JP5610002B2 - Electric motor control device - Google Patents
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Description
本発明は、非干渉制御を行う電動機の制御装置に関する。 The present invention relates to a motor control device that performs non-interference control.
従来、モータのd軸の制御系とq軸の制御系に生じる干渉を打ち消すような伝達関数を持つ非干渉制御部を備えた電動パワーステアリングシステムがある(特許文献1参照)。これにより、モータの電流応答を向上させている。 2. Description of the Related Art Conventionally, there is an electric power steering system including a non-interference control unit having a transfer function that cancels interference generated in a d-axis control system and a q-axis control system of a motor (see Patent Document 1). Thereby, the current response of the motor is improved.
しかしながら、非干渉制御を行うと電流応答が良好になるものの、非干渉制御を行わない場合に比べて振動が起こりやすくなる。そこで、従来の電動パワーステアリングシステムでは、トルク指令値を操作することで振動を抑制している。しかし、制御対象のアンモデルや状態変化等により振動を抑制することができない場合があるという問題があった。 However, when non-interference control is performed, the current response is improved, but vibration is more likely to occur than when non-interference control is not performed. Therefore, in a conventional electric power steering system, vibration is suppressed by operating a torque command value. However, there has been a problem that vibration may not be suppressed due to an unmodel or state change of the controlled object.
本発明は、こうした問題に鑑みてなされたものであり、非干渉制御を行っても、振動をより低減させることができる電動機の制御装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of these problems, and an object of the present invention is to provide a motor control device that can further reduce vibration even when non-interference control is performed.
上記目的達成のため、本発明に係る電動機の制御装置では、電動機の回転子角速度の振動周波数におけるゲインが小さくなるように、上記回転子角速度をゲイン調整後角速度に変換するゲイン調整手段を備える。また、非干渉制御を行うために、ゲイン調整後角速度にq軸磁束を乗じたものを前記d軸電圧指令値から減算することにより求める非干渉d軸電圧指令値と、前記ゲイン調整後角速度にd軸磁束を乗じたものを前記q軸電圧指令値に加算することにより求める非干渉q軸電圧指令値と、を求める非干渉制御手段を備える。非干渉d軸電圧指令値と非干渉q軸電圧指令値から変換された三相電圧指令値に基づいて、インバータを制御するPWM信号を生成するPWM信号生成手段とを備えることを特徴としている。 In order to achieve the above object, the motor control apparatus according to the present invention includes gain adjusting means for converting the rotor angular speed into a gain-adjusted angular speed so that the gain at the vibration frequency of the rotor angular speed of the motor is reduced. Further, in order to perform non-interference control, the non-interference d-axis voltage command value obtained by subtracting the gain-adjusted angular velocity multiplied by the q-axis magnetic flux from the d-axis voltage command value, and the gain-adjusted angular velocity Non-interference control means for obtaining a non-interfering q-axis voltage command value obtained by adding a product of the d-axis magnetic flux to the q-axis voltage command value is provided. PWM signal generating means for generating a PWM signal for controlling the inverter based on the three-phase voltage command value converted from the non-interfering d-axis voltage command value and the non-interfering q-axis voltage command value is provided.
本発明により、ゲイン調整手段で変換したゲイン調整後角速度に基づいて非干渉制御を行っているので非干渉制御を行っても制御対象のアンモデルや状態変化等に関わらず振動をより低減させることができる。 According to the present invention, since non-interference control is performed based on the angular velocity after gain adjustment converted by the gain adjustment means, even if non-interference control is performed, vibration can be further reduced regardless of the unmodel or state change of the control target. Can do.
本発明に係る電動機の制御装置を含む装置の一例として、直流電源の直流電力をPWM変調することにより三相電力をモータに供給するインバータを備えるインバータシステムについて説明する。以下に、本発明の実施例1乃至3に係るインバータシステムについて、図1乃至図7を参照して説明する。 As an example of an apparatus including a motor control apparatus according to the present invention, an inverter system including an inverter that supplies three-phase power to a motor by PWM-modulating DC power of a DC power supply will be described. Hereinafter, inverter systems according to Embodiments 1 to 3 of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 to 7.
(実施例1)
(インバータシステムの構成)
以下、図1を参照して、インバータシステムの構成と動作について説明する。図1は、本発明の実施例1に係るインバータシステムの全体構成図である。インバータシステムは、図1に示すように、直流電源1、インバータ2、電動機であるモータ3、電流センサ4、共振特性を有する機械系要素5、位相検出器6、電圧センサ7および制御装置であるコントローラ10を主に備える。ここで、インバータ2は、コントローラ10のPWM信号PWMに基づいて、直流電源1から供給された直流電力を三相電力に変換してモータ3に出力する。モータ3は、インバータ2から供給された三相電力に応じたトルクを発生し、当該トルクを機械系要素5に伝達する。電流センサ4は、モータ3に流れる三相電流値iu[A]、iv[A]、iw[A]を検出する。なお、三相電流値には、iu+iv+iw=0の関係があり、三相のうち二相を検出すれば他の一相は演算によって求められる。これから、電流センサ4は、u相電流値iu[A]およびv相電流値iv[A]を検出する。また、電圧センサ7は、直流電源1の直流電圧値Vdc[V]を検出する。位相検出器6は、レゾルバやエンコーダなどから構成され、モータ3の回転子位相(電気角)θ[rad]を検出する。コントローラ10は、演算装置(CPU)を内蔵し、直流電圧値Vdc[V]、u相電流値iu[A]、v相電流値iv[A]、回転子位相(電気角)θ[rad]、トルク指令値T*[N・m]に基づいて、PWM信号PWMを生成する。
Example 1
(Inverter system configuration)
Hereinafter, the configuration and operation of the inverter system will be described with reference to FIG. FIG. 1 is an overall configuration diagram of an inverter system according to Embodiment 1 of the present invention. As shown in FIG. 1, the inverter system includes a DC power source 1, an
(コントローラ10の内部構成)
次に、図2を参照して、図1に示したコントローラ10の内部構成について説明する。図2は、図1に示すコントローラ10の内部構成図である。図2に示すように、コントローラ10は、微分部101、table部102、電圧指令値演算手段であるPI制御部103、非干渉制御手段である非干渉制御部104およびゲイン調整手段であるゲイン調整部105を備える。更に、コントローラ10は、第1の座標変換部106、進み補償部107、第2の座標変換部108およびPWM信号生成手段であるPWM変換部109を備える。ここで、微分部101は、下記(数1)式に示すように、モータ3の回転子位相(電気角)θ[rad]を微分して、モータ3の回転子角速度(電気角)ω[rad/s]を演算する。
(Internal configuration of controller 10)
Next, the internal configuration of the
第1の座標変換部106は、下記(数2)式に示すように、モータ3の回転子位相(電気角)θ[rad]により、u相電流値iu[A]およびv相電流値iv[A]をd軸電流値id[A]およびq軸電流値iq[A]に二相変換する。
The first
また、Ld:d軸インダクタンス[H]、Lq:q軸インダクタンス[H]、Ra:電機子抵抗[Ω]である。
Ld: d-axis inductance [H], Lq: q-axis inductance [H], and Ra: armature resistance [Ω].
ゲイン調整部105は、下記(数5)式に示す演算を行う。すなわち、モータ3の回転子角速度(電気角)ω[rad/s]の振動周波数におけるゲインが小さくなるように、回転子角速度(電気角)ω[rad/s]をゲイン調整後角速度ω’[rad/s]に変換する。実施例1では、ローパスフィルタを用いて、ゲイン調整後角速度ω’[rad/s]を演算している。これから、ゲイン調整後角速度ω’[rad/s]はローパスフィルタを通した後の角速度である。
The gain adjusting
非干渉制御部104は、非干渉制御を行うために、下記(数6)式に示す演算を行う。すなわち、ゲイン調整後角速度ω’[rad/s]、d軸PI出力電圧指令値Vd’[V]およびq軸電流目標値iq*に基づいて、非干渉d軸電圧指令値Vd[V]を演算する。また、ゲイン調整後角速度ω’[rad/s]、q軸PI出力電圧指令値Vq’[V]およびd軸電流目標値id*に基づいて、非干渉q軸電圧指令値Vq[V]を演算する。
The
進み補償部107は、下記(数7)式に示すように、モータ3の回転子位相(電気角)θ[rad]から、進み補償後のモータ3の回転子位相(電気角)θ’[rad/s]を演算する。
The
第2の座標変換部108は、下記(数8)式に示す演算を行う。すなわち、進み補償後のモータ3の回転子位相(電気角)θ’[rad]により、非干渉d軸電圧指令値Vd[V]および非干渉q軸電圧指令値Vq[V]を三相電圧指令値Vu[V]、Vv[V]、Vw[V]に変換する。
The second coordinate
(ゲイン調整部105による特性の変化)
次に、ゲイン調整部105による回転数の振動の低減効果とトルク応答について、図3および図4を参照して説明する。図3は、図2に示すゲイン調整部105による回転数の振動の低減効果を示す図、図4は、図2に示すゲイン調整部105による、回転数一定状態におけるトルク応答を示す図である。ここで、図3は、機械系要素5にステップ状にトルクを発生させた場合の回転数を表している。図3に示すように、非干渉制御を行わない場合に比べて、従来の非干渉制御を行った場合、回転数の振動が大きくなっている。しかし、実施例1では、ゲイン調整部105で変換したゲイン調整後角速度ω’[rad/s]に基づいて非干渉制御を行っているので、回転数の振動を低減させることができる。具体的には、図3に示したように、非干渉制御を行わない場合の回転数の振動と同程度にすることができる。よって、非干渉制御を行っても制御対象のアンモデルや状態変化等に関わらず振動をより低減させることができる。
(Change in characteristics by the gain adjusting unit 105)
Next, the effect of reducing the vibration of the rotational speed and the torque response by the
また、図4は、回転数が一定の状態でステップ状にトルクを発生させた場合における実際のトルクを表している。図4に示すように、非干渉制御を行わない場合に比べて、従来の非干渉制御を行った場合、トルク応答(電流応答)が良好になっている。実施例1では、ゲイン調整部105で変換したゲイン調整後角速度ω’[rad/s]に基づいて非干渉制御を行っているので、同様に、トルク応答(電流応答)を良好にすることができる。これから、トルク応答(電流応答)を良好にするために非干渉制御を行った場合でも、回転数の振動をより低減させることができる。
FIG. 4 shows the actual torque when the torque is generated stepwise with the rotation speed being constant. As shown in FIG. 4, the torque response (current response) is better when the conventional non-interference control is performed than when the non-interference control is not performed. In the first embodiment, since the non-interference control is performed based on the post-gain adjustment angular velocity ω ′ [rad / s] converted by the
以上より、コントローラ10では、トルク指令値T*[N・m]、回転子角速度(電気角)ω[rad/s]および直流電圧値Vdc[V]に基づいてdq軸電流目標値id*[A]、iq*[A]を求めるtable部102を備える。また、モータ3に流れるu相電流値iu[A]およびv相電流値iv[A]を二相変換し、d軸電流値id[A]およびq軸電流値iq[A]を求める第1の座標変換部106を備えている。更に、dq軸電流値id[A]、iq[A]とdq軸電流目標値id*[A]、iq*[A]との偏差(id*−id)、(iq*−iq)からdq軸PI出力電圧指令値Vd’[V]、Vq’[V]を求めるPI制御部103を備える。また、回転子角速度(電気角)ω[rad/s]の振動周波数におけるゲインが小さくなるように、回転子角速度(電気角)ω[rad/s]をゲイン調整後角速度ω’[rad/s]に変換するゲイン調整部105を備える。
As described above, in the
更に、非干渉制御を行うために、ゲイン調整後角速度ω’[rad/s]、dq軸PI出力電圧指令値Vd’[V]、Vq’[V]に基づいて、非干渉dq軸電圧指令値Vd[V]、Vq[V]を求める非干渉制御部104を備える。また、非干渉dq軸電圧指令値Vd[V]、Vq[V]から変換された三相電圧指令値Vu[V]、Vv[V]、Vw[V]に基づいて、インバータ2を制御するPWM信号PWMを生成するPWM変換部109を備えている。これから、ゲイン調整部105で変換したゲイン調整後角速度ω’[rad/s]に基づいて非干渉制御を行っているので、非干渉制御を行っても制御対象のアンモデルや状態変化等に関わらず振動をより低減させることができる。また、ゲイン調整部105で変換されるゲイン調整後角速度ω’[rad/s]は、ローパスフィルタを通した後の角速度である。これから、振動時、非干渉制御を行わない場合の振動と同程度にすることができる。よって、トルク応答(電流応答)を良好に保持したまま、電流フィードバックによるベクトル制御において振動を低減させることができる。
Further, in order to perform non-interference control, the non-interference dq-axis voltage command is based on the angular speed ω ′ [rad / s] after gain adjustment and the dq-axis PI output voltage command values Vd ′ [V] and Vq ′ [V]. A
(実施例2)
次に、実施例2に係るインバータシステムについて、実施例1に係るインバータシステムと異なる点を中心に図3乃至図5を参照して説明する。また、実施例2に係るインバータシステムについて、実施例1に係るインバータシステムと同様の構造には同じ番号を付し、説明を省略する。実施例2に係るインバータシステムは、実施例1とほとんど同じである。実施例2に係るインバータシステムが、実施例1に係るインバータシステムと異なる点は、ゲイン調整手段であるゲイン調整部が異なることだけである。実施例2に係るゲイン調整部も、モータ3の回転子角速度(電気角)ω[rad/s]の振動周波数におけるゲインが小さくなるように、回転子角速度(電気角)ω[rad/s]をゲイン調整後角速度ω’[rad/s]に変換する。
(Example 2)
Next, the inverter system according to the second embodiment will be described with reference to FIGS. 3 to 5 with a focus on differences from the inverter system according to the first embodiment. Moreover, about the inverter system which concerns on Example 2, the same number is attached | subjected to the structure similar to the inverter system which concerns on Example 1, and description is abbreviate | omitted. The inverter system according to the second embodiment is almost the same as that of the first embodiment. The only difference between the inverter system according to the second embodiment and the inverter system according to the first embodiment is that a gain adjusting unit that is a gain adjusting unit is different. Also in the gain adjusting unit according to the second embodiment, the rotor angular velocity (electrical angle) ω [rad / s] is reduced so that the gain at the vibration frequency of the rotor angular velocity (electrical angle) ω [rad / s] of the
実施例2では、下記(数10)式に示すように、実施例1に係るゲイン調整部105と異なり、ノッチフィルタを用いて、ゲイン調整後角速度ω’[rad/s]を演算している。これから、ゲイン調整後角速度ω’[rad/s]はノッチフィルタを通した後の角速度である。
In the second embodiment, as shown in the following (Equation 10), unlike the
次に、実施例2のゲイン調整部による回転数の振動の低減効果とトルク応答について、図3乃至図5を参照して説明する。図3に示したように、実施例2でも、実施例1と同様に、ゲイン調整部で変換したゲイン調整後角速度ω’[rad/s]に基づいて非干渉制御を行っているので、回転数の振動を低減させることができる。これから、非干渉制御を行わない場合の回転数の振動と同程度にすることができる。よって、非干渉制御を行っても制御対象のアンモデルや状態変化等に関わらず振動をより低減させることができる。また、図4に示したように、実施例2でも、実施例1と同様に、ゲイン調整部で変換したゲイン調整後角速度ω’[rad/s]に基づいて非干渉制御を行っているので、同様に、トルク応答(電流応答)を良好にすることができる。これから、実施例1と同様に、トルク応答(電流応答)を良好にするために非干渉制御を行った場合でも、回転数の振動をより低減させることができる。 Next, the effect of reducing the vibration of the rotational speed and the torque response by the gain adjusting unit according to the second embodiment will be described with reference to FIGS. As shown in FIG. 3, in the second embodiment as well, as in the first embodiment, the non-interference control is performed based on the post-gain adjustment angular velocity ω ′ [rad / s] converted by the gain adjustment unit. Number of vibrations can be reduced. From this, it can be made the same level as the vibration of the rotational speed when non-interference control is not performed. Therefore, even if non-interference control is performed, vibrations can be further reduced regardless of the unmodel or state change of the control target. Also, as shown in FIG. 4, in the second embodiment, as in the first embodiment, the non-interference control is performed based on the post-gain adjustment angular velocity ω ′ [rad / s] converted by the gain adjustment unit. Similarly, the torque response (current response) can be improved. Thus, similarly to the first embodiment, even when non-interference control is performed to improve the torque response (current response), the vibration of the rotational speed can be further reduced.
図5は、本発明の実施例2に係るゲイン調整部による、回転数振動状態におけるトルク応答を示す図である。図5は、回転数が振動する状態でステップ状にトルクを発生させた場合における実際のトルクを表している。図5に示すように、従来の非干渉制御を行った場合に比べて、実施例1の場合、トルク応答(電流応答)が悪化している。しかし、実施例2では、実施例1と異なり、ゲイン調整後角速度ω’[rad/s]として、ノッチフィルタを通した後の角速度を用いているので、実施例1よりも、回転数振動状態におけるトルク応答(電流応答)を若干改善できる。 FIG. 5 is a diagram illustrating a torque response in a rotational frequency vibration state by the gain adjusting unit according to the second embodiment of the present invention. FIG. 5 shows the actual torque when the torque is generated in a step shape with the rotational speed oscillating. As shown in FIG. 5, the torque response (current response) is worse in the case of Example 1 than in the case where the conventional non-interference control is performed. However, in the second embodiment, unlike the first embodiment, the angular velocity after passing through the notch filter is used as the angular velocity ω ′ [rad / s] after gain adjustment. The torque response (current response) can be slightly improved.
以上より、実施例2に係るゲイン調整部で変換されるゲイン調整後角速度ω’[rad/s]は、ノッチフィルタを通した後の角速度である。これから、振動時、非干渉制御を行わない場合の振動と同程度にすることができる。よって、トルク応答(電流応答)を良好に保持したまま、電流フィードバックによるベクトル制御において振動を低減させることができる。更に、実施例1よりも、回転数振動状態におけるトルク応答(電流応答)を若干改善することができる。よって、速度が急変した場合のトルクの遅れが少ないため、速度急変時の電流応答をより良好に保持することができる。 As described above, the post-gain angular velocity ω ′ [rad / s] converted by the gain adjusting unit according to the second embodiment is the angular velocity after passing through the notch filter. From this, at the time of vibration, it can be made to be the same level as vibration when non-interference control is not performed. Therefore, vibration can be reduced in vector control by current feedback while maintaining a good torque response (current response). Furthermore, the torque response (current response) in the rotational frequency vibration state can be slightly improved as compared with the first embodiment. Therefore, since there is little torque delay when the speed changes suddenly, the current response at the time of sudden speed change can be better maintained.
(実施例3)
次に、実施例3に係るインバータシステムについて、実施例1に係るインバータシステムと異なる点を中心に図3乃至図7を参照して説明する。また、実施例3に係るインバータシステムについて、実施例1に係るインバータシステムと同様の構造には同じ番号を付し、説明を省略する。実施例3に係るインバータシステムは、実施例1とほとんど同じである。実施例3に係るインバータシステムが、実施例1に係るインバータシステムと異なる点は、ゲイン調整手段であるゲイン調整部が異なることだけである。図6は、本発明の実施例3に係るゲイン調整部305の内部ブロック図である。図6に示すように、実施例3に係るゲイン調整部305は、判定手段である判定部3051、計時部3052および出力手段である出力部3053を備えている。
(Example 3)
Next, an inverter system according to the third embodiment will be described with reference to FIGS. 3 to 7 focusing on differences from the inverter system according to the first embodiment. Moreover, about the inverter system which concerns on Example 3, the same number is attached | subjected to the structure similar to the inverter system which concerns on Example 1, and description is abbreviate | omitted. The inverter system according to the third embodiment is almost the same as that of the first embodiment. The only difference between the inverter system according to the third embodiment and the inverter system according to the first embodiment is that a gain adjusting unit that is a gain adjusting unit is different. FIG. 6 is an internal block diagram of the
ここで、判定部3051は、モータ3の回転子角速度(電気角)ω[rad/s]から振動周波数成分ω”[rad/s]を検知する。判定部3051における振動周波数成分ω”[rad/s]の検知は、例えば、下記(数11)式に示すように、バンドパスフィルタを用いて行う。
Here, the
振動周波数成分ω”[rad/s]が所定の閾値を超えていないと判定部3051が判定した場合、出力部3053は、モータ3の回転子角速度ω[rad/s]を非干渉制御部104に出力する。この場合、非干渉制御部104は、回転子角速度ω[rad/s]、d軸PI出力電圧指令値Vd’[V]およびq軸電流目標値iq*に基づいて、非干渉d軸電圧指令値Vd[V]を演算する。更に、回転子角速度ω[rad/s]、q軸PI出力電圧指令値Vq’[V]およびd軸電流目標値id*に基づいて、非干渉q軸電圧指令値Vq[V]を演算する。
When the
一方、振動周波数成分ω”[rad/s]が所定の閾値を超えたと判定部3051が判定した場合、出力部3053は、ゲイン調整後角速度ω’[rad/s]を演算し、非干渉制御部104に出力する。ここで、上記ゲイン調整後角速度ω’[rad/s]を、現在の回転子角速度ω[rad/s]で固定した角速度とする。または、現在の回転子角速度ω[rad/s]をレートリミッタで制限した角速度とする。または、現在の回転子角速度ω[rad/s]をローパスフィルタやノッチフィルタを通した後の角速度とする。ローパスフィルタやノッチフィルタの場合、現在の回転子角速度ω[rad/s]を定常状態としてスタートする。この場合、非干渉制御部104は、ゲイン調整後角速度ω’[rad/s]、d軸PI出力電圧指令値Vd’[V]およびq軸電流目標値iq*に基づいて、非干渉d軸電圧指令値Vd[V]を演算する。更に、ゲイン調整後角速度ω’[rad/s]、q軸PI出力電圧指令値Vq’[V]およびd軸電流目標値id*に基づいて、非干渉q軸電圧指令値Vq[V]を演算する。
On the other hand, when the
その後、振動周波数成分ω”[rad/s]が所定の閾値より小さくなったと判定部3051が判定した場合、出力部3053は、ある一定時間経過後にレートリミッタを用いて回転子角速度ω[rad/s]まで戻す。計時部3052は、振動周波数成分ω”[rad/s]が所定の閾値より小さくなったと判定部3051が判定した時点からの時間を計測する。判定部3051は、計時部3052で計測している時間がある一定時間以上か否か判定する。なお、上記の場合に用いられるレートリミッタは、振動周波数成分ω”[rad/s]が所定の閾値を超えたと判定部3051が判定した場合に用いられるレートリミッタより大きいリミット値とする。出力部3053は、回転子角速度ω[rad/s]まで戻ったら、レートリミッタ自体を使わないようにする。
After that, when the
次に、ゲイン調整部305で実行される制御処理について、図7を参照して説明する。図7は、図6に示すゲイン調整部305で実行される制御処理を示すフローチャートである。図7に示すように、判定部3051は、前回の回転子角速度ω1[rad/s]の振動周波数成分(以下、振動とする。)ω1”[rad/s]が所定の閾値を超えていたか否か判定する(ステップS301)。前回の振動ω1”[rad/s]が所定の閾値を超えていないと判定した場合(ステップS301:No)、判定部3051は今回の振動ω2”[rad/s]が所定の閾値を超えたか否か判定する(ステップS302)。今回の振動ω2”[rad/s]が所定の閾値を超えていないと判定した場合(ステップS302:No)、判定部3051は、計時部3052のタイマーの値が一定値以上になったか否か判定する(ステップS304)。なお、計時部3052のタイマーの初期値として、上記一定値以上の値を設定しておく。
Next, control processing executed by the
計時部3052のタイマーの値が一定値以上になったと判定部3051が判定した場合(ステップS304:Yes)、出力部3053は、今回の出力角速度を出力する(ステップS305)。上記の場合、出力部3053は、前回の入力角速度、すなわち、前回の回転子角速度ω1[rad/s]と前回の出力角速度が一致していた場合、今回の入力角速度を今回の出力角速度として出力する。一方、前回の入力角速度と前回の出力角速度が一致していなかった場合、レートリミッタで、今回の入力角速度、すなわち、今回の回転子角速度ω2[rad/s]と今回の出力角速度が一致するまで今回の出力角速度を動かす。その後、今回の出力角速度(今回の入力角速度)を出力する。
When the
今回の振動ω2”[rad/s]が所定の閾値を超えたと判定した場合(ステップS302:Yes)、出力部3053はゲイン調整後角速度ω2’[rad/s]を今回の出力角速度として出力する(ステップS303)。上記のとおり、ゲイン調整後角速度ω2’[rad/s]を、今回の回転子角速度ω2[rad/s]で固定した角速度とする。または、今回の回転子角速度ω2[rad/s]をレートリミッタで制限した角速度とする。または、今回の回転子角速度ω2[rad/s]をローパスフィルタやノッチフィルタを通した後の角速度とする。これから、上記ゲイン調整後角速度ω2’[rad/s]により、トルク応答(電流応答)を良好にするために非干渉制御を行った場合でも、回転子角速度ω2[rad/s]の振動ω2”[rad/s]をより低減させることができる。その後、ステップS301に戻り、以下の制御処理を順次実行する。
When it is determined that the current vibration ω2 ″ [rad / s] has exceeded a predetermined threshold (step S302: Yes), the
次に、前回の振動ω2”[rad/s]が所定の閾値を超えたと判定した場合(ステップS301:Yes)、判定部3051は今回の振動ω3”[rad/s]が所定の閾値を超えたか否か判定する(ステップS306)。今回の振動ω3”[rad/s]が所定の閾値を超えたと判定した場合(ステップS306:Yes)、出力部3053は、ゲイン調整後角速度ω3’[rad/s]を今回の出力角速度として出力する(ステップS308)。ここで、ゲイン調整後角速度ω3’[rad/s]を、前回の回転子角速度ω2[rad/s]で固定した角速度である出力角速度を維持した角速度とする。または、今回の回転子角速度ω3[rad/s]をレートリミッタで制限した角速度とする。または、今回の回転子角速度ω3[rad/s]をローパスフィルタやノッチフィルタを通した後の角速度とする。その後、ステップS301に戻り、以下の制御処理を順次実行する。
Next, when it is determined that the previous vibration ω2 ″ [rad / s] has exceeded a predetermined threshold (step S301: Yes), the
次に、今回の振動ω4”[rad/s]が所定の閾値を超えていないと判定した場合(ステップS306:No)、判定部3051は、計時部3052のタイマーをクリアする。更に、判定部3051は、計時部3052のタイマーをスタートさせる(ステップS307)。出力部3053は、ゲイン調整後角速度ω4’[rad/s]を出力角速度として出力する(ステップS308)。同様に、ゲイン調整後角速度ω4’[rad/s]を、前回の回転子角速度ω3[rad/s]で固定した角速度である出力角速度を維持した角速度とする。または、今回の回転子角速度ω4[rad/s]をレートリミッタで制限した角速度とする。または、今回の回転子角速度ω4[rad/s]をローパスフィルタやノッチフィルタを通した後の角速度とする。その後、ステップS301に戻り、以下の制御処理を順次実行する。
Next, when it is determined that the current vibration ω4 ″ [rad / s] does not exceed the predetermined threshold (step S306: No), the
次に、計時部3052のタイマーの値が一定値以上になっていないと判定部3051が判定した場合(ステップS304:No)、出力部3053は、ゲイン調整後角速度ω5’[rad/s]を出力角速度として出力する(ステップS308)。同様に、ゲイン調整後角速度ω5’[rad/s]を、前回の回転子角速度ω4[rad/s]で固定した角速度である出力角速度を維持した角速度とする。または、今回の回転子角速度ω5[rad/s]をレートリミッタで制限した角速度とする。または、今回の回転子角速度ω5[rad/s]をローパスフィルタやノッチフィルタを通した後の角速度とする。その後、ステップS301に戻り、以下の制御処理を順次実行する。
Next, when the
次に、計時部3052のタイマーの値が一定値以上になったと判定部3051が判定した場合(ステップS304:Yes)、出力部3053は、今回の出力角速度を出力する(ステップS305)。上記の場合、出力部3053は、前回の入力角速度、すなわち、前回の回転子角速度ω5[rad/s]と前回の出力角速度が一致していた場合、今回の入力角速度を今回の出力角速度として出力する。一方、前回の入力角速度と前回の出力角速度が一致していなかった場合、レートリミッタで、今回の入力角速度、すなわち、今回の回転子角速度ω6[rad/s]と今回の出力角速度が一致するまで今回の出力角速度を動かす。その後、今回の出力角速度(今回の入力角速度)を出力する。以降、ステップS301〜S308の制御処理を順次、繰り返し実行する。
Next, when the
このようにして、ゲイン調整部305は、回転子角速度ω[rad/s]の振動ω”[rad/s]を検知している間、および、検知しなくなってから一定時間だけ、ゲイン調整後角速度ω’[rad/s]を出力する。よって、実施例3では、上記の時間、実施例1または実施例2と同様の効果(図3乃至図5参照)を取得できる。一方、上記の時間以外、ゲイン調整部305は、回転子角速度ω[rad/s]を出力する。よって、上記の時間以外では、従来の非干渉制御を行った場合と同様の効果(図4および図5参照)を取得できる。
In this way, the
以上より、実施例3に係るゲイン調整部305は、回転子角速度ω[rad/s]から振動ω”[rad/s]を検知する判定部3051を備える。また、振動ω”[rad/s]が所定の閾値を超えたと判定部3051が判定した場合に、ゲイン調整後角速度ω’[rad/s]を出力する出力部を備えている。ここで、ゲイン調整後角速度ω’[rad/s]を、現在の回転子角速度ω[rad/s]で固定した角速度とする。または、現在の回転子角速度ω[rad/s]をレートリミッタで制限した角速度とする。または、現在の回転子角速度ω[rad/s]をローパスフィルタやノッチフィルタを通した後の角速度とする。これより、振動ω”[rad/s]を検知している間、非干渉制御を行っても、非干渉制御を行わない場合の振動と同程度にすることができる。よって、トルク応答(電流応答)を良好に保持したまま、電流フィードバックによるベクトル制御において振動を低減させることができる。また、振動ω”[rad/s]を検知しない間、従来の非干渉制御を行った場合と同様の効果を取得できる。よって、速度が急変した場合の遅れがないため、速度急変時の電流応答をより良好に保持することができる。
As described above, the
なお、以上に述べた実施例は、本発明の実施の一例であり、本発明の範囲はこれらに限定されるものでなく、特許請求の範囲に記載した範囲内で、他の様々な実施例に適用可能である。例えば、実施例1乃至3に係るコントローラでは、微分部101、table部102、第1の座標変換部106、第2の座標変換部108を含むが、特にこれに限定されるものでなく、含まなくても良い。微分部101、table部102、第1の座標変換部106、第2の座標変換部108を備える他の装置と伝送できれば良い。
The embodiment described above is an example of the implementation of the present invention, and the scope of the present invention is not limited to these, and other various embodiments are within the scope described in the claims. It is applicable to. For example, the controller according to the first to third embodiments includes the differentiating
また、実施例1乃至3に係るコントローラでは、進み補償部107を備えているが、特にこれに限定されるものでなく、無くても同様の効果を取得できる。
In addition, the controller according to the first to third embodiments includes the
また、実施例3では、判定部3051で回転子角速度ω[rad/s]から振動ω”[rad/s]を検知しているが、特にこれに限定されるものでなく、検知しなくても良い。この場合、振動ω”[rad/s]検出時の回転子角速度ω[rad/s]は制限するが、振動ω”[rad/s]不検出時の回転子角速度ω[rad/s]は制限しないレートリミッタを設定できれば良い。
In the third embodiment, the
また、実施例3では、判定部3051は、計時部3052のタイマーの値が一定値以上となったか否か判定しているが、特にこれに限定されるものでなく、判定部3051の上記判定処理および計時部3052は無くても良い。
In the third embodiment, the
1…直流電源、2…インバータ、3…電動機であるモータ、4…電流センサ、
5…機械系要素、6…位相検出器、7…電圧センサ、10…コントローラ、
101…微分部、102…table部、
103…電圧指令値演算手段であるPI制御部、
104…非干渉制御手段である非干渉制御部、
105…ゲイン調整手段であるゲイン調整部、106…第1の座標変換部、
107…進み補償部、108…第2の座標変換部、
109…PWM信号生成手段であるPWM変換部、
305…ゲイン調整手段であるゲイン調整部、
3051…判定手段である判定部、3052…計時部、
3053…出力手段である出力部、
Vdc…直流電圧値、iu…u相電流値、iv…v相電流値、
id…d軸電流値、iq…q軸電流値、id*…d軸電流目標値、
iq*…q軸電流目標値、
Vd’ …d軸電圧指令値であるd軸PI出力電圧指令値、
Vq’ …q軸電圧指令値であるq軸PI出力電圧指令値、
Vd…非干渉d軸電圧指令値、Vq…非干渉q軸電圧指令値、
Vu、Vv、Vw…三相電圧指令値、
T*…トルク指令値、
θ…回転子位相(電気角)、θ’…進み補償後の回転子位相(電気角)、
ω…回転子角速度(電気角)、ω’…ゲイン調整後角速度、
PWM…PWM信号
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... DC power supply, 2 ... Inverter, 3 ... Motor which is an electric motor, 4 ... Current sensor,
5 ... Mechanical system element, 6 ... Phase detector, 7 ... Voltage sensor, 10 ... Controller,
101 ... differentiating part, 102 ... table part,
103... PI controller that is a voltage command value calculation means,
104: Non-interference control unit as non-interference control means,
105... Gain adjusting unit which is a gain adjusting unit, 106... First coordinate converting unit,
107: Advance compensation unit, 108: Second coordinate conversion unit,
109... PWM conversion unit which is a PWM signal generation means,
305... Gain adjusting unit that is a gain adjusting unit,
3051... Determination unit as determination means, 3052.
3053 ... an output unit as output means,
Vdc ... DC voltage value, iu ... u-phase current value, iv ... v-phase current value,
id: d-axis current value, iq: q-axis current value, id * : d-axis current target value,
iq * ... q-axis current target value,
Vd ′: d-axis PI output voltage command value that is a d-axis voltage command value;
Vq ′: q-axis PI output voltage command value that is a q-axis voltage command value;
Vd: non-interfering d-axis voltage command value, Vq: non-interfering q-axis voltage command value,
Vu, Vv, Vw ... three-phase voltage command value,
T * : Torque command value,
θ: rotor phase (electrical angle), θ ′: rotor phase (electrical angle) after lead compensation,
ω ... rotor angular velocity (electrical angle), ω '... gain adjusted angular velocity,
PWM ... PWM signal
Claims (4)
前記回転子角速度と前記トルク指令値に基づいて求められたq軸電流目標値と、前記三相電流値から二相変換されたq軸電流値との偏差からq軸電圧指令値を、求める電圧指令値演算手段と、
前記回転子角速度の振動周波数におけるゲインが小さくなるように、前記回転子角速度をゲイン調整後角速度に変換するゲイン調整手段と、
非干渉制御を行うために、前記ゲイン調整後角速度にq軸磁束を乗じたものを前記ゲイン調整手段により調整されていない前記d軸電圧指令値から減算することにより求める非干渉d軸電圧指令値と、前記ゲイン調整後角速度にd軸磁束を乗じたものを前記ゲイン調整手段により調整されていない前記q軸電圧指令値に加算することにより求める非干渉q軸電圧指令値と、を求める非干渉制御手段と、
前記非干渉d軸電圧指令値と前記非干渉q軸電圧指令値から変換された三相電圧指令値に基づいて、インバータを制御するPWM信号を生成するPWM信号生成手段と、を備えることを特徴とする電動機の制御装置。 The d-axis voltage command value is calculated from the deviation between the d-axis current target value obtained based on the rotor angular speed and torque command value of the motor and the d-axis current value converted from the three-phase current value flowing through the motor into the two-phase. ,
A voltage for obtaining a q-axis voltage command value from a deviation between a q-axis current target value obtained based on the rotor angular velocity and the torque command value and a q-axis current value obtained by two-phase conversion from the three-phase current value. Command value calculation means;
Gain adjusting means for converting the rotor angular velocity into a gain-adjusted angular velocity so that the gain at the vibration frequency of the rotor angular velocity is reduced;
Non-interfering d-axis voltage command value obtained by subtracting the gain-adjusted angular velocity multiplied by q-axis magnetic flux from the d-axis voltage command value not adjusted by the gain adjusting means to perform non-interference control And non-interfering q-axis voltage command value obtained by adding the gain-adjusted angular velocity multiplied by d-axis magnetic flux to the q-axis voltage command value not adjusted by the gain adjusting means. Control means;
PWM signal generation means for generating a PWM signal for controlling the inverter based on the three-phase voltage command value converted from the non-interference d-axis voltage command value and the non-interference q-axis voltage command value. An electric motor control device.
前記判定手段が前記振動周波数成分である回転子角速度が所定の閾値を超えたと判定した場合に、現在の前記回転子角速度で固定した角速度、現在の前記回転子角速度をレートリミッタで制限した角速度、または、現在の前記回転子角速度をローパスフィルタやノッチフィルタを通した後の角速度である前記ゲイン調整後角速度を出力する出力手段を備えることを特徴とする請求項1に記載の電動機の制御装置。 The gain adjusting means includes a determining means for detecting a vibration frequency component from the rotor angular velocity;
When the determination means determines that the rotor angular velocity, which is the vibration frequency component, exceeds a predetermined threshold, the angular velocity fixed at the current rotor angular velocity, the angular velocity at which the current rotor angular velocity is limited by a rate limiter, The motor control device according to claim 1, further comprising an output unit that outputs the gain-adjusted angular velocity which is an angular velocity after passing the current rotor angular velocity through a low-pass filter or a notch filter.
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