JP5621533B2

JP5621533B2 - ノイズ低減装置およびこれを備えた電力変換装置

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Publication number: JP5621533B2
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Inventors: 山田　隆二; 隆二山田
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Description

本発明は、電力変換回路の動作に起因してアースとの間に発生する雑音端子電圧を低減するためのノイズ低減装置およびこれを備えた電力変換装置に関する。

図８は、３相誘導電動機を３相インバータ回路で駆動するシステムに適用されるノイズ低減装置を示しており、例えば特許文献１に記載されているものと実質的に同じノイズ低減装置である。

図８において、１ａは交流電源、２ａはダイオードをブリッジ構成にしてなる整流回路、３はコンデンサ、４は電力変換回路の一例としてＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）等の半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６およびこれらに逆並列接続されたダイオードＤ１〜Ｄ６からなるインバータ回路、５はその筐体がアースに接続されインバータ回路４の負荷として駆動される誘導電動機、６は直流電源、７は環状コアからなる零相変流器等の漏洩電流検出器、８はインバータ回路４の半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をＰＷＭ制御するための信号を生成するインバータ制御回路、９はノイズ低減回路、１０はノイズ低減制御回路である。上記において、ノイズ低減装置は、漏洩電流検出器７、ノイズ低減回路９およびノイズ低減制御回路１０から構成されている。

整流回路２ａは、その交流入力端子が交流電源１ａの交流出力端子に接続される。一方、整流回路２ａの正側直流出力端子はインバータ回路４の正側直流入力端子と接続される。この接続点をＰとする。また、整流回路２ａの負側直流出力端子はインバータ回路４の負側直流入力端子と接続される。この接続点をＮとする。

コンデンサ３は、整流回路２ａの直流出力端子Ｐ，Ｎ間に接続されている。交流電源１ａの電圧は、整流回路２ａで全波整流された後、コンデンサ３で平滑される。ここで、整流回路２ａとコンデンサ３とが直流電源を構成する。

インバータ回路４は、直流入力端子Ｐ，Ｎ間に直列接続された半導体スイッチング素子Ｑ１とＱ４とからなるＵ相アーム、半導体スイッチング素子Ｑ２とＱ５とからなるＶ相アーム、半導体スイッチング素子Ｑ３とＱ６とからなるＷ相アームとで構成される。ここで、半導体スイッチング素子Ｑ１とＱ４との接続中点と、半導体スイッチング素子Ｑ２とＱ５との接続中点と、半導体スイッチング素子Ｑ３とＱ６との接続中点とを、それぞれインバータ回路４の出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗとする。

制御回路８は、インバータ回路４の半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をオン／オフ制御するためのスイッチング信号を生成する。この信号は、一般に、ＰＷＭ変調されている。コンデンサ３で平滑された直流電圧は、インバータ回路４の半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン／オフ動作によって、所望の交流電圧に変換される。インバータ回路４によって変換された交流電圧は、出力端子Ｕ〜Ｗから出力され、誘導電動機５に供給される。

ノイズ低減回路９は、一次巻線が交流電源１ａの両端に接続された電源変圧器Ｔ１、交流入力端子が電源変圧器Ｔ１の二次巻線に接続された整流回路Ｒｆ、整流回路Ｒｆの直流出力端子間に直列接続されるとともにその接続中点がインバータ回路４の負側直流入力端子Ｎに接続されたコンデンサＣ２，Ｃ３、コンデンサＣ２，Ｃ３の両端電圧が動作電圧として印加されアースに漏洩する電流を打消すための補償電流が流れる電流制御用素子としてのトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２、およびトランジスタＴｒ１とＴｒ２の接続中点とアースとの間に接続されるコンデンサＣ１とを備えている。なお、トランジスタＴｒ１はＮＰＮ型、トランジスタＴｒ２はＰＮＰ型トランジスタである。

ところで、誘導電動機５の巻線と筐体との間には、図８に破線で示すように浮遊容量Ｃｓが存在する。一方、誘導電動機５の巻線には、インバータ回路４によってＰＷＭ変調された矩形波状のパルス電圧が印加される。このパルス状の電圧は、浮遊容量Ｃｓの両端に印加されることになる。その結果、浮遊容量Ｃｓを充放電するパルス状の電流Ｉ１が、誘導電動機５の巻線とアースとの間で流れる。

パルス状の電流Ｉ１は、Ｉ１＝Ｃｓ×（ｄｖ／ｄｔ）で表される。ここで、ｄｖ／ｄｔはインバータ回路４の半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング動作によって誘導電動機５の巻線に印加される矩形波状パルス電圧の時間変化率である。

図８において、ノイズ低減回路９が機能しない場合には、誘導電動機５の巻線に印加される矩形波状パルス電圧の立ち上がりおよび立ち下がりのタイミングで、このパルス状の電流Ｉ１がアースに漏洩する電流として流れる。

例えば、誘導電動機５の巻線電圧が筐体の電圧に対してステップ的に上昇すると、誘導電動機５の巻線からアースに向かって漏洩電流Ｉ１が流れる。一方、誘導電動機５の巻線電圧がステップ的に下降すると、アースから誘導電動機５の巻線に向かって漏洩電流Ｉ１が流れる。

この漏洩電流Ｉ１は、アースおよび直流電源６を経てインバータ回路４の直流入力端子に戻る。この漏洩電流Ｉ１がアースに流れるとノイズ電流となって、感電や漏電ブレーカを誤動作させる原因になるので、これを除去する必要がある。

そこで、特許文献１には、漏洩電流検出器７で検出した漏洩電流Ｉ１と逆極性かつ同じ大きさの電流をアースに注入して、漏洩電流Ｉ１を打消すノイズ低減装置が開示されている（図８参照。）。

具体的には、ノイズ低減制御回路１０は、半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング信号に基づいて生成された信号と漏洩電流検出器７が検出する信号とを加算して、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２を駆動するための制御信号Ｓ_Ｂを生成する。トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の制御信号Ｓ_Ｂは、インバータ回路４の上アームである半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３のスイッチング信号は減算し、下アームである半導体スイッチング素子Ｑ４〜Ｑ６のスイッチング信号は加算することにより得られる。

ノイズ低減制御回路１０が生成する制御信号Ｓ_Ｂは、ベース信号増幅器Ａｍｐで増幅された上でトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の両ベース端子（制御端子）に与えられる。トランジスタＴｒ１とトランジスタＴｒ２は、制御信号Ｓ_Ｂに従って互いに逆の動作をし、漏洩電流Ｉ１を打消すような電流Ｉ２を注入する。

また、特許文献２には、コモンモード電圧を相殺して、電源側に漏洩する電流を補償するノイズ低減装置が開示されている。
このノイズ低減装置は、交流電源１ａと整流回路２ａとの間の主回路ラインに接続された接地コンデンサの両端電圧を検出し、この検出した電圧と逆極性かつ同じ大きさの相殺電圧を発生している。この相殺電圧は、コモンモードトランスを介して、交流電源１ａと接地コンデンサの接続点との間に重畳される。

特許第３６５０３１４号公報特開２０１０−５７２６８号公報

上記特許文献１に開示されている技術によれば、ノイズ低減回路９は、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の動作電圧Ｖ２を供給する相殺電圧電源を、電源変圧器Ｔ１と整流回路Ｒｆとで構成している。これは、交流電源１ａと相殺電圧電源との間を電源変圧器Ｔ１で絶縁することにより、ノイズ低減装置の正常な動作を確保するためである。

ところが、交流電源１ａは商用周波数の電源であるため、相殺電圧電源をこのように構成すると、大型の電源変圧器Ｔ１が必要となり、ノイズ低減装置の大型化を招くという問題がある。

また、特許文献２に開示されている技術によれば、相殺電圧を交流電源１ａと接地コンデンサの接続点との間に重畳させる手段としてコモンモードトランスを必要とする。しかし、交流電源１ａと整流回路２ａとの間で主回路電流を流すためのコモンモードトランスは大型であり、ノイズ低減装置の大型化を招くという問題がある。

また、半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング動作によってインバータ回路４の直流入力端子とアースとの間に雑音端子電圧が発生する。雑音端子電圧は、インバータ回路４の主回路ラインを通して交流電源１ａ側に伝播する。伝播した雑音端子電圧は、交流電源１ａの系統に接続されている他の装置に悪影響を与えるノイズとなる。しかし、上記特許文献１および特許文献２に開示されているノイズ低減装置では、この雑音端子電圧を低減することができない。

本発明は、このような従来のノイズ低減装置が有している問題を解決しようとするものであり、後述する接地コンデンサの両端電圧の変動成分（以下では、雑音電圧という。）を打消すことにより、電力変換回路の入力端子とアース間に発生する雑音端子電圧を低減することができる低価格かつ小型のノイズ低減装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明によって提供されるノイズ低減装置は、直流電源または交流電源の電圧を半導体スイッチング素子のスイッチング動作により交流電圧に変換する電力変換回路のノイズ低減装置であって、前記電力変換回路と直流電源または交流電源との間に配設される主回路ライン間に直列接続されたコンデンサの接続点とアースとの間に直列に接続された第１の接地コンデンサと第２の接地コンデンサとからなる接地コンデンサ直列回路と、前記第１の接地コンデンサの両端に生じる雑音電圧と逆極性の相殺電圧を発生させる相殺電圧発生回路と、一次巻線が前記相殺電圧発生回路に接続されるとともに二次巻線が前記第２の接地コンデンサの両端に接続され前記相殺電圧を前記雑音電圧と同じ大きさに変圧する相殺変圧器と、を備え、前記第１の接地コンデンサの両端に雑音電圧が発生したときに、前記相殺電圧を発生させて前記接地コンデンサ直列回路の両端電圧の変動を抑制することを特徴とする。

第１の接地コンデンサの両端に生じる雑音電圧は、電力変換回路と直流電源または交流電源との間に配設される主回路ラインとアースとの間に生じる雑音端子電圧とほぼ等しい電圧である。この電圧を逆極性かつ同じ大きさの電圧で相殺することにより、雑音端子電圧を低減することができる。

また、本発明によって提供されるノイズ低減装置は、第２の接地コンデンサと相殺変圧器の二次巻線との間または相殺変圧器の一次巻線と相殺電圧発生回路との間にコンデンサが直列に接続されていることを特徴とする。

これにより、相殺電圧発生回路から出力される電圧の直流成分および低周波成分が除去され、相殺変圧器には雑音電圧に相当する高周波成分のみが印加される。したがって、相殺変圧器を小型にすることができ、さらに、ノイズ低減装置の低価格化、小型化が可能となる。

また、ノイズ低減装置の相殺電圧発生回路は、その動作電源としての相殺電圧電源と、相殺電圧電源の両端に直列接続されその接続中点が相殺変圧器の一次巻線の一端に接続されたコンデンサ直列回路と、相殺電圧電源の両端に直列接続されその接続中点が相殺変圧器の一次巻線の他端に接続された電圧制御素子直列回路と、を備えることを特徴とする。

さらに、電力変換回路はその出力電流を検出する電流検出器を備え、電流検出器が検出する電力変換回路の出力電流の極性と、電力変換回路の半導体スイッチング素子をスイッチングさせる信号と、に基づいて電圧制御素子直列回路の制御信号を生成することを特徴とする。

さらに、電圧制御素子直列回路の制御信号は、電力変換回路が正極性の電流を出力している期間において、電力変換回路の正側入力端子に接続された半導体スイッチング素子を非導通状態から導通状態にするために半導体スイッチング素子のスイッチング信号が変化する第１のタイミングと、電力変換回路が正極性の電流を出力している期間において、電力変換回路の正側入力端子に接続された半導体スイッチング素子を導通状態から非導通状態にするために半導体スイッチング素子のスイッチング信号が変化する第２のタイミングと、電力変換回路が負極性の電流を出力している期間において、電力変換回路の負側入力端子に接続された半導体スイッチング素子を非導通状態から導通状態にするために半導体スイッチング素子のスイッチング信号が変化する第３のタイミングと、電力変換回路が負極性の電流を出力している期間において、電力変換回路の負側入力端子に接続された半導体スイッチング素子を導通状態から非導通状態にするために半導体スイッチング素子のスイッチング信号が変化する第４のタイミングと、で変化することを特徴とする。

これにより、雑音端子電圧の発生に同期して相殺電圧を発生させることができる。したがって、電力変換回路と直流電源または交流電源の間に配設される主回路ラインとアースとの間に生じる雑音端子電圧を効果的に低減することができる。

また、電力変換装置は、本発明によって提供されるノイズ低減装置を備えていることを特徴とする。
これにより、安価かつ小型でありながら雑音端子電圧を効果的に低減することが可能な電力変換装置を提供することができる。

本発明によると、相殺電圧発生回路が発生する相殺電圧の周波数は、電力変換回路が有する半導体スイッチング素子のスイッチング周波数に対応するので、相殺変圧器を小型化することができ、ノイズ低減装置の低価格化、小型化を図ることができる。

また、雑音端子電圧の発生タイミングに同期して相殺電圧を発生することができるので、効果的に雑音端子電圧を低減することができる。

本発明に係るノイズ低減装置を備えた電力変換装置の第１の実施形態を説明するための図である。図１に示したノイズ低減制御回路の一例を説明するためのブロック図である。電力変換回路の半導体スイッチング素子のスイッチング信号の関係を説明するための図である。（ａ）期間１のときに正極性のＵ相電流が流れる経路を示す図、（ｂ）期間２のときに正極性のＵ相電流が流れる経路を示す図、（ｃ）期間３のときに正極性のＵ相電流が流れる経路を示す図、（ｄ）期間４のときに正極性のＵ相電流が流れる経路を示す図である。（ａ）期間１のときに負極性のＵ相電流が流れる経路を示す図、（ｂ）期間２のときに負極性のＵ相電流が流れる経路を示す図、（ｃ）期間３のときに負極性のＵ相電流が流れる経路を示す図、（ｄ）期間４のときに負極性のＵ相電流が流れる経路を示す図である。本発明に係るノイズ低減装置を備えた電力変換装置の他の実施形態を説明するための図である。本発明に係るノイズ低減装置を備えた電力変換装置の他の実施形態を説明するための図である。従来のノイズ低減装置を備えた電力変換装置を説明するための図である。

以下、本発明の実施の形態を図１〜図７を参照して詳細に説明する。なお、図１〜図７において、図８に示した電力変換装置およびノイズ低減装置と共通する構成要素には同符号を付し、その説明を省略する。

図１は、本発明に係るノイズ低減装置を備えた電力変換装置の第１の実施形態を説明するための図である。図１において、１ｃは直流電源、３ａと３ｂは直流電源１ｃの両端に直列に接続されたコンデンサ、４はインバータ回路、５はインバータ回路４の負荷である誘導電動機、８はインバータ回路４を制御するインバータ制御回路、９ａはノイズ低減回路、１０ａはノイズ低減回路９ａの制御信号Ｓ_Ｂを生成するノイズ低減制御回路、３１〜３３はインバータ回路４の出力電流を検出する電流検出器である。

以下に、ノイズ低減回路９ａとノイズ低減制御回路１０ａの構成および動作について説明する。
ノイズ低減回路９ａは、コンデンサ３ａ，３ｂからなるコンデンサ直列回路の接続中点とアースとの間に直列に接続された第１の接地コンデンサＣｏ１、第２の接地コンデンサＣｏ２、第２の接地コンデンサＣｏ２の両端に二次巻線が接続される相殺変圧器Ｔ２、その一端が相殺変圧器Ｔ２の一次巻線の一端に接続されるコンデンサＣ１、相殺電圧電源Ｖｄ、相殺電圧電源Ｖｄの直流出力端子間に直列接続されその接続中点が相殺変圧器Ｔ２の一次巻線の他端に接続されるコンデンサＣ２，Ｃ３の直列回路、コンデンサＣ２，Ｃ３からなるコンデンサ直列回路の両端電圧が動作電圧として印加されその接続中点がコンデンサＣ１の他端に接続されるトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の直列回路とを備えている。

トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２は、電圧制御素子であり、それぞれＮＰＮ型トランジスタとＰＮＰ型トランジスタである。トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２は制御信号Ｓ_Ｂに応じて互いに逆の動作をして、相殺変圧器Ｔ２の一次巻線に相殺電圧を印加する。一方、相殺変圧器Ｔ２は、一次巻線に印加された相殺電圧を、第１の接地コンデンサの両端に発生する雑音電圧と同じ大きさに変圧する。

次に、図２を参照してインバータ制御回路８とノイズ低減制御回路１０ａの関係について説明する。
インバータ制御回路８は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のＰＷＭ（パルス幅変調）制御部８１〜８３とスイッチング信号生成部８４〜８６とから構成され、半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング信号Ｇ１〜Ｇ６を生成する。

Ｕ相スイッチング信号生成部８４は、Ｕ相ＰＷＭ制御部８１から出力される信号に基づいて、インバータ回路４のＵ相を構成する半導体スイッチング素子Ｑ１とＱ４のスイッチング信号Ｇ１とＧ４とを生成する。Ｕ相スイッチング信号生成部８４の出力信号Ｇ１は、半導体スイッチング素子Ｑ１をオンするときは「１」であり、オフするときは「０」である。半導体スイッチング素子Ｑ４のスイッチング信号Ｇ４はスイッチング信号Ｇ１の「１」と「０」とを反転した信号である。ただし、半導体スイッチング素子Ｑ１とＱ４とが同時にオンしないよう、スイッチング信号Ｇ１とＧ４とがともに「０」となる休止期間が設けられている。

Ｖ相スイッチング信号生成部８５とＷ相スイッチング信号生成部８６は、半導体スイッチング素子Ｑ２とＱ５および半導体スイッチング素子Ｑ３とＱ６のスイッチング信号Ｇ３〜Ｇ６を、Ｕ相スイッチング信号生成部８４と同様に生成する。

一方、ノイズ低減制御回路１０ａは、電流極性判定部１０１〜１０３、論理反転演算子１１１〜１１３、論理積演算子（ＡＮＤ）１２１〜１２６および制御信号生成部１３１とで構成される。

まず、Ｕ相の電流極性判定部１０１は、例えば、電流検出器３１から入力されるＵ相の電流信号Ｉｕと基準値０［Ａ］との大小比較をして、Ｕ相電流の極性を判定する。電流極性判定部１０１は、電流極性を判定した結果、Ｕ相電流が０［Ａ］よりも大きいときは「１」を出力し、小さいときは「０」を出力する。

論理反転演算子１１１は、電流極性判定部１０１から入力される信号に対し、「１」と「０」とを反転した信号を生成する。
論理積演算子１２１は、半導体スイッチング素子Ｑ１のスイッチング信号Ｇ１と電流極性判定部１０１の出力信号との間で論理積演算を行い、その結果を出力する。一方、論理反転演算子１１１は、電流極性判定部１０１から入力される信号を反転して出力する。論理積演算子１２２は、半導体スイッチング素子Ｑ４のスイッチング信号Ｇ４と論理反転演算子１１１が出力する信号との間で論理積演算を行い、その結果を出力する。

以上の論理演算により、論理積演算子１２１の出力信号は、インバータ回路４のＵ相電流が正極性の期間において、半導体スイッチング素子Ｑ１がオン状態にあるときに「１」となり、それ以外の期間のときは「０」となる。一方、論理積演算子１２２の出力信号は、インバータ回路４のＵ相電流が負極性の期間において、半導体スイッチング素子Ｑ４がオン状態にあるときに「１」となり、それ以外の期間のときは「０」となる。

Ｖ相電流とＶ相半導体スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５のスイッチング信号Ｇ２，Ｇ５との間でも同様の演算処理が行われる。また、Ｗ相電流とＷ相半導体スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６のスイッチング信号Ｇ３，Ｇ６との間でも同様の演算処理が行われる。それぞれの演算結果は、論理積演算子１２３〜１２６から出力される。

すなわち、Ｖ相用論理積演算子１２３の出力信号は、インバータ回路４のＶ相電流が正極性の期間において、半導体スイッチング素子Ｑ２のスイッチング信号がオンのときにのみ「１」となり、それ以外の期間のときは「０」となる。また、論理積演算子１２４の出力信号は、インバータ回路４のＶ相電流が負極性の期間において、半導体スイッチング素子Ｑ５のスイッチング信号がオンのときにのみ「１」となり、それ以外の期間のときは「０」となる。

また、Ｗ相用論理積演算子１２５の出力信号は、インバータ回路４のＷ相電流が正極性の期間において、半導体スイッチング素子Ｑ３のスイッチング信号がオンのときにのみ「１」となり、それ以外の期間のときは「０」となる。また、論理積演算子１２６の出力信号は、インバータ回路４のＷ相電流が負極性の期間において、半導体スイッチング素子Ｑ６のスイッチング信号がオンのときにのみ「１」となり、それ以外の期間のときは「０」となる。

制御信号生成部１３１は、論理積演算子１２１，１２３，１２５から出力される信号は加算し、論理積演算子１２２，１２４，１２６から出力される信号は減算して出力する。
制御信号生成部１３１から出力される信号は、ノイズ低減回路９ａのトランジスタＴｒ１とＴｒ２とを制御するための信号Ｓ_Ｂとなる。

以上の論理演算により、ノイズ低減制御回路１０ａは、インバータ回路４の半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６がオン／オフ動作をすることによって誘導電動機５の巻線に生じる電圧変化のタイミングと一致するタイミングで変化する制御信号Ｓ_Ｂを出力することができる。

ここで、図３〜図５を参照して、制御信号Ｓ_Ｂの変化タイミングが誘導電動機５の巻線に生じる電圧変化のタイミングと一致することを説明する。
まず、Ｕ相の半導体スイッチング素子Ｑ１とＱ４のスイッチング信号には図３に示す４つの期間（期間１〜期間４）が存在する。期間１は半導体スイッチング素子Ｑ１がオンし、半導体スイッチング素子Ｑ４がオフしている期間である。期間３は逆に半導体スイッチング素子Ｑ４がオンし、半導体スイッチング素子Ｑ１がオフしている期間である。また、期間２と期間４とは、半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が同時にオンしないように設けられている休止期間であり、半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のいずれもがオフしている期間である。

次に、期間１〜期間４のときに、正極性のＵ相電流が流れる経路と出力端子Ｕの電圧との関係を図４（ａ）〜（ｄ）を参照して具体的に説明する。図４（ａ）期間１のときは、半導体スイッチング素子Ｑ１がオンしているため、半導体スイッチング素子Ｑ１を経由して直流入力端子Ｐから誘導電動機５に向かってＵ相電流が流れる。図４（ｂ）期間２のときは、半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフしているため、ダイオードＤ４を経由して直流入力端子Ｎから誘導電動機５に向かってＵ相電流が流れる。図４（ｃ）期間３のときは、半導体スイッチング素子Ｑ１がオフしているため、Ｕ相電流はダイオードＤ４を経由して直流入力端子Ｎから誘導電動機５に向かって流れる。図４（ｄ）期間４のときは、半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフしているため、期間２のときと同様、Ｕ相電流はダイオードＤ４を経由して直流入力端子Ｎから誘導電動機５に向かって流れる。

すなわち、Ｕ相電流の極性が正のとき、出力端子Ｕの電圧が直流入力端子Ｐの電圧Ｖ１［Ｖ］となるのは、半導体スイッチング素子Ｑ１がオンしている期間１のときのみである。したがって、Ｕ相電流の極性が正のときは、期間４から期間１に移行するときに、出力端子Ｕの電圧が直流入力端子Ｎの電圧０［Ｖ］から直流入力端子Ｐの電圧Ｖ１［Ｖ］に変化する。また、期間１から期間２に移行するときに、出力端子Ｕの電圧が直流入力端子Ｐの電圧Ｖ１［Ｖ］から直流入力端子Ｎの電圧０［Ｖ］に変化する。この電圧の変化は、半導体スイッチング素子Ｑ１のオン／オフ動作にのみ同期している。

一方、期間２から期間３に移行するときおよび期間３から期間４に移行するときは、半導体スイッチング素子Ｑ４のオン／オフ動作に関係なく、出力端子Ｕの電圧は直流入力端子Ｎの電圧０［Ｖ］となり、電圧の変化は生じない。

次に、Ｕ相電流の極性が負のとき（誘導電動機５側からインバータ回路４に向かって電流が流れるとき）も同様に、Ｕ相の半導体スイッチング素子Ｑ１とＱ４のスイッチング信号には図３に示す４つの期間が存在する。図５（ａ）〜（ｄ）により、期間１〜期間４のときに負極性のＵ相電流が流れる経路と、出力端子Ｕの電圧の関係を具体的に説明する。

図５（ａ）期間１のときは、半導体スイッチング素子Ｑ４がオフしているため、ダイオードＤ１を経由して誘導電動機５から直流入力端子Ｐに向かってＵ相電流が流れる。図５（ｂ）期間２のときは、半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフしているため、期間１と同様、Ｕ相電流はダイオードＤ１を経由して誘導電動機５から直流入力端子Ｎに向かって流れる。図５（ｃ）期間３のときは、半導体スイッチング素子Ｑ４がオンしているため、Ｕ相電流は半導体スイッチング素子Ｑ４を経由して誘導電動機５から直流入力端子Ｎに向かって流れる。図５（ｄ）期間４のときは、半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフしているため、期間２のときと同様、Ｕ相電流はダイオードＤ１を経由して誘導電動機５から直流入力端子Ｎに向かって流れる。

すなわち、Ｕ相電流の極性が負のとき、出力端子Ｕの電圧が直流入力端子Ｎの電圧０［Ｖ］となるのは、半導体スイッチング素子Ｑ４がオンしている期間３のときのみである。したがって、Ｕ相電流の極性が負のときは、期間２から期間３に移行するときに、出力端子Ｕの電圧が直流入力端子Ｐの電圧Ｖ１［Ｖ］から直流入力端子Ｎの電圧０［Ｖ］に変化する。また、期間３から期間４に移行するときに、出力端子Ｕの電圧が直流入力端子Ｎの電圧０［Ｖ］から直流入力端子Ｐの電圧Ｖ１［Ｖ］に変化する。この電圧の変化は、半導体スイッチング素子Ｑ４のオン／オフ動作にのみ同期している。

一方、期間４から期間１に移行するときおよび期間１から期間２に移行するときは、半導体スイッチング素子Ｑ１のオン／オフ動作に関係なく、出力端子Ｕの電圧は直流入力端子Ｐの電圧Ｖ１［Ｖ］となり、電圧の変化は生じない。

以上のとおり、出力端子Ｕの電圧の変化タイミングは、Ｕ相電流が正極性のときはＵ相の半導体スイッチング素子Ｑ１のスイッチング信号Ｇ１の変化タイミングと一致し、Ｕ相電流が負極性のときはＵ相の半導体スイッチング素子Ｑ４のスイッチング信号Ｇ４の変化タイミングと一致する。

同様に、出力端子Ｖの電圧の変化タイミングは、Ｖ相電流が正極性のときはＶ相の半導体スイッチング素子Ｑ２のスイッチング信号Ｇ２が変化するタイミングと一致し、Ｖ相電流が負極性のときはＶ相の半導体スイッチング素子Ｑ５のスイッチング信号Ｇ５が変化するタイミングと一致する。また、出力端子Ｗの電圧の変化タイミングは、Ｗ相電流が正極性のときはＷ相の半導体スイッチング素子Ｑ３のスイッチング信号Ｇ３が変化するタイミングと一致し、Ｗ相電流が負極性のときはＷ相の半導体スイッチング素子Ｑ６のスイッチング信号Ｇ６が変化するタイミングと一致する。

したがって、ノイズ低減制御回路１０ａにより生成された制御信号Ｓ_Ｂが変化するタイミングは、インバータ回路４の出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗの電圧変化のタイミングと一致する。
図１に戻って、ノイズ低減回路９ａのトランジスタＴｒ１とＴｒ２とは、制御信号Ｓ_Ｂに従って動作する。トランジスタＴｒ１とＴｒ２の動作により、相殺変圧器Ｔ２の二次巻線すなわち第２の接地コンデンサＣｏ２の両端には、第１の接地コンデンサＣｏ１の両端に生じる雑音電圧ΔＶｃｏ１とは極性が逆で大きさが等しい電圧Ｖｃｏ２が誘起する。その結果、インバータ回路４の直流入力ラインに生じる雑音端子電圧を打消すことができる。

例えば、インバータ回路４から誘導電動機５に向かって正極性のＵ相電流が流れているときに、半導体スイッチング素子Ｑ１がオフ状態からオン状態に変化すると、Ｕ相アームの出力端子Ｕの電圧は直流入力端子Ｎの電圧０［Ｖ］から直流入力端子Ｐの電圧Ｖ１［Ｖ］に変化する。このとき、誘導電動機５の浮遊容量Ｃｓの両端にｄｖ／ｄｔの電圧変化が生じ、誘導電動機５からアースに向かって漏洩電流Ｉ１が流れる。この漏洩電流Ｉ１が接地コンデンサＣｏ１を充電または放電することにより、接地コンデンサＣｏ１の両端には雑音端子電圧に略等しい雑音電圧ΔＶｃｏ１が発生する。

一方、ノイズ低減制御回路１０ａから出力される制御信号Ｓ_Ｂは、論理積演算子１２１が出力する信号「１」が加算された値に、ステップ的に変化する。制御信号Ｓ_Ｂがステップ的に上昇すると、ノイズ低減回路９ａのトランジスタＴｒ１とＴｒ２の動作状態が変化し、相殺変圧器Ｔ２の一次巻線に制御信号Ｓ_Ｂに対応する相殺電圧が印加される。相殺変圧器Ｔ２の一次巻線に印加された相殺電圧は変圧され、相殺変圧器Ｔ２の二次巻線に電圧Ｖｃｏ２として誘起する。

その結果、第１の接地コンデンサＣｏ１と第２の接地コンデンサＣｏ２とからなる接地コンデンサ直列回路の両端電圧は、一定に保たれる。これにより、インバータ回路４の直流入力ラインに生じる雑音端子電圧を低減することができる。

なお、コンデンサＣ１は、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の動作によって発生する電圧のうち直流成分および低周波数成分を除去するためのカップリングコンデンサである。
また、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の動作により、相殺変圧器Ｔ２には、インバータ回路４の半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング周波数に応じた周波数の電圧が印加される。半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング周波数は一般に数ｋＨｚ〜数１０ｋＨｚと、商用周波数５０Ｈｚまたは６０Ｈｚに比べて高い周波数である。

したがって、相殺変圧器Ｔ２は商用周波数の電圧が印加される電源変圧器Ｔ１に比べて大幅な小型化が可能である。その結果、ノイズ低減装置の小型化および低コスト化が可能である。

次に、図６および図７を参照して、本発明に係る他の実施形態を説明する。
図６は、単相の交流電源１ａと整流回路２ａにより直流電源を構成し、整流回路２ａの交流入力端子間にコンデンサ４１，４２からなるコンデンサ直列回路を設けるようにした実施形態である。コンデンサ４１，４２の接続中点とアースとの間に、第１の接地コンデンサＣｏ１と第２の接地コンデンサＣｏ２とが直列接続される。さらに第２の接地コンデンサＣｏ２の両端に、相殺変圧器Ｔ２の二次巻線が並列に接続される。その他の構成要素については、図１に示した実施形態と同じである。

このような構成をとっても、第１の接地コンデンサＣｏ１の両端に生じる雑音電圧ΔＶｃｏ１を打消すための相殺電圧Ｖｃｏ２を第２の接地コンデンサの両端に発生させることができる。これにより、接地コンデンサ直列回路の両端電圧を安定化し、雑音端子電圧を低減することができる。また、相殺変圧器Ｔ２の大幅な小型化が可能となる。その結果、ノイズ低減装置の小型化および低コスト化が可能である。

次に、図７は、交流電源が３相の場合の実施形態である。本実施形態では、３相の交流電源１ｂと３相の整流回路２ｂとで直流電源を構成する。整流回路２ｂの交流入力端子間には星型にコンデンサ４１〜４３が接続されている。星型結線されたコンデンサ４１〜４３の中性点とアースとの間に、第１の接地コンデンサＣｏ１と第２の接地コンデンサＣｏ２とが直列に接続される。さらに第２の接地コンデンサＣｏ２の両端に、相殺変圧器Ｔ２の二次巻線が並列に接続される。その他の構成要素については、図１に示した実施形態と同じである。

なお、上述の実施形態において、第１の接地コンデンサＣｏ１と第２の接地コンデンサＣｏ２とからなる接地コンデンサ直列回路の静電容量値は、コンデンサ３ａ，３ｂの静電容量の合計値またはコンデンサ４１〜４３の静電容量の合計値の１／１０倍程度とするのが好適である。接地コンデンサ直列回路の静電容量値をこのようにすることにより、接地コンデンサ直列回路の両端には、インバータ回路４の入力端子に発生する雑音端子電圧の約９０％に相当する電圧が発生する。

また、第１の接地コンデンサＣｏ１の静電容量値は、誘導電動機５の浮遊容量Ｃｓの静電容量値の１００倍程度に設定するのが好適である。接地コンデンサ直列回路の静電容量値をこのようにすることにより、第１の接地コンデンサＣｏ１の両端に発生する雑音電圧ΔＶｃｏ１は、誘導電動機５の巻線とアースとの間で変動する電位の約１００分の１の電圧となる。

以上により、ノイズ低減装置９ａが発生する相殺電圧を直流電源の電圧Ｖ１に対して極めて低い電圧にすることができる。これにより、ノイズ低減装置９ａをさらに小型化することができる。

例えば、直流電源の電圧Ｖ１が６００［Ｖ］の場合、第１の接地コンデンサＣｏ１の両端に生じる雑音電圧ΔＶｃｏ１の最大値は約６［Ｖ］である。雑音電圧ΔＶｃｏ１の最大値が約６［Ｖ］であれば、ノイズ低減装置９ａの回路電圧は１０［Ｖ］程度であればよい。

したがって、ノイズ低減装置は、数１０Ｖの端子相互間耐電圧を有するトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２やコンデンサＣ１〜Ｃ３などで構成することができる。このような低耐電圧部品を使用することにより、安価かつ小型なノイズ低減装置を提供することができる。

さらに、一般に、低耐電圧の部品は高周波特性にも優れているため、このような低耐電圧の部品により構成されるノイズ低減装置は、高周波の雑音端子電圧を効果的に低減することができる。

１ａ，１ｂ・・・交流電源、１ｃ・・・直流電源、２ａ，２ｂ・・・整流回路、３，３ａ，３ｂ・・・コンデンサ、４・・・インバータ回路、５・・・誘導電動機、６・・・直流電源、７・・・漏洩電流検出器、８・・・インバータ制御回路、９，９ａ・・・ノイズ低減回路、１０，１０ａ・・・ノイズ低減制御回路、３１〜３３・・・電流検出器、４１〜４３・・・コンデンサ、８１・・・Ｕ相ＰＷＭ制御部、８２・・・Ｖ相ＰＷＭ制御部、８３・・・Ｗ相ＰＷＭ制御部、８４・・・Ｕ相スイッチング信号生成部、８５・・・Ｖ相スイッチング信号生成部、８６・・・Ｗ相スイッチング信号生成部、１０１〜１０３・・・電流極性判定部、１１１〜１１３・・・論理反転演算子、１２１〜１２６・・・論理積演算子、１３１・・・制御信号生成部、Ａｍｐ・・・ベース信号増幅器、Ｃ１〜Ｃ３・・・コンデンサ、Ｃｏ１・・・第１の接地コンデンサ、Ｃｏ２・・・第２の接地コンデンサ、Ｃｓ・・・浮遊容量、Ｄ１〜Ｄ６・・・ダイオード、Ｑ１〜Ｑ６・・・半導体スイッチング素子、Ｒｆ・・・整流回路、Ｔ１・・・電源変圧器、Ｔ２・・・相殺変圧器、Ｔｒ１，Ｔｒ２・・・電圧制御素子、Ｖｄ・・・相殺電圧電源

Claims

直流電源または交流電源の電圧を半導体スイッチング素子のスイッチング動作により交流電圧に変換する電力変換回路のノイズ低減装置であって、
前記ノイズ低減装置は、
前記電力変換回路と直流電源または交流電源の間に配設される主回路ライン間に直列接続されたコンデンサの接続点とアースとの間に直列に接続された第１の接地コンデンサと第２の接地コンデンサとからなる接地コンデンサ直列回路と、
前記半導体スイッチング素子のスイッチング動作によって前記第１の接地コンデンサの両端に生じる雑音電圧成分と逆極性の相殺電圧を発生させる相殺電圧発生回路と、
一次巻線が前記相殺電圧発生回路に接続されるとともに二次巻線が前記第２の接地コンデンサの両端に接続され前記相殺電圧を前記雑音電圧と同じ大きさに変圧する相殺変圧器と、
を備え、
前記第１の接地コンデンサに前記雑音電圧が発生したときに前記相殺電圧を発生させて前記接地コンデンサ直列回路の両端電圧の変動を抑制することを特徴とするノイズ低減装置。
前記第２の接地コンデンサと前記相殺変圧器の二次巻線との間にコンデンサが直列に接続されていることを特徴とする請求項１に記載のノイズ低減装置。
前記相殺変圧器の一次巻線と前記相殺電圧発生回路との間にコンデンサが直列に接続されていることを特徴とする請求項１に記載のノイズ低減装置。
前記ノイズ低減装置の相殺電圧発生回路は、
その動作電源としての相殺電圧電源と、
前記相殺電圧電源の両端に直列接続され、その接続中点が前記相殺変圧器の一次巻線の一端に接続されたコンデンサ直列回路と、
前記相殺電圧電源の両端に直列接続され、その接続中点が前記相殺変圧器の一次巻線の他端に接続された電圧制御素子直列回路と、
を備えることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載のノイズ低減装置。
前記電力変換回路はその出力電流を検出する電流検出器を備え、
前記相殺電圧発生回路は、
前記電流検出器が検出する前記電力変換回路の出力電流の極性と、
前記電力変換回路の前記半導体スイッチング素子をスイッチングさせる信号と、
に基づいて電圧制御素子直列回路の制御信号を生成することを特徴とする請求項４に記載のノイズ低減装置。
前記電圧制御素子直列回路の制御信号は、
前記電力変換回路が正極性の電流を出力している期間において、前記電力変換回路の正側入力端子に接続された前記半導体スイッチング素子を非導通状態から導通状態にするために前記半導体スイッチング素子のスイッチング信号が変化する第１のタイミングと、
前記電力変換回路が正極性の電流を出力している期間において、前記電力変換回路の正側入力端子に接続された前記半導体スイッチング素子を導通状態から非導通状態にするために前記半導体スイッチング素子のスイッチング信号が変化する第２のタイミングと、
前記電力変換回路が負極性の電流を出力している期間において、前記電力変換回路の負側入力端子に接続された前記半導体スイッチング素子を非導通状態から導通状態にするために前記半導体スイッチング素子のスイッチング信号が変化する第３のタイミングと、
前記電力変換回路が負極性の電流を出力している期間において、前記電力変換回路の負側入力端子に接続された前記半導体スイッチング素子を導通状態から非導通状態にするために前記半導体スイッチング素子のスイッチング信号が変化する第４のタイミングと、
で変化することを特徴とする請求項５に記載のノイズ低減装置。
請求項１乃至請求項６のいずれか１項に記載のノイズ低減装置を備えた電力変換装置。