JP5644125B2

JP5644125B2 - 直流−直流変換回路の起動方法

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Publication number: JP5644125B2
Application number: JP2010022077A
Authority: JP
Inventors: 三野　和明; 和明三野
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2010-02-03
Filing date: 2010-02-03
Publication date: 2014-12-24
Anticipated expiration: 2030-02-03
Also published as: CN102142777B; CN102142777A; US8605460B2; JP2011160616A; US20110188275A1

Description

本発明は、トランスの１次側がフルブリッジ構成の絶縁形直流−直流変換回路における起動方法に関する。

図９に特許文献１に開示のある直流−直流変換回路の例を示す。
図９はトランス９の１次側がフルブリッジ構成の直流−直流変換回路であり、１次側のブリッジを構成するスイッチング素子１乃至４としてＭＯＳＦＥＴが用いられ、またトランスの２次側では整流素子７及び８が用いられている。またコンデンサ１３乃至１６はスイッチング素子１乃至４の、コンデンサ１７及び１８は整流素子７及び８の寄生キャパシタンスである。

なお図９では、スイッチング素子１乃至４のオン／オフを切り替える駆動信号であるゲート信号を生成するゲート駆動回路部分については省略して示している。特許文献２には、ゲート駆動回路の一例が開示されている。この特許文献２のゲート駆動回路は、トランスへの入力電圧のデューティ比が略５０％でなくても順バイアス電圧、逆バイアス電圧を安定化することができという効果を持つ。

ここで、スイッチング素子１及び４が同時にオンとなっている期間では、トランス９の１次側では直流電源１１→スイッチング素子１→コイル５→トランス９→スイッチング素子４→直流電源１１の経路で電流が流れ、トランスの１次側の電圧Ｖｔ１には正の電圧が印加される。一方、スイッチング素子２及び３が同時にオンとなっている期間では、直流電源１１→スイッチング素子３→トランス９→コイル５→スイッチング素子２→直流電源１１の経路で電流が流れ、電圧Ｖｔ１には負の電圧が印加される。

このように、トランス９の１次側には正負の電圧が印加され、２次側に発生したトランス９の巻数比に相当する電圧が整流素子７及び８で整流され、出力電圧Ｖｏには直流電圧が出力される。

なお図９の構成において、コイル５を設ける代わりにトランス９の漏れインダクタンスを用いても良い。
図１０は、図９の直流−直流変換回路の起動時のスイッチング素子１乃至４の駆動信号であるゲート信号及びトランス９の１次側の電圧値Ｖｔ１の変化を示す図である。

図１０のように位相シフト動作で直流−直流変換回路を起動する場合、スイッチング素子１乃至４は導通比５０％の駆動信号となり、スイッチング素子１及び２とスイッチング素子３及び４はそれぞれ交互にオン、オフが切り替わる。またスイッチング素子１及び２のゲート信号に対して、スイッチング素子３及び４のゲート信号は位相がずれている。ただし、スイッチング素子１及び２のゲート信号とスイッチング素子３及び４のゲート信号にはそれぞれデッドタイムが設けられ、それぞれのスイッチング素子１及び２あるいは３及び４が同時にオンしないように設定される。

ここで、スイッチング素子１と４が同時にオンとなる期間ではＶｔ１に正の電圧、スイッチング素子２と３が同時にオンとなる期間では電圧Ｖｔ１に負の電圧が印加されるので、スイッチング素子１及び２の駆動信号に対してスイッチング素子３及び４のゲート信号の位相を調整することで、電圧値Ｖｔ１のパルス幅が変化し、２次側の出力電圧Ｖ _０の大きさを調整することができる。

直流−直流変換回路の起動時にはスイッチング素子１及び４とスイッチング素子２及び３が同時にオンとなる期間を図１０のように短くし、この状態から徐々にスイッチング素子３及び４のゲート信号の位相を変化させ、図１１に示すようにスイッチング素子１及び４とスイッチング素子２及び３が同時にオンとなる期間を大きくしてゆく。これにより出力電圧Ｖ _０の値をゼロから目標電圧まで上昇させる。

特願２００９−１８３０２号特願２００９−１６６４７０号

特許文献１にも記載されているように、出力端子１９ａ〜１９ｂ間が無負荷時や軽負荷時に上記した位相シフト動作を行うと、１次側のフルブリッジにおいて対向アームのスイッチング素子がオフした直後にオンとなるので対向アームのスイッチング素子がゼロ電圧付近でオンすることになり、対向アームのスイッチング素子が逆回復する可能性がある。

例えば、スイッチング素子１がオフした直後にスイッチング素子２がオンすると、スイッチング素子１の電圧はゼロの状態でスイッチング素子２がオンする可能性がある。スイッチング素子１の電圧はゼロなので、スイッチング素子１のボディダイオードには電流が流れやすく、この状態でスイッチング素子２がオンするためにスイッチング素子１のボディダイオードが逆回復してしまう。通常、ボディダイオードが逆回復するときの電圧／時間変化率ｄｖ／ｄｔが最大定格値を超えると、スイッチング素子を構成するＭＯＳＦＥＴが破損する恐れがある。よってこの逆回復が発生することにより、損失が増加するだけでなく、装置の信頼性を著しく低下させることとなる。また、ハードスイッチング動作で直流−直流変換回路を起動する場合は、図１２に示すように、それぞれのゲート信号は導通比が５０％未満となり、上下アームの両スイッチング素子が同時にオフとなる期間が十分確保される。これのため、スイッチング素子がオフした後に電圧が上昇するための十分な時間が確保され、ボディダイオードには電流が流れることがなく、逆回復は発生しない。

しかし、特許文献２に記載されている逆バイアス電圧をゲート・ソース間に印加可能なゲート駆動回路を用いた場合、ゲート信号に十分なパルス幅がないと逆バイアス電圧を得られない。

例えば、直流−直流変換回路の起動時には幅の狭いパルスのゲート信号でスイッチング素子１及び４とスイッチング素子２及び３を駆動する必要がある。しかし、このときゲート駆動回路内ではトランスの２次側に設けられるコンデンサに蓄えられる電荷は、スイッチング素子がオンとなっている期間しか充電されないので、コンデンサは十分な逆バイアス電圧Ｖｒを与えることが出来ない。

よって、外部などからの誘導ノイズによってスイッチング素子１乃至４がオンとなってしまう恐れがあり、信頼性が低くなる。
この恐れを回避するため、図１３のように、予めパルス幅を広げたゲート信号で直流−直流変換回路を起動すると、出力電圧Ｖ _０が接続されている装置の耐圧電圧を超過し、装置を破損してしまう恐れがある。例えば、スイッチング素子１及び４が同時にオンとなると、電圧Ｖｔ１には正の電圧が印加される。ここで、寄生キャパシタンス１７及び１８の電圧はゼロであるため、トランス９の各巻線電圧もゼロであり、コイル５には直流電源１１の入力電圧が印加され、コイル５を流れる電流が急激に上昇する。次にコイル５に蓄えられたエネルギーはコイル５と寄生キャパシタンス１８の共振動作により寄生キャパシタンス１８に移り、寄生キャパシタンス１８の電圧はトランス９の２次側電圧の２倍まで上昇する。次に寄生キャパシタンス１８に蓄えられたエネルギーは、トランス９の２次側および直流リアクトル１０を介して出力コンデンサ１２に移り、出力電圧Ｖ _０が大きく上昇する。

通常、直流−直流変換回路の起動時は無負荷状態であるので出力コンデンサ１２に蓄えられたエネルギーを放電させることはできない。よって図１３のようにゲート信号のパルス幅を広げた状態から直流−直流変換回路を起動した後、スイッチング素子１乃至４のスイッチング動作を繰り返すことで図１４に示すように出力電圧Ｖｏが目標電圧を超えて上昇してゆき、直流−直流変換回路の２次側部品や負荷に接続される装置を破壊してしまう。

この問題を回避するためには、２次側部品や負荷に接続される装置に予め耐圧の高い部品を用いる必要があり、コストと損失が増加してしまう。
上記課題を鑑み、本発明は出力電圧をオーバーシュートさせることなく、またスイッチング素子のボディダイオードを逆回復させることがない、直流−直流変換回路の起動方法を提供することを課題とする。

また直流−直流変換回路の起動時に、誘導ノイズによってスイッチング素子が誤動作することを回避できる直流−直流変換回路の起動方法を提供することを課題とする。

本発明の直流−直流変換回路の起動方法は、それぞれボディダイオードを含んだ第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子を直列に接続した第１の上下アーム直列回路と、それぞれボディダイオードを含んだ第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子を直列に接続した第２の上下アーム直列回路を直流電源に対して並列に接続してフルブリッジを構成し、前記第１の上下アーム直列回路の内部接続点とトランスの１次側の一端を接続し、前記第２の上下アーム直列回路の内部接続点と前記トランスの１次側の他端を接続し、前記トランスの２次側に整流素子を接続する構成を有し、直流出力を得る直流−直流変換回路の起動方法であって、前記第１のスイッチング素子を導通比５０％未満の第１の駆動信号でオンし、前記第２のスイッチング素子を導通比５０％未満の第２の駆動信号で前記第１のスイッチング素子がオフしている期間にオンし、また前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子の前記第１、第２の駆動信号に対して位相がずれた導通比５０％未満の第３、第４の駆動信号でそれぞれ前記第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子をオン駆動し、前記第１乃至第４のスイッチング素子をオン駆動する前に前記上下アーム直列回路の各スイッチング素子を同時にオフし、前記上下アーム直列回路の各スイッチング素子の主端子間電圧が前記ボディダイオードの順方向電流が流れない電圧値まで上昇する時間を確保できる導通比５０％未満でオンするようにし、前記位相のずらす量を増やしてゆくことによって、前記直流出力の出力電圧値を徐々に大きくしてゆく、ことを特徴とする。

本発明によれば、直流−直流変換回路の出力電圧をオーバーシュートさせることなく、さらにスイッチング素子のボディダイオードを逆回復させることなく、起動させることができる。

また直流−直流変換回路の起動時のスイッチング素子がオフしているときの駆動電圧を逆バイアスでクランプさせることができ、装置の内部や他の機器などから発生する誘導ノイズによってスイッチング素子がオンして誤動作することを回避できる。よって直流−直流変換回路を安全に起動させることが可能であり、信頼性を向上させることができる。

また、直流−直流変換回路の起動時に部品に印加される電圧を低減させることができるので、耐圧が低く、低損失な部品を適用することが可能であり、装置を低損失化、低コスト化することができる。

直流−直流変換回路の起動方法の第１の実施形態を説明するための図である。スイッチング素子３及び４のゲート信号の位相を図１の状態から進めたときの状態を示す図である。第２の実施形態におけるＰＷＭ動作時の各ゲート信号及び電圧Ｖｔ１を示す図である。第２の実施形態の起動方法における出力電圧Ｖ _０の変化を示す図である。第３の実施形態を説明するための図（その１）である。第３の実施形態を説明するための図（その２）である。第３の実施形態を説明するための図（その３）である。第３の実施形態の起動方法における出力電圧Ｖ _０の変化を示す図である。直流−直流変換回路の構成例を示す図である。図９の直流−直流変換回路の起動時のスイッチング素子のゲート信号及びトランスの１次側の電圧値Ｖｔ１の変化を示す図である。ゲート信号の位相差を大きくした場合のトランスの１次側の電圧値Ｖｔ１を示す図である。ハードスイッチング動作で図９の直流−直流変換回路を起動する場合のスイッチング素子のゲート信号及びトランスの１次側の電圧値Ｖｔ１の変化を示す図である。トランスの１次側の電圧値Ｖｔ１の幅が大きくなるようにした場合のスイッチング素子のゲート信号及び電圧値Ｖｔ１を示す図である。従来の起動方法における出力電圧Ｖｏの変化を示す図である。

以下に図面を参照しながら、本発明の実施形態の直流−直流変換回路の起動方法について説明する。なお以下に説明される本実施形態の直流−直流変換回路の起動方法は、直流−直流変換回路が図９に示した構成である場合について、説明する。なお本実施形態の直流−直流変換回路の起動方法が適用される直流−直流変換回路は、図９の構成に限定されるものではなく、トランスの１次側にスイッチング素子で構成されたフルブリッジを備え、トランスの２次側でトランス出力を整流回路で整流して直流出力を行う構成の回路であれば、図９の構成とは異なる構成であっても良い。

直流−直流変換回路の起動方法の第１の実施形態を説明する。
図１は直流−直流変換回路の起動方法の第１の実施形態を説明するための図で、直流−直流変換回路の起動時のトランスの１次側でブリッジを構成するスイッチング素子に加えるゲート信号及びトランスの１次側の電圧値Ｖｔ１の変化を示している。

第１乃至第４のゲート信号は、スイッチング素子１乃至４のゲートに加えられ、各スイッチング素子のオン／オフを切り替えるものである。各スイッチング素子１乃至４は、ゲート信号がＨとなるとオンとなり、Ｌとなるとオフとなる。

スイッチング素子２のゲート信号は、スイッチング素子１のゲート信号がオフの期間にオンとなり、またスイッチング素子４のゲート信号は、スイッチング素子３のゲート信号がオフの期間にオンとなる。ここでは、全てのゲート信号のパルス幅を等しくした例を示すが、それぞれのパルス幅が異なっても構わない。

直流−直流変換回路の起動直後には、スイッチング素子１のゲート信号とスイッチング素子３のゲート信号、及びスイッチング素子２のゲート信号とスイッチング素子４のゲート信号は同じ位相の信号であるが、これらは徐々に位相差が生じるように制御される。

図１では、各スイッチング素子１乃至４に加えるゲート信号は、導通比５０％未満となっている。そして上下アームの両スイッチング素子が同時にオフとなる期間２０ａ〜２０ｄを十分大きく取ってあり、ターンオフ後にスイッチング素子の電圧が上昇するための十
分な時間が確保されている。

よって、スイッチング素子１乃至４のボディダイオードに電流が流れることはないので、スイッチング素子１乃至４を対抗アームのスイッチング素子が逆回復することなく動作させることができる。

なお各ゲート信号は、直流−直流変換回路起動時において非常に細いパルスとするのではなく、特許文献２のゲート駆動回路を用いた場合にも対応できるように、ゲート駆動回路のトランスの２次側に設けたコンデンサに十分な逆バイアス電圧Ｖｒを充電させることができるだけのパルス幅でスイッチング素子を駆動する。よって、各スイッチング素子がオフとなっている期間のゲート−ソース間には逆バイアス電圧Ｖｒでクランプされるので、装置内部や他の機器などからの誘導ノイズによってスイッチング素子が誤動作してオンとなる可能性を下げることが出来る。

第１の実施形態の起動方法では、出力電圧Ｖ _０を徐々に上昇させるために、図１の状態からスイッチング素子１及び２のゲート信号に対してスイッチング素子３及び４のゲート信号の位相を徐々にずらしていく。

トランス９の１次側の電圧Ｖｔ１がゼロでない期間は、スイッチング素子１及び４が同時にオンの期間及びスイッチング素子２及び３が同時にオンの期間である。これらのスイッチング素子が同時にオンの期間をゼロから徐々に増やすようにスイッチング素子３及び４の位相をずらすことによって出力電圧を徐々に上昇させる。

図２はスイッチング素子３及び４のゲート信号の位相を図１の状態から進めたときの状態を示す図である。
スイッチング素子１及び２のゲート信号に対してスイッチング素子３及び４のゲート信号の位相を図１の場合より進めると、図２のように電圧Ｖｔ１のパルス幅２２が図１のパルス幅２１より増加する。よって、位相を徐々に増やすことにより電圧Ｖｔ１のパルス幅を徐々に大きくしてゆくことができるので、出力電圧Ｖ _０をオーバーシュートさせることなく、０Ｖから目標電圧までを上昇させることができる。

次に第２の実施形態の起動方法について説明する。
第１の実施形態の起動方法では、上記したようにスイッチング素子３及び４のゲート信号の位相を徐々にずらしてゆく。したがって、スイッチング素子１及び４のゲート信号とスイッチング素子２及び３のゲート信号がそれぞれ同じ位相となるまで位相をずらすと、それ以上出力電圧Ｖ _０を大きくすることが出来なくなる。この場合に対処したのが第２の実施形態の起動方法である。

第２の実施形態では、第１の実施形態と同様、スイッチング素子１と２に対してスイッチング素子３と４のゲート信号の位相をずらすことによって、徐々に電圧Ｖｔ１の値を上げてゆき、電圧Ｖｔ１が特定値に達したならば、位相シフト動作からＰＷＭ（パルス幅変調）動作に切替える。

図３は、第２の実施形態におけるＰＷＭ動作時の各ゲート信号及び電圧Ｖｔ１を示す図である。
位相シフト動作において、トランス９の１次側に発生する電圧Ｖｔ１のパルス幅が最大となり、これ以上電圧Ｖt１のパルス幅を増加できない状態まで位相がずれたら、図４に示すようにスイッチング素子１乃至４の各ゲート信号のパルス幅を広げ、トランス９の１次側の回路はＰＷＭ動作を行う。これにより、図４に示すように出力電圧Ｖ _０をより高い値にすることが出来るので、出力電圧Ｖ _０の目標電圧として第１の実施形態の起動方法より高い値を設定することができる。

図４は、第２の実施形態の起動方法における出力電圧Ｖ _０の変化を示す図である。
直流−直流変換回路の起動時には出力電圧Ｖ _０は０Ｖから開始し、ゲート信号の位相シフトによって徐々に値を大きくする。そしてトランス９の１次側の電圧Ｖｔ１のパルス幅が最大まで増加し、ゲート信号の位相シフトによって上昇できる出力電圧Ｖ _０を最大値Ｖ１に達すると、次にゲート信号のパルス幅を変更するＰＷＭ動作を行う。これによって、出力電圧Ｖ _０を目標電圧まで上昇させている。

次に第３の実施形態の起動方法について説明する。
第３の実施形態では、まず第１の実施形態と同様にスイッチング素子１と２に対してスイッチング素子３と４の位相を徐々にずらしてゆくことによって徐々に出力電圧Ｖ _０を上げてゆく。

このとき各ゲート信号のパルス幅は、図５に示すように位相シフト動作で出力電圧Ｖ _０が目標電圧以上になることができる大きな幅のパルスの駆動信号で直流−直流変換回路を起動する。そして、第１の実施形態と同様にスイッチング素子１及び２のゲート信号に対してスイッチング素子３及び４のゲート信号の位相をずらすことで、図６に示すようにトランス９の１次側の電圧Ｖｔ１のパルス幅を徐々に大きくし、出力電圧Ｖ _０を上昇させる。ただし、このときのゲート信号のパルス幅は、スイッチング素子１乃至４のボディダイオードが逆回復しないように、ゲート信号の導通比は５０％未満となるようにする。

次に、出力電圧Ｖ _０が目標電圧まで上昇すると、スイッチング素子１及び４が同時にオンとなる期間でのみスイッチング素子１及び４を駆動し、またスイッチング素子２及び３が同時オンする期間でのみスイッチング素子２及び３を駆動する。

図７は、このときのゲート信号及びトランス９の１次側の電圧Ｖｔ１を示す図である。
図７に示すように、出力電圧Ｖ _０が目標電圧に達すると、スイッチング素子１及び４が同時にオンとなっている期間オンとする信号を、スイッチング素子１及び４の新たなゲート信号とする。またそれと共にスイッチング素子２及び３が同時にオンとなっている期間オンとする信号を、スイッチング素子２及びスイッチング素子３の新たなゲート信号とする。そして以降この新たなゲート信号でスイッチング素子１乃至４を駆動させてＰＷＭ動作を行う。

これにより、特許文献２のハードスイッチング動作と同じになり、出力端子１９ａ〜１９ｂ間の負荷や直流電源１１による入力電圧の変動に対してもスイッチング素子１乃至４の各ゲート信号のパルス幅を制御することで、出力電圧Ｖ _０を一定に保つ制御が可能となる。

図８は、第３の実施形態の起動方法における出力電圧Ｖ _０の変化を示す図である。
同図に示すように、第３の実施形態の起動方法では、第１の実施形態と同様、出力電圧Ｖ _０が目標電圧に達するまではゲート信号の位相シフト動作を行う。

そして出力電圧Ｖ _０が目標電圧に達すると、そのときのスイッチング素子１及び４がオンとなっている期間にレベルをＨとする信号をスイッチング素子１及び４のゲート信号とする。また同時に出力電圧Ｖ _０が目標電圧に達したときのスイッチング素子２及び３がオンとなっている期間をＨとする信号をスイッチング素子２及び３のゲート信号とする。そしてこの新たなゲート信号で各スイッチング素子１乃至４を作動してＰＷＭ動作を行うことにより、出力電圧Ｖ _０を目標電圧一定に保つことが出来る。また直流電源１１による入力電圧の変動や、負荷が変動してもゲート信号のパルス幅を調整することによって、出力電圧Ｖ _０を一定に保つことができる。

１、２、３、４スイッチング素子
５コイル
７、８整流回路
９トランス
１０直流リアクトル
１１直流電源
１２出力コンデンサ
１３、１４、１５、１６、１７、１８スナバコンデンサ
１９ａ、１９ｂ出力端子

Claims

それぞれボディダイオードを含んだ第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子を直列に接続した第１の上下アーム直列回路と、それぞれボディダイオードを含んだ第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子を直列に接続した第２の上下アーム直列回路を直流電源に対して並列に接続してフルブリッジを構成し、前記第１の上下アーム直列回路の内部接続点とトランスの１次側の一端を接続し、前記第２の上下アーム直列回路の内部接続点と前記トランスの１次側の他端を接続し、前記トランスの２次側に整流素子を接続する構成を有し、直流出力を得る直流−直流変換回路の起動方法であって、
前記第１のスイッチング素子を導通比５０％未満の第１の駆動信号でオンし、前記第２のスイッチング素子を導通比５０％未満の第２の駆動信号で前記第１のスイッチング素子がオフしている期間にオン、また前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子の前記第１、第２の駆動信号に対して位相がずれた導通比５０％未満の第３、第４の駆動信号でそれぞれ前記第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子をオン駆動し、
前記第１乃至第４のスイッチング素子をオン駆動する前に前記上下アーム直列回路の各スイッチング素子を同時にオフし、前記上下アーム直列回路の各スイッチング素子の主端子間電圧が前記ボディダイオードの順方向電流が流れない電圧値まで上昇する時間を確保できる導通比５０％未満でオンするようにし、
前記位相のずらす量を増やしてゆくことによって、前記直流出力の出力電圧値を徐々に大きくしてゆく
ことを特徴とする起動方法。
前記出力電圧値が第１の値に達したら、前記第１乃至第４の駆動信号のパルス幅を増やしてゆくことによって、前記出力電圧値を目標値まで大きくしてゆくことを特徴とする請求項１に記載の起動方法。
前記出力電圧値が目標値に達したならば、前記第１のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子が同時にオンとなっている期間をオンとする信号を新たな前記第１の駆動信号及び第４の駆動信号とすると共に、前記第２のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子が同時にオンとなっている期間をオンとする信号を新たな前記第２の駆動信号及び第３の駆動信号とすることを特徴とする請求項２に記載の起動方法。