＷＭパルス信号を生成するためのコントローラの個数を減少させることにより、装置の小型化が可能で、安価でしかも低歪みの高電圧を発生し得る直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置およびその制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、交流電動機を可変速駆動する方式として、高圧インバータを用いる方式、低圧インバータと降圧トランスおよび昇圧トランスを組み合わせて用いる方式、或いは、ＰＷＭサイクロコンバータを用いる方式等々が提案され使用されている。また、世の中の動向として、環境改善のための省エネルギー、省資源、小型化、高効率化や電圧電流波形歪み規制の方向に進んできており、また適用システムの複雑化により冗長性の向上等の運転信頼性の改善も要求されてきており、これら各電動機駆動方式においても当然その対象となる。
【０００３】
ところが、上記従来の高圧インバータを用いる電動機駆動方式においては、パワー素子としてＧＴＯ（Gate Turn Off Thyristor）を使用することから、高キャリア周波数化が難しく、インバータドライブの低騒音化や波形歪みの抑制が図れないという問題や、ＧＴＯのスナバー回路の損失が大きく、また主回路、バスバー等の絶縁確保の必要性によって装置小型化が制限されるという問題、さらにはＧＴＯ駆動電源が小型化のネックとなるという問題等々がある。
また、上記従来の低圧インバータを用いる電動機駆動方式においては、低圧のＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）インバータを使用するので、高周波ＰＷＭ制御が可能で低騒音化は図れるが、大容量化のためのＩＧＢＴの並列接続により並列バランスのための手段やスナバー回路が付随して装置の小型化が制限され、また大電流化によって損失が増加するので冷却面からも小型化が困難であるという問題や、ＰＷＭ制御のスイッチングに同期した共振電圧の発生によって交流電動機の絶縁破壊を引き起こすおそれがあるという問題、さらにはＰＷＭ制御のみであることから高調波歪み（特に高次高調波）が大きいという問題等々がある。
さらに、ＰＷＭサイクロコンバータを用いる電動機駆動方式においては、インバータ方式に比べて、直流回路を必要としないために小型化が図れ、電源から負荷に至る経路に直列に入る素子数が少ないために低損失で高効率である等の特徴を持つ。一方、ＰＷＭ制御を使用することから電源電流の低次高調波は抑制されるが、高次高調波は残り、入出力とも電圧電流波形歪み抑制の技術的課題は未解決のままである。さらに、高圧の交流電動機を駆動するためには、高圧ＰＷＭサイクロコンバータとするか、トランスで昇圧する方式を採用することとなるので、上記の高圧インバータ方式および低圧インバータ方式と同様の課題も発生することになる。
【０００４】
そこで、このような省エネルギー、省資源、小型化、高効率化および電圧電流波形歪み抑制等々の技術的課題、並びに冗長度向上の技術的課題に対処するものとして、低圧インバータ技術を使用して低歪みの高電圧を発生して高圧交流電動機を駆動する多重３相ＰＷＭサイクロコンバータ方式の「電力変換装置および電力変換方法」（国際出願番号：PCT/JP96/02495，国際公開番号：WO97/09773）（以下、従来例という）が提案されている。
図９は、本従来例の多重３相ＰＷＭサイクロコンバータ方式の電力変換装置を用いた電動機駆動回路の回路構成図である。図９において、本従来例の電動機駆動回路は、三相交流電源９０１、三相トランス９０２、１２組のＰＷＭサイクロコンバータ９３１〜９５４、および、駆動対象の交流電動機９０６を備えて構成されている。
【０００５】
三相トランス９０２は、デルタ接続の１次巻線９１０と、千鳥接続の２次巻線９１１，９１３，９１５，９１７，９１９，９２１と、スター接続の２次巻線９１２，９１６，９２０と、デルタ接続の２次巻線９１４，９１８，９２２とを具備した構成である。
また、１２組のＰＷＭサイクロコンバータ９３１〜９５４は、互いに同一構造であって、具体的に、それぞれのＰＷＭサイクロコンバータ９３１〜９５４は、図２に示すような回路構造を持つ。図２において、ＰＷＭサイクロコンバータは、三相交流端子ｒ，ｓ，ｔと、単相交流端子ａ，ｂと、三相交流端子ｒ，ｓ，ｔにそれぞれリアクタを直列接続した三相交流リアクトル２０７と、三相交流端子ｒ，ｓ，ｔにキャパシタをデルタ接続したフィルタコンデンサ２０８と、双方向に電流を流し、自己導通／自己遮断の可能な６個の双方向半導体電力スイッチ２１１〜２１６とを具備した構成で、６個の双方向半導体電力スイッチ２１１〜２１６は、三相交流端子ｒ，ｓ，ｔと単相交流端子ａ，ｂにそれぞれ三相ブリッジに接続されている。なお、６個の双方向半導体電力スイッチ２１１〜２１６のスイッチング動作の制御は、図示しないコントローラから供給されるＰＷＭパルス信号により行われる。
【０００６】
また、三相交流電源９０１の出力は三相トランス９０２の１次巻線９１０に接続され、三相トランス９０２の１２組の２次巻線９１１〜９２２の出力は、それぞれ１２組のＰＷＭサイクロコンバータ９３１〜９５４の三相交流端子ｒ，ｓ，ｔに接続される。
また、１２組のＰＷＭサイクロコンバータ９３１〜９５４は、４組のＰＷＭサイクロコンバータを１ユニットとして、全体を３ユニットで構成されている。すなわち、ＰＷＭサイクロコンバータ９３１〜９３４で構成されるＵ相ユニット９０３と、ＰＷＭサイクロコンバータ９４１〜９４４で構成されるＶ相ユニット９０４と、ＰＷＭサイクロコンバータ９５１〜９５４で構成されるＷ相ユニット９０５である。各ユニット内の４組のＰＷＭサイクロコンバータの単相交流端子ａ，ｂは直列に接続され、該直列接続の両端となる単相交流端子ａ，ｂの一方は、Ｕ相ユニット９０３、Ｖ相ユニット９０４およびＷ相ユニット９０５間でスター接続され、該直列接続の両端となる単相交流端子ａ，ｂの他方は、駆動対象である交流電動機９０６の三相入力端子ｕ，ｖ，ｗに接続される。
【０００７】
本従来例の電動機駆動回路では、各ユニットの４組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの単相交流端子ａ，ｂに出力される交流出力の基本波電圧が同位相になるように制御され、Ｕ相ユニット９０３、Ｖ相ユニット９０４およびＷ相ユニット９０５間は、基本波電圧位相の電気角が互いに１２０度だけ位相の異なる交流出力を発生するように制御される。
【０００８】
また、１２組のＰＷＭサイクロコンバータ９３１〜９５４は、それぞれ単相負荷となるので、電源側の負荷バランスを図り、低次高調波電流を三相トランス９０２の２次巻線で相殺するために、次のような手法を採る。
つまり、まず、三相トランス９０２の２次巻線９１１〜９２２は、３組のユニットにおいてそれぞれ１〜４番目の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの同段位のものを１グループとした４個のグループに分け、１段目のグループの２次巻線９１１，９１５，９１９と、２段目のグループの２次巻線９１２，９１６，９２０と、３段目のグループの２次巻線９１３，９１７，９２１と、４段目のグループの２次巻線９１４，９１８，９２２とする。そして、各グループ内のそれぞれの２次巻線の誘起電圧位相が等しくなるように同一条件で、かつ、それぞれのユニット内において、各グループに属する２次巻線間では誘起電圧が６０度／４＝１５度の位相差を持つように巻線を施す。
すなわち、本実施例では、三相トランス９０２の１次巻線９１０はデルタ接続に、１段目のグループの２次巻線９１１，９１５，９１９は千鳥接続で１次巻線９１０に対して電気角４５度遅れに、２段目のグループの２次巻線９１２，９１６，９２０はスター接続で１次巻線９１０に対して電気角３０度遅れに、３段目のグループの２次巻線９１３，９１７，９２１は千鳥接続で１次巻線９１０に対して電気角１５度遅れに、４段目のグループの２次巻線９１４，９１８，９２２はデルタ接続で１次巻線９１０に対して同一の電気角に、それぞれ巻線されている。
これにより、各三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ９３１〜９５４について対象な制御がなされれば、原理的に電源周波数の２２以下の電源高調波電圧電流は発生しないこととなる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の多重３相ＰＷＭサイクロコンバータ方式の電力変換装置にあっては、各三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ９３１〜９５４の双方向半導体電力スイッチをスイッチング制御するＰＷＭパルス信号を生成するためには、それぞれ独立したＰＷＭパルス作成用のコントローラが必要であり、このＰＷＭパルス作成用のコントローラには、入力電源電圧を取り込んでデジタル変換するためのＡ／Ｄコンバータ、該入力電源電圧の位相を検出するための位相検出器、並びに、これら入力電源電圧値および位相により出力電圧指令に基づきＰＷＭパルス幅を計算するＣＰＵを具備する必要がある。
ただし、入力電源電圧が理想的な三相対象正弦波であるとすれば、１つの入力電源電圧値および位相からその他の入力電源電圧値および位相を推算することは可能であるが、実際には、三相トランス９０２の１次側と２次側との電気的結合度が一定でないことや、入力電源電圧が非対称であることから、各三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ９３１〜９５４毎に、入力電源電圧値および位相から出力電圧指令に基づきＰＷＭパルスのパルス幅を計算する必要があり、このようにたくさんのコントローラを具備した構成となるため、電力変換装置の構成部品が多くなって装置の小型化を図ることができず、その結果、装置が高価なものとなってしまうという事情があった。
【００１０】
本発明は、上記従来の事情に鑑みてなされたものであって、ＰＷＭ制御方式の電力変換装置において、ＰＷＭパルス信号を生成するためのコントローラの個数を減少させることにより装置の小型化が可能で、安価でしかも低歪みの高電圧を発生し得る電力変換装置を提供することを目的としている。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１記載の直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置の発明は、相互に絶縁された交流電源を入力とする各パルス幅変調サイクロコンバータ装置の出力をｎ個（ｎは３以上の整数）直列接続して構成した出力相を１以上備える直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置において、１つの出力相を構成する前記ｎ個の交流電源は互いに共通した電気位相角を有し、パルス幅変調信号を発生する手段と、前記パルス幅変調信号の位相を互いにずらして、前記各パルス幅変調サイクロコンバータ装置への各パルス幅変調信号を発生する手段を備えたことを特徴とする。
【００１２】
また、請求項２記載の発明は、請求項１記載の直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置において、前記パルス幅変調信号の位相を互いにずらして前記各パルス幅変調サイクロコンバータ装置への各パルス幅変調信号を発生する手段は、互いにキャリア周波数の３６０度／ｎずつ位相をずらした各パルス幅変調信号を発生することを特徴とする。
また、請求項３記載の発明は、請求項１又は２記載の直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置において、１つの出力相を構成する前記各交流電源が、１つの共通トランスの２次側各巻線出力であることを特徴とする。
【００１３】
また、請求項４記載の直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置の制御方法の発明は、相互に絶縁された交流電源を入力とする各パルス幅変調サイクロコンバータ装置の出力をｎ個（ｎは３以上の整数）直列接続して構成した出力相を１以上備える直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置において、１つの出力相を構成する前記ｎ個の交流電源を互いに共通した電気位相角に設定し、パルス幅変調信号を発生し、前記パルス幅変調信号の位相を互いにずらして前記各パルス幅変調サイクロコンバータ装置への各パルス幅変調信号を発生し、前記互いにずらした各パルス幅変調信号に基づいて前記各パルス幅変調サイクロコンバータ装置を運転することを特徴とする。
また、請求項５記載の発明は、請求項４記載の直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置の制御方法において、前記パルス幅変調信号の位相を互いにキャリア周波数の３６０度／ｎずつ位相をずらして前記各パルス幅変調サイクロコンバータ装置への各パルス幅変調信号を発生し、前記互いにずらした各パルス幅変調信号に基づいて前記各パルス幅変調サイクロコンバータ装置を運転することを特徴とする。
また、請求項６記載の発明は、請求項４又は５記載の直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置の制御方法において、１つの出力相を構成する前記各交流電源を１つの共通トランスの２次側巻線出力にし、かつ互いに共通した電気位相角に設定することを特徴とする。
【００１４】
そして、本発明によれば、１組の１次巻線および互いに電気角が同位相である３×ｎ組（ｎは任意の正整数）の２次巻線を備えた１個の三相トランスと、３×ｎ組の２次巻線とそれぞれ接続する３×ｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータと、３×ｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータがｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータを備えたユニットを３組編成するとき、該ユニットに対応した３組のＰＷＭパルス作成コントローラとを具備して交流電動機を可変速駆動する直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置において、三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータを、２次巻線と接続する三相交流入力端子と、単相出力端子と、三相交流入力端子に接続される三相リアクトルと、三相交流入力端子と単相出力端子にそれぞれ三相ブリッジに接続されてＰＷＭ制御に基づくスイッチング動作により双方向に電流を流し、自己導通、自己遮断が可能な６個の双方向半導体電力スイッチとを具備して構成し、各ユニットにおいて、該ユニット内のｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの単相出力端子は直列に接続され、該直列接続の両端となる単相交流端子の一方を３組のユニット間でスター接続し、また他方を交流電動機の入力端子に接続する。そして、ＰＷＭパルス作成コントローラは、対応するユニット内の一つの三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの三相入力端子に印加される電圧の電圧値および位相と、該ユニットから交流電動機に供給すべき電圧を指定する出力電圧指令とに基づき、該ユニット内のｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータそれぞれの６個の双方向半導体電力スイッチのスイッチング動作を制御するｎ組のＰＷＭパルスを作成し、ここで、該ｎ組のＰＷＭパルスは、各ユニットにおいて該ユニット内のｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータが単相出力端子に出力する電圧の位相が同一で、３組のユニット間において該ユニットから交流電動機の入力端子に供給すべき電圧の基本波電圧位相の電気角が互いに１２０度異なる位相となるように作成される。このように、三相トランスの３×ｎ組の２次巻線を互いに電気角が同位相となるように電気的に同じ結合度で接続するので、三相交流電源の非対称性や脈動等も同じ度合いで３×ｎ組の２次巻線に伝わることとなり、３組のユニットにそれぞれ対応した３組のＰＷＭパルス作成コントローラでは、該ユニット内の一つの三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの三相入力端子に印加される電圧の電圧値および位相を代表して取り込み、該ユニットから交流電動機に供給すべき電圧を指定する出力電圧指令に基づいて、該ユニット内のｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータそれぞれの６個の双方向半導体電力スイッチのスイッチング動作を制御するｎ組のＰＷＭパルスを作成することが可能となる。すなわち、従来のように３×ｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータに対応した３×ｎ組のＰＷＭパルス作成コントローラを具備しなくても、一つのＰＷＭパルス作成コントローラによって適正なｎ組のＰＷＭパルスを作成できるので、ＰＷＭパルス信号を生成するためのコントローラの個数を１／ｎ（ここで、ｎはユニット内の段数、すなわち三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの個数を意味する。）に減少させることができ、これによって装置の小型化および低コストを図ることができ、また、三相交流電源の非対称性や脈動等も考慮に入れたＰＷＭ制御のためのＰＷＭパルスを作成するので、各ユニットから駆動対象の交流電動機に対して低歪みの高電圧を発生することができる。
【００１５】
また、本発明によれば、ＰＷＭパルス作成コントローラにおいて、ｎ組のＰＷＭパルスを、キャリア周波数の位相が互いに（３６０÷ｎ）度づつ異なるように作成する。より具体的に、ＰＷＭパルス作成コントローラにおいて、変換手段により、対応するユニット内の一つの三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの三相入力端子に印加される電圧をデジタル変換して取り込み、また位相検出手段により、該印加電圧の位相を検出して取り込み、演算手段により、前記変換手段によりデジタル変換された電圧値および前記位相検出手段により検出された位相、並びに、前記出力電圧指令に基づき前記ＰＷＭパルスのパルス幅を計算して一つのＰＷＭパルスを作成し、さらに分配手段により、該一つのＰＷＭパルスからキャリア周波数の位相が互いに（３６０÷ｎ）度づつ異なるようにｎ組のＰＷＭパルスを作成する。すなわち、三相トランスの３×ｎ組の２次巻線を互いに電気角が同位相となるように電気的に同じ結合度で接続するので、三相交流電源の非対称性や脈動等も同じ度合いで３×ｎ組の２次巻線に伝わることとなり、ユニットに対応したＰＷＭパルス作成コントローラにおいて、一つの三相入力端子に印加される電圧の電圧値および位相を代表して取り込み、該ユニットから交流電動機に供給すべき電圧を指定する出力電圧指令に基づいて、一つのＰＷＭパルスを作成し、さらに該一つのＰＷＭパルスからキャリア周波数の位相が互いに（３６０÷ｎ）度づつ異なるｎ組のＰＷＭパルスを作成することが可能となる。
したがって、ユニットに対応した３組のＰＷＭパルス作成コントローラを具備することで適正なｎ組のＰＷＭパルスを作成できるので、ＰＷＭパルス信号を生成するためのコントローラの個数を従来の１／ｎ（ここで、ｎはユニット内の段数、すなわち三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの個数を意味する。）に減少させることができ、これによって装置の小型化および低コストを図ることができ、また、三相交流電源の非対称性や脈動等も考慮に入れたＰＷＭ制御のためのＰＷＭパルスを作成するので、各ユニットから駆動対象の交流電動機に対して低歪みの高電圧を発生することができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の形態について、順に図面を参照して詳細に説明する。図１は本発明の一実施形態に係る電動機駆動回路の回路構成図である。
同図において、本実施形態の多重３相ＰＷＭサイクロコンバータ方式を用いた電動機駆動回路は、三相交流電源１０１、三相トランス１０２、３×ｎ組（ここではｎ＝４であり、１２組）のＰＷＭサイクロコンバータ１３１〜１５４、および、駆動対象の交流電動機１０６を備えて構成されている。
【００１８】
三相トランス１０２は、１組のデルタ接続の１次巻線１１０と、互いに電気角が同位相である（３×ｎ＝）１２組のスター接続の２次巻線１１１〜１２２を具備した構成である。
また、１２組のＰＷＭサイクロコンバータ１３１〜１５４は、互いに同一構造であって、具体的に、それぞれのＰＷＭサイクロコンバータ１３１〜１５４は、図２に示すような回路構造を持つ。図２において、ＰＷＭサイクロコンバータは、三相交流端子ｒ，ｓ，ｔと、単相交流端子ａ，ｂと、三相交流端子ｒ，ｓ，ｔにそれぞれリアクタを直列接続した三相交流リアクトル２０７と、三相交流端子ｒ，ｓ，ｔにキャパシタをデルタ接続したフィルタコンデンサ２０８と、双方向に電流を流し、自己導通／自己遮断の可能な６個の双方向半導体電力スイッチ２１１〜２１６とを具備した構成で、６個の双方向半導体電力スイッチ２１１〜２１６は、三相交流端子ｒ，ｓ，ｔと単相交流端子ａ，ｂにそれぞれ三相ブリッジに接続されている。なお、６個の双方向半導体電力スイッチ２１１〜２１６のスイッチング動作の制御は、後述のＰＷＭパルス作成コントローラおよびＰＷＭパルス分配器から供給されるＰＷＭパルス信号により行われる。また、三相交流リアクトル２０７に代えて、三相トランス１０２の２次巻線１１１〜１２２の漏れインダクタンスを使用することも可能である。
【００１９】
また、三相交流電源１０１の出力は三相トランス１０２の１次巻線１１０に接続され、三相トランス１０２の１２組の２次巻線１１１〜１２２の出力は、それぞれ１２組のＰＷＭサイクロコンバータ１３１〜１５４の三相交流端子ｒ，ｓ，ｔに接続される。
また、１２組のＰＷＭサイクロコンバータ１３１〜１５４は、４組のＰＷＭサイクロコンバータを１ユニットとして、全体を３ユニットで構成されている。すなわち、ＰＷＭサイクロコンバータ１３１〜１３４で構成されるＵ相ユニット１０３と、ＰＷＭサイクロコンバータ１４１〜１４４で構成されるＶ相ユニット１０４と、ＰＷＭサイクロコンバータ１５１〜１５４で構成されるＷ相ユニット１０５である。各ユニット内の４組のＰＷＭサイクロコンバータの単相交流端子ａ，ｂは直列に接続され、該直列接続の両端となる単相交流端子ａ，ｂの一方は、Ｕ相ユニット１０３、Ｖ相ユニット１０４およびＷ相ユニット１０５間で（ノードｏで）スター接続され、該直列接続の両端となる単相交流端子ａ，ｂの他方は、駆動対象である交流電動機１０６の三相入力端子ｕ，ｖ，ｗに接続される。
【００２０】
本実施形態の電動機駆動回路では、後述のＰＷＭパルス作成コントローラおよびＰＷＭパルス分配器から供給されるＰＷＭパルス信号によって、Ｕ相ユニット１０３、Ｖ相ユニット１０４およびＷ相ユニット１０５の各ユニットにおいて、４組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの単相交流端子ａ，ｂに出力される交流出力の基本波電圧が同位相になるように制御され、また、Ｕ相ユニット１０３、Ｖ相ユニット１０４およびＷ相ユニット１０５間は、基本波電圧位相の電気角が互いに１２０度だけ位相の異なる交流出力を発生するように制御される。
【００２１】
また、図３、図４および図５には、図２のＰＷＭサイクロコンバータ１３１〜１５４の回路構成で示した双方向半導体電力スイッチ２１１〜２１６の具体的な構成例の回路図を示す。図３、図４および図５において、符号３０１，３０２，４０１，４０２，５０１はＩＧＢＴであり、３０３，３０４，４０３，４０４，５０２〜５０５はダイオードである。
図３に示した具体例１では、双方向半導体電力スイッチ２１１〜２１６は、ＩＧＢＴやＦＥＴ等の自己遮断能力のある半導体電力素子（ここではＩＧＢＴを使用）３０１，３０２と、該半導体電力素子３０１，３０２に流通方向が逆方向になるように逆並列に接続されたダイオード３０３，３０４とを備えた半導体電力スイッチが、２組逆極性に直列に接続されて形成されている。すなわち、端子Ａから端子Ｂに電流が流れる場合にはＩＧＢＴ３０１とダイオード３０４を介して該電流が流れ、端子Ｂから端子Ａに電流が流れる場合にはＩＧＢＴ３０２とダイオード３０３を介して該電流が流れる。
【００２２】
次に、図４に示した具体例２では、双方向半導体電力スイッチ２１１〜２１６は、ＩＧＢＴやＦＥＴ等の自己遮断能力のある半導体電力素子（ここではＩＧＢＴを使用）４０１，４０２と、該半導体電力素子４０１，４０２に流通方向が同方向になるように直列に接続されたダイオード４０３，４０４とを備えた半導体電力スイッチが、２組逆極性に並列に接続されて形成されている。すなわち、端子Ａから端子Ｂに電流が流れる場合にはＩＧＢＴ４０１とダイオード４０３を介して該電流が流れ、端子Ｂから端子Ａに電流が流れる場合にはＩＧＢＴ４０２とダイオード４０４を介して該電流が流れる。
さらに、図５に示した具体例３では、双方向半導体電力スイッチ２１１〜２１６は、単相ブリッジに接続された４個のダイオード５０２〜５０５と、単相ブリッジの２つの直流端子間に流通方向が同方向になるように接続されたＩＧＢＴやＦＥＴ等の自己遮断能力のある半導体電力素子（ここではＩＧＢＴを使用）５０１とを備え、単相ブリッジの２つの交流端子を入出力端子として形成されている。すなわち、端子Ａから端子Ｂに電流が流れる場合にはダイオード５０２、ＩＧＢＴ５０１およびダイオード５０５を介して該電流が流れ、端子Ｂから端子Ａに電流が流れる場合にはダイオード５０４、ＩＧＢＴ５０１およびダイオード５０３を介して該電流が流れる。
【００２３】
次に、図６、図７および図８を参照して、本実施形態を適用した電動機駆動回路におけるＰＷＭ制御について説明する。なお、図６は各ユニットに対して構成されるＰＷＭ作成パルスコントローラおよびＰＷＭパルス分配器の構成図であり、図７は一つのユニットに対して生成されるＰＷＭパルス信号の信号波形を例示する説明図であり、図８は一つのユニットにおける４組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータから出力される出力電圧の波形と、該ユニットの交流電動機１０６に供給される相電圧の波形を例示する説明図である。
上述のように、三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１３１〜１５４における６個の双方向半導体電力スイッチ２１１〜２１６のスイッチング動作の制御は、ＰＷＭパルス信号により行われ、Ｕ相ユニット１０３、Ｖ相ユニット１０４およびＷ相ユニット１０５の各ユニットにおいて、４組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの単相交流端子ａ，ｂに出力される交流出力の基本波電圧が同位相になるように制御され、また、Ｕ相ユニット９０３、Ｖ相ユニット９０４およびＷ相ユニット９０５間は、基本波電圧位相の電気角が互いに１２０度だけ位相の異なる交流出力を発生するように制御される。
【００２４】
このようなＰＷＭ制御を行うために、ＰＷＭパルス信号は、図６に示すような構成により作成される。すなわち、図６において、符号６０１はＰＷＭパルス作成コントローラ、６０２はＰＷＭパルス分配器（分配手段）、６１１はＡ／Ｄコンバータ（変換手段）、６１２は位相検出器（位相検出手段）、６１３はＣＰＵ（演算手段）である。
まず、対応するユニット内の一つの三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの三相入力端子に印加される電圧をＡ／Ｄコンバータ６１１によってデジタル変換し、また、該印加電圧の位相を位相検出器６１２によって検出する。次に、ＣＰＵ６１３では、デジタル変換された電圧値および検出された位相、並びに、出力電圧指令に基づいて、ＰＷＭパルスのパルス幅を計算して一つのＰＷＭパルス信号を作成する。例えば、三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１３１の三相交流端子ｒ，ｓ，ｔの電圧値および位相、並びに、Ｕ相ユニット１０３から交流電動機１０６に供給すべき電圧を指定する出力電圧指令に基づけば、Ｕ相ユニット１０３の１段目のＰＷＭパルス信号、すなわち三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１３１の双方向半導体電力スイッチ２１１〜２１６のスイッチング動作を制御する信号が作成されることとなる。
【００２５】
次に、ＰＷＭパルス分配器６０２では、ＣＰＵ６１３で作成された一つのＰＷＭパルス信号から、キャリア周波数の位相が互いに（３６０÷ｎ）度づつ異なるように４組のＰＷＭパルスを作成する。例えば、ＣＰＵ６１３でＵ相ユニット１０３の１段目のＰＷＭパルス信号が作成されているとすれば、キャリア周期をＴとするとき、該１段目のＰＷＭパルス信号（図７（ａ）参照）から位相をＴ／４だけずらせた信号を２段目のＰＷＭパルス信号（図７（ｂ）参照）として作成し、また位相をＴ／２だけずらせた信号を３段目のＰＷＭパルス信号として作成し、さらに位相を３Ｔ／４だけずらせた信号を４段目のＰＷＭパルス信号（図７（ｃ）参照）として作成する。つまり、図７に示すように、一ユニットをｎ段の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータで構成する場合には、１段目のＰＷＭパルス信号から位相を（ｎ−１）×Ｔ／ｎだけずらせた信号をｎ段目のＰＷＭパルス信号として作成する。
【００２６】
以上のようにして作成された１段目から４段目のパルス信号を、それぞれＵ相ユニット１０３の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１３１〜１３４に供給して、各双方向半導体電力スイッチ２１１〜２１６のスイッチング動作を制御すれば、三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１３１〜１３４の単相交流端子ａ，ｂからは、それぞれ図８（ａ）〜（ｄ）に示すような電圧波形が出力されることとなる。したがって、Ｕ相ユニット１０３が交流電動機１０６に供給するＵ相電圧は、これら各段の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１３１〜１３４の出力を合成したものとなり、図８（ｅ）に示すような出力電圧の波形となる。
【００２７】
以上のように、本実施形態を適用した電動機駆動回路では、三相トランス１０２において、１次巻線１１０と２次巻線１１１〜１１４，２次巻線１１５〜１１８，２次巻線１１９〜１２２は電気的に同じ結合度で接続されているので、三相交流電源１０１の非対称性や脈動等も同じ度合いで３×４組の２次巻線１１１〜１２２に伝わる。そして、ユニット対応のＰＷＭパルス作成コントローラ６０１においては、一つの三相入力端子ｒ，ｓ，ｔに印加される電圧の電圧値および位相を代表して取り込み、該ユニットから交流電動機１０６に供給すべき電圧を指定する出力電圧指令に基づいて、一つの段のＰＷＭパルス信号を作成し、さらにＰＷＭパルス分配器６０２では、該一つの段のＰＷＭパルス信号からキャリア周波数の位相が互いに（３６０÷ｎ）度づつ異なるように他の段のＰＷＭパルス信号を作成して、合わせて４組のＰＷＭパルスを作成することが可能となる。
したがって、本実施形態では、ユニットに対応した３組のＰＷＭパルス作成コントローラ６０１およびＰＷＭパルス分配器６０２を具備することで適正な４組のＰＷＭパルスを作成できるので、ＰＷＭパルス信号を生成するためのコントローラの個数を従来の１／ｎ（ここで、ｎはユニット内の段数、すなわち三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの個数を意味する。）に減少させることができ、これによって装置の小型化および低コストを図ることができ、また、三相交流電源１０１の非対称性や脈動等も考慮に入れたＰＷＭ制御のためのＰＷＭパルスを作成するので、各ユニットから駆動対象の交流電動機１０６に対して低歪みの高電圧を発生することができる。
【００２８】
最後に、本実施形態を適用した電動機駆動回路における冗長度向上のための対策について説明する。多重構成の電力変換装置の特徴は、図１の構成のように、同機能を持つ電力変換器を複数個（すなわち三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１３１〜１５４）使用することであり、故障により一部の電力変換器を切り離しても運転の継続が可能なことにある。
図１において、Ｖ相ユニット１０４の１段目の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１４１が故障した場合を想定すると、その単相交流端子ａ，ｂを電線やバスバーで短絡し、健全な三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１４２〜１４４でＶ相ユニット１０４の出力電圧を発生させる。他のユニットについてもバランスをとって運転するため、例えばＵ相ユニット１０３では、同一段の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１３１の三相交流端子ｒ，ｓ，ｔに接続された各２個の双方向半導体電力スイッチ２１１と２１６，２１２と２１５および２１３と２１４の３組を１組づつ順次等時間間隔で導通させて短絡し、三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１３２〜１３４でＵ相ユニット１０３の出力電圧を発生させる。同様に、Ｗ相ユニット１０５でも、同一段の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１５１の三相交流端子ｒ，ｓ，ｔに接続された各２個の双方向半導体電力スイッチ３組を１組づつ順次等時間間隔で導通させて短絡し、三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１５２〜１５４でＷ相ユニット１０５の出力電圧を発生させる。以上の対応により、三相のバランスした出力電圧を発生できるが、最大出力電圧は正常なときの３／４になる。また、三相交流端子ｒ，ｓ，ｔのそれぞれに接続された２個の双方向半導体電力スイッチ３組を１組づつ順次等時間間隔で導通させて短絡する代わりに、三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１３１，１５１の単相交流端子ａ，ｂの電流方向を検出して電流方向が反転する度に１組づつ順次導通させて短絡して運転することもできる。
【００２９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、１組の１次巻線および互いに電気角が同位相である３×ｎ組（ｎは任意の正整数）の２次巻線を備えた１個の三相トランスと、３×ｎ組の２次巻線とそれぞれ接続する３×ｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータと、３×ｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータがｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータを備えたユニットを３組編成するとき、該ユニットに対応した３組のＰＷＭパルス作成コントローラとを具備して交流電動機を可変速駆動する直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置において、ＰＷＭパルス作成コントローラは、対応するユニット内の一つの三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの三相入力端子に印加される電圧の電圧値および位相と、該ユニットから交流電動機に供給すべき電圧を指定する出力電圧指令とに基づき、該ユニット内のｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータそれぞれの６個の双方向半導体電力スイッチのスイッチング動作を制御するｎ組のＰＷＭパルスを作成することとし、また該ｎ組のＰＷＭパルスを、各ユニットにおいて該ユニット内のｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータが単相出力端子に出力する電圧の位相が同一で、３組のユニット間において該ユニットから交流電動機の入力端子に供給すべき電圧の基本波電圧位相の電気角が互いに１２０度異なる位相となるように作成することとしたので、三相トランスの３×ｎ組の２次巻線が互いに電気角が同位相となるように電気的に同じ結合度で接続されることから、三相交流電源の非対称性や脈動等も同じ度合いで３×ｎ組の２次巻線に伝わることとなり、３組のユニットにそれぞれ対応した３組のＰＷＭパルス作成コントローラでは、該ユニット内の一つの三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの三相入力端子に印加される電圧の電圧値および位相を代表して取り込み、該ユニットから交流電動機に供給すべき電圧を指定する出力電圧指令に基づいて、該ユニット内のｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータそれぞれの６個の双方向半導体電力スイッチのスイッチング動作を制御するｎ組のＰＷＭパルスを作成することが可能となり、従来のように３×ｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータに対応した３×ｎ組のＰＷＭパルス作成コントローラを具備しなくても、一つのＰＷＭパルス作成コントローラによって適正なｎ組のＰＷＭパルスを作成できるので、ＰＷＭパルス信号を生成するためのコントローラの個数を１／ｎ（ここで、ｎはユニット内の段数、すなわち三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの個数を意味する。）に減少させることができ、これによって装置の小型化および低コストを図ることができ、さらに、三相交流電源の非対称性や脈動等も考慮に入れたＰＷＭ制御のためのＰＷＭパルスを作成するので、各ユニットから駆動対象の交流電動機に対して低歪みの高電圧を発生し得る直列多重パルス幅変調マトリクスコンバータ装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態に係る直列多重パルス幅変調マトリクスコンバータ装置を適用した電動機駆動回路の回路構成図である。
【図２】ＰＷＭサイクロコンバータの回路構成図である。
【図３】ＰＷＭサイクロコンバータにおける双方向半導体電力スイッチの具体例１の回路図である。
【図４】ＰＷＭサイクロコンバータにおける双方向半導体電力スイッチの具体例２の回路図である。
【図５】ＰＷＭサイクロコンバータにおける双方向半導体電力スイッチの具体例３の回路図である。
【図６】各ユニットに対して構成されるＰＷＭ作成パルスコントローラおよびＰＷＭパルス分配器の構成図である。
【図７】一つのユニットに対して生成されるＰＷＭパルス信号の信号波形を例示する説明図である。
【図８】一つのユニットにおける４組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータから出力される出力電圧の波形と、該ユニットの交流電動機に供給される相電圧の波形を例示する説明図である。
【図９】従来の多重３相ＰＷＭサイクロコンバータ方式の電力変換装置を用いた電動機駆動回路の回路構成図である。
【符号の説明】
１０１ 三相交流電源
１０２ 三相トランス
１０３ Ｕ相ユニット
１０４ Ｖ相ユニット
１０５ Ｗ相ユニット
１０６ 交流電動機
１１０ １次巻線
１１１〜１２２ ２次巻線
１３１〜１５４ ＰＷＭサイクロコンバータ
ｒ，ｓ，ｔ 三相交流端子
ａ，ｂ 単相交流端子
２０７ 三相交流リアクトル
２０８ フィルタコンデンサ
２１１〜２１６ 双方向半導体電力スイッチ
ｕ，ｖ，ｗ 交流電動機の三相入力端子
３０１，３０２，４０１，４０２，５０１ ＩＧＢＴ
３０３，３０４，４０３，４０４，５０２〜５０５ ダイオード
６０１ ＰＷＭパルス作成コントローラ
６０２ ＰＷＭパルス分配器（分配手段）
６１１ Ａ／Ｄコンバータ（変換手段）
６１２ 位相検出器（位相検出手段）
６１３ ＣＰＵ（演算手段）
Claims (6)
- 相互に絶縁された交流電源を入力とする各パルス幅変調サイクロコンバータ装置の出力をｎ個（ｎは３以上の整数）直列接続して構成した出力相を１以上備える直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置において、
１つの出力相を構成する前記ｎ個の交流電源は互いに共通した電気位相角を有し、
パルス幅変調信号を発生する手段と、
前記パルス幅変調信号の位相を互いにずらして、前記各パルス幅変調サイクロコンバータ装置への各パルス幅変調信号を発生する手段を備えたことを特徴とする直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置。 - 前記パルス幅変調信号の位相を互いにずらして前記各パルス幅変調サイクロコンバータ装置への各パルス幅変調信号を発生する手段は、互いにキャリア周波数の３６０度／ｎずつ位相をずらした各パルス幅変調信号を発生することを特徴とする請求項１記載の直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置。
- １つの出力相を構成する前記各交流電源は、１つの共通トランスの２次側各巻線出力であることを特徴とする請求項１又は２記載の直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置。
- 相互に絶縁された交流電源を入力とする各パルス幅変調サイクロコンバータ装置の出力をｎ個（ｎは３以上の整数）直列接続して構成した出力相を１以上備える直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置において、
１つの出力相を構成する前記ｎ個の交流電源を互いに共通した電気位相角に設定し、
パルス幅変調信号を発生し、
前記パルス幅変調信号の位相を互いにずらして前記各パルス幅変調サイクロコンバータ装置への各パルス幅変調信号を発生し、
前記互いにずらした各パルス幅変調信号に基づいて前記各パルス幅変調サイクロコンバータ装置を運転することを特徴とする直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置の制御方法。 - 前記パルス幅変調信号の位相を互いにキャリア周波数の３６０度／ｎずつ位相をずらして前記各パルス幅変調サイクロコンバータ装置への各パルス幅変調信号を発生し、
前記互いにずらした各パルス幅変調信号に基づいて前記各パルス幅変調サイクロコンバータ装置を運転することを特徴とする請求項４記載の直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置の制御方法。 - １つの出力相を構成する前記各交流電源を１つの共通トランスの２次側巻線出力にし、かつ互いに共通した電気位相角に設定することを特徴とする請求項４又は５記載の直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置の制御方法。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04955998A JP4178331B2 (ja) | 1998-03-02 | 1998-03-02 | 直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置およびその制御方法 |
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