JP5679056B2 - 非可逆回路素子 - Google Patents
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Description
本発明は、非可逆回路素子、特に、マイクロ波帯で使用されるアイソレータやサーキュレータなどの非可逆回路素子に関する。
従来、アイソレータやサーキュレータなどの非可逆回路素子は、予め定められた特定方向にのみ信号を伝送し、逆方向には伝送しない特性を有している。この特性を利用して、例えば、アイソレータは、携帯電話などの移動体通信機器の送信回路部に使用されている。
この種の非可逆回路素子として、特許文献1に記載のように低挿入損失とした2ポートタイプのアイソレータが知られている。図17に示すように、このアイソレータ100はフェライト132の表面に第1及び第2中心電極135,136(インダクタL11,L12)を互いに絶縁状態で交差して配置し、交差部分に永久磁石(図示せず)から直流磁界を印加することにより第1及び第2中心電極135,136を磁気的に結合させ、第1中心電極135の一端を入力ポートP1とし他端を出力ポートP2とし、第2中心電極136の一端を出力ポートP2とし他端をグランドポートP3とし、入力ポートP1と出力ポートP2との間に互いに並列に接続された終端抵抗R11とコンデンサC11とを接続し、かつ、第2中心電極136と並列にコンデンサC12を接続したものである。第1中心電極135とコンデンサC11とが共振回路を形成し、第2中心電極136とコンデンサC12とが共振回路を形成している。さらに、入力ポートP1側及び出力ポートP2側にはインピーダンス調整用のコンデンサCS11,CS12が接続されている。また、外部接続用端子IN,OUT,GNDを備えている。
本アイソレータ100は携帯電話の送信用回路に組み込まれる。即ち、入力側外部接続用端子INが送信側パワーアンプPAに整合回路60,70を介して接続され、出力側外部接続用端子OUTがデュープレクサなどを介してアンテナに接続される。
通常、パワーアンプPAの出力インピーダンスは5Ω程度と低く、アイソレータ100としての入力インピーダンスは50Ω程度と高い。アイソレータ100としての入力インピーダンスを低くするには、特許文献1に記載のように、第1及び第2中心電極135,136の交差角度を小さくすることによって可能であり、かつ、コンデンサCS11を挿入することでも可能あるが、アイソレータ100の小型化の要請により交差角度を小さくすること(入力インピーダンスを小さくすること)に限界を生じている。
そこで、アイソレータ100とパワーアンプPAとの間にコンデンサC14,C15とインダクタL13,L14とからなる整合回路60,70を介在させてインピーダンスを徐々に高くし、アイソレータ100のインピーダンスに整合させている。しかしながら、整合回路60,70を介在させることは、挿入損失が増加し、かつ、送信用回路の部品点数やコストも増加することになる。挿入損失については、図17に示すように、アイソレータ100の挿入損失0.5dBに整合回路60,70の挿入損失0.7dBが加わり、都合1.2dBとなってしまう。
そこで、本発明の目的は、低入力インピーダンスを実現でき、送信側回路の部品点数やコストの増加を極力抑えることのできる非可逆回路素子を提供することにある。
本発明の一形態である非可逆回路素子は、
マイクロ波用磁性体と、
前記マイクロ波用磁性体に互いに絶縁状態で交差して配置された第1及び第2中心電極と、
前記第1及び第2中心電極の交差部分に直流磁界を印加する永久磁石と、
を備え、
前記第1中心電極の一端を入力ポートとし他端を出力ポートとし、
前記第2中心電極の一端を入力ポートとし他端をグランドポートとし、
入力ポートと出力ポートとの間に、互いに並列に接続された抵抗素子と容量素子とを接続したこと、
を特徴とする。
マイクロ波用磁性体と、
前記マイクロ波用磁性体に互いに絶縁状態で交差して配置された第1及び第2中心電極と、
前記第1及び第2中心電極の交差部分に直流磁界を印加する永久磁石と、
を備え、
前記第1中心電極の一端を入力ポートとし他端を出力ポートとし、
前記第2中心電極の一端を入力ポートとし他端をグランドポートとし、
入力ポートと出力ポートとの間に、互いに並列に接続された抵抗素子と容量素子とを接続したこと、
を特徴とする。
前記非可逆回路素子においては、第2中心電極のインダクタンスを第1中心電極のインダクタンスよりも大きく設定することにより、入力ポートから高周波信号が入力されると、第2中心電極や終端抵抗にはほとんど電流が流れず、第1中心電極に電流が流れ、出力ポートに出力される。一方、出力ポートから高周波信号が入力されると、高周波信号は非可逆作用によって第1中心電極を通過することなく抵抗素子に流れて熱として消費される。即ち、電流が減衰(アイソレーション)される。第2中心電極のインダクタンスが相対的に大きいことによって入力インピーダンスが低下し、入力インピーダンスを従来の半分程度に低くすることが可能である。それゆえ、パワーアンプとの間に介在される整合回路を省略あるいは少なくすることができ、それに伴って、送信側回路としての挿入損失が小さくなるとともに、部品点数やコストが低減される。
本発明によれば、非可逆回路素子での低入力インピーダンスを実現でき、送信側回路を構成する場合の部品点数やコストの増加を極力抑えることができる。
以下、本発明に係る非可逆回路素子の実施例について添付図面を参照して説明する。なお、各図において、同じ部材、部分については共通する符号を付し、重複する説明は省略する。
(第1実施例、図1〜図9参照)
第1実施例である非可逆回路素子(2ポートタイプの集中定数型アイソレータ1A)は、図1の等価回路に示すように、マイクロ波用磁性体(以下、フェライト32と称する)の表面に第1及び第2中心電極35,36(インダクタL1,L2)を互いに絶縁状態で交差して配置し、交差部分に永久磁石41(図2、図3参照)から直流磁界を印加することにより第1及び第2中心電極35,36を磁気的に結合させ、第1中心電極35の一端を入力ポートP1とし他端を出力ポートP2とし、第2中心電極36の一端を入力ポートP1とし他端をグランドポートP3とし、入力ポートP1と出力ポートP2との間に互いに並列に接続された終端抵抗RとコンデンサC1とを接続したものである。第1中心電極35とコンデンサC1とが共振回路を形成している。さらに、入力ポートP1側及び出力ポートP2側にはインピーダンス調整用のコンデンサCS1,CS2が接続されている。また、外部接続用端子IN,OUT,GNDを備えている。
第1実施例である非可逆回路素子(2ポートタイプの集中定数型アイソレータ1A)は、図1の等価回路に示すように、マイクロ波用磁性体(以下、フェライト32と称する)の表面に第1及び第2中心電極35,36(インダクタL1,L2)を互いに絶縁状態で交差して配置し、交差部分に永久磁石41(図2、図3参照)から直流磁界を印加することにより第1及び第2中心電極35,36を磁気的に結合させ、第1中心電極35の一端を入力ポートP1とし他端を出力ポートP2とし、第2中心電極36の一端を入力ポートP1とし他端をグランドポートP3とし、入力ポートP1と出力ポートP2との間に互いに並列に接続された終端抵抗RとコンデンサC1とを接続したものである。第1中心電極35とコンデンサC1とが共振回路を形成している。さらに、入力ポートP1側及び出力ポートP2側にはインピーダンス調整用のコンデンサCS1,CS2が接続されている。また、外部接続用端子IN,OUT,GNDを備えている。
本アイソレータ1Aは携帯電話の送信用回路に組み込まれる。即ち、入力側外部接続用端子INが送信側パワーアンプPAに整合回路60を介して接続され、出力側外部接続用端子OUTがデュープレクサなどを介してアンテナに接続される。
前記アイソレータ1Aにおいては、第2中心電極36のインダクタンスを第1中心電極35のインダクタンスよりも大きく設定することにより、入力ポートP1から高周波信号が入力されると、第2中心電極36や終端抵抗Rにはほとんど電流が流れず、第1中心電極35に電流が流れ、出力ポートP2に出力される。一方、出力ポートP2から高周波信号が入力されると、高周波信号は非可逆作用によって第1中心電極35を通過することなく終端抵抗Rに流れて熱として消費される。即ち、電流が減衰(アイソレーション)される。第2中心電極36のインダクタンスが相対的に大きいことによって入力インピーダンスが低下し、入力インピーダンスを従来の半分程度に低くすることが可能である。それゆえ、パワーアンプPAとの間に介在される整合回路を省略あるいは少なくすることができる。具体的には、図17に示した整合回路70を省略することができる。それに伴って、送信側回路としての挿入損失が小さくなるとともに、部品点数やコストが低減される。また、入力インピーダンスを低くするために第1及び第2中心電極35,36の交差角度を無理に小さくする必要もなくなる。
以下に、具体的に説明する。アイソレータ1Aは、図2〜図4に示すように、回路基板20上に、第1及び第2中心電極35,36(第1インダクタL1、第2インダクタL2)を導体膜にて形成したフェライト32の左右を一対の永久磁石41で接着剤層42を介して固定したフェライト・磁石素子30を実装したもので、フェライト・磁石素子30の周囲はヨーク45で囲われている。整合回路や共振回路を構成するコンデンサC1,CS1,CS2や終端抵抗Rは、それぞれ、チップタイプとして構成され、回路基板20上に実装されている。
図4に示すように、第1中心電極35はフェライト32に1ターン巻回されており、一端電極35aが入力ポートP1とされ、他端電極35bが出力ポートP2とされている。第2中心電極36はフェライト32に第1中心電極35と所定の角度で交差した状態で4ターン(なお、ターン数は任意である)巻回されており、一端電極35a(第1中心電極35と共用)が入力ポートP1とされ、他端電極36aがグランドポートP3とされている。なお、図4では煩雑さを避けるためフェライトの背面側の電極は図示を省略している。
回路基板20は、樹脂基材と導体箔を積層した樹脂基板であり、その上面には、端子電極21〜24が形成されており、これらの端子電極21〜24は回路基板20の下面に形成した外部接続用端子IN,OUT,GND(図1参照)にビアホール導体(図示せず)を介して接続されている。フェライト32に形成した電極35a(入力ポートP1)は端子電極21に接続され、電極35b(出力ポートP2)は端子電極22に接続され、電極36a(グランドポートP3)は端子電極23に接続されている。コンデンサC1は端子電極21,22間に接続され、コンデンサCS1は端子電極21,23間に接続され、コンデンサCS2は端子電極22,24間に接続されている。さらに、終端抵抗Rは端子電極21,22間に接続され、図1に示した等価回路を形成している。
ここで、前記アイソレータ1AのポートP1−P2間におけるインピーダンス変換量と、第1及び第2中心電極35,36のインダクタンス比L2/L1について述べる。以下に示す表1及び図5に、インダクタンス比L2/L1とポートP1−P2間のインピーダンス変換量との関係を示す。インダクタンス比L2/L1は第1及び第2中心電極35,36の巻数比に対応する。図5において、特性曲線Aはインピーダンスの実部を示し、特性曲線Bはインピーダンスの虚部を示している。直線Cと実部特性曲線Aとの交点は図1における実部のインピーダンス変換量25Ω(入力25Ω、出力50Ω)を示している。
つまり、インダクタンス比L2/L1が増加することに伴って、インピーダンス変換量は実部、虚部ともに増加し、第1及び第2中心電極35,36の巻数を適切に設定することでインピーダンス変換量を調整することが可能になる。インピーダンスの虚部に関してはコンデンサCS1,CS2にて任意の値から0Ωに調整している。25〜50Ωのインピーダンス変換特性は図6のスミスチャートに示すとおりである。また、出力インピーダンス特性は図7のスミスチャートに示すとおりである。図8は逆方向のアイソレーション特性を示し、図9は順方向の挿入損失特性を示している。これらの電気特性は、UMTS
Band5 Tx 824−849MHz帯に関するものである。
Band5 Tx 824−849MHz帯に関するものである。
図6〜図9に示されているように、本第1実施例であるアイソレータ1Aでは25−50Ωのインピーダンス変換機能を備えているとともに、その挿入損失は0.5dBと非常に低損失である。従って、図1に示すように、出力インピーダンスが5ΩのパワーアンプPAに対して一つの整合回路60を介在させるだけでよく、換言すれば、図17に示した整合回路70を省略することができ、トータルとしての挿入損失は0.83dBとなる。
(第2実施例、図10〜図16参照)
第2実施例である非可逆回路素子(2ポートタイプの集中定数型アイソレータ1B)は、図10の等価回路に示すように、終端抵抗Rと直列にインダクタL3とコンデンサC2とを接続したものである。他の構成は前記第1実施例であるアイソレータ1Aと同様であり、かつ、図1に示す送信側回路にアイソレータ1Aと置換して用いられる。
第2実施例である非可逆回路素子(2ポートタイプの集中定数型アイソレータ1B)は、図10の等価回路に示すように、終端抵抗Rと直列にインダクタL3とコンデンサC2とを接続したものである。他の構成は前記第1実施例であるアイソレータ1Aと同様であり、かつ、図1に示す送信側回路にアイソレータ1Aと置換して用いられる。
図11及び図12に示すように、回路基板20の上面には、端子電極21〜26が形成されており、これらの端子電極21〜26は回路基板20の下面に形成した外部接続用端子IN,OUT,GND(図10参照)にビアホール導体(図示せず)を介して接続されている。フェライト32に形成した電極35a(入力ポートP1)は端子電極21に接続され、電極35b(出力ポートP2)は端子電極22に接続され、電極36b(グランドポートP3)は端子電極23に接続されている。コンデンサC1は端子電極21,22間に接続され、コンデンサCS1は端子電極21,23間に接続され、コンデンサCS2は端子電極22,24間に接続され、コンデンサC2は端子電極22,25間に接続されている。さらに、終端抵抗Rは端子電極21,26間に接続され、インダクタL3は端子電極25,26間に接続され、図10に示した等価回路を形成している。
アイソレータ1BのポートP1−P2間におけるインピーダンス変換量と、第1及び第2中心電極35,36のインダクタンス比L2/L1については、前記第1実施例であるアイソレータ1Aで説明したとおりであり、第1及び第2中心電極35,36の巻数を適切に設定することでインピーダンス変換量を調整することが可能になる。25〜50Ωのインピーダンス変換特性は図13のスミスチャートに示すとおりである。また、出力インピーダンス特性は図14のスミスチャートに示すとおりである。図15は逆方向のアイソレーション特性を示し、図16は順方向の挿入損失特性を示している。これらの電気特性は、UMTS Band5 Tx及びBand8 Txを合わせたDual Band 824−915MHz帯に関するものである。
図13〜図16に示されているように、本第2実施例であるアイソレータ1Bにおいても25−50Ωのインピーダンス変換機能を備えているとともに、その挿入損失は0.64dB(帯域内最悪値)である。さらに、終端抵抗Rと直列にインダクタL3とコンデンサC2とを接続することにより、図15に示すように、約−10dBのアイソレーション特性を確保できる帯域が拡大されている。
(他の実施例)
なお、本発明に係る非可逆回路素子は前記実施例に限定するものではなく、その要旨の範囲内で種々に変更することができる。
なお、本発明に係る非可逆回路素子は前記実施例に限定するものではなく、その要旨の範囲内で種々に変更することができる。
例えば、フェライト・磁石素子30の構成や第1及び第2中心電極35,36の形状は種々に変更することができる。さらに、容量素子や抵抗素子は回路基板上に外付けしたチップ部品ではなく積層体である回路基板に内蔵されたものであってもよい。
以上のように、本発明は、非可逆回路素子に有用であり、特に、低入力インピーダンスを実現でき、送信側回路の部品点数やコストの増加を極力抑えることができる点で優れている。
30…フェライト・磁石素子
32…フェライト
35…第1中心電極
36…第2中心電極
41…永久磁石
P1…入力ポート
P2…出力ポート
P3…グランドポート
C1,C2…コンデンサ
R…終端抵抗
32…フェライト
35…第1中心電極
36…第2中心電極
41…永久磁石
P1…入力ポート
P2…出力ポート
P3…グランドポート
C1,C2…コンデンサ
R…終端抵抗
Claims (2)
- マイクロ波用磁性体と、
前記マイクロ波用磁性体に互いに絶縁状態で交差して配置された第1及び第2中心電極と、
前記第1及び第2中心電極の交差部分に直流磁界を印加する永久磁石と、
を備え、
前記第1中心電極の一端を入力ポートとし他端を出力ポートとし、
前記第2中心電極の一端を入力ポートとし他端をグランドポートとし、
入力ポートと出力ポートとの間に、互いに並列に接続された抵抗素子と容量素子とを接続したこと、
を特徴とする非可逆回路素子。 - 前記抵抗素子と直列にいま一つの容量素子とインダクタンス素子とを接続したこと、を特徴とする請求項1に記載の非可逆回路素子。
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