JP2000324879A - Motor controller - Google Patents

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a motor controller suppressing noise or vibration without generating a torque ripple, even when an induced voltage or inductance of the brushless motor has distortions. SOLUTION: This motor controller obtains a d-axis current value id and a q-axis current value iq from phase currents flowing through stator windings 1u, 1v and 1w of a motor 5 and forms a d-axis voltage command value vd* and a q-axis voltage command value vq*, so that these current values are set as the values id* and iq* for controlling the phase currents. In this case, the controller forms d-axis and q-axis learning values vdr, vqr of frequencies which are integral multiple as large as the drive frequencies based on the values id*, iq* and id, iq, and corrects d-axis and q-axis voltage command values by using the d-axis and q-axis learning values.

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、誘起電圧やインダ
クタンスの変化分が歪んだモータにおいて、ステータ巻
線に流れる相電流の歪みを低減するモータ制御装置に関
するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a motor control device for reducing distortion of a phase current flowing through a stator winding in a motor in which a change in induced voltage or inductance is distorted.

【０００２】[0002]

【従来の技術】ブラシレスモータは、機械的な整流機構
を持たないため保守が容易であり、永久磁石を利用して
いるため高効率である。従って、ブラシレスモータは電
気自動車用、産業機械用、あるいは空調機の圧縮機用な
どのモータとして幅広く使用されている。このブラシレ
スモータを制御する従来のモータ制御装置としては、文
献「ＡＣサーボモータの理論と設計の実際」（１９９０
年５月第１版、総合電子出版社）に示されているものが
ある。2. Description of the Related Art A brushless motor does not have a mechanical rectifying mechanism, so that maintenance is easy, and a brushless motor is highly efficient because it uses a permanent magnet. Therefore, brushless motors are widely used as motors for electric vehicles, industrial machines, compressors for air conditioners, and the like. A conventional motor control device for controlling this brushless motor is disclosed in the literature "Theory and Design of AC Servo Motors" (1990).
May, 1st edition, Sogo Denshi Publisher).

【０００３】上記文献に示されている従来のモータ制御
装置は、モータのステータ巻線に流れる相電流を検出
し、静止座標系における相電流を回転座標系のｄ軸上の
ｄ軸電流値及びｑ軸上のｑ軸電流値に変換する。そし
て、ｄ軸電流値がｄ軸電流指令値の通りになるよう比例
積分制御し、ｄ軸電圧値を作成する。また、ｑ軸電流値
がｑ軸電流指令値の通りになるよう比例積分制御し、ｑ
軸電圧指令値を作成する。これらのｄ軸電圧指令値とｑ
軸電圧指令値とを静止座標系の相電圧指令値に変換し、
ステータ巻線にこの相電圧指令値で示される電圧を印加
する。このように、従来のモータ制御装置は、ｄ軸電流
指令値とｑ軸電流指令値で表される正弦波状の相電流を
ステータ巻線に流し、ブラシレスモータに所定の出力ト
ルクを発生させていた。The conventional motor control device disclosed in the above document detects a phase current flowing in a stator winding of a motor, and converts a phase current in a stationary coordinate system into a d-axis current value on a d-axis in a rotating coordinate system and a d-axis current value. It is converted to a q-axis current value on the q-axis. Then, proportional-integral control is performed so that the d-axis current value becomes equal to the d-axis current command value, and a d-axis voltage value is created. Further, proportional-integral control is performed so that the q-axis current value becomes equal to the q-axis current command value, and q
Create the shaft voltage command value. These d-axis voltage command values and q
The axis voltage command value and the phase voltage command value of the stationary coordinate system are converted,
A voltage indicated by the phase voltage command value is applied to the stator winding. As described above, in the conventional motor control device, a sinusoidal phase current represented by the d-axis current command value and the q-axis current command value is caused to flow through the stator winding, and the brushless motor generates a predetermined output torque. .

【０００４】[0004]

【発明が解決しようとする課題】正弦波状に着磁された
永久磁石を使用したブラシレスモータにおいて、理想的
にはステータ巻線に誘起される電圧の波形は、ロータの
回転の角度に対して正弦波状に変化する。また、ブラシ
レスモータやシンクロナスリラクタンスモータにおい
て、理想的にはインダクタンスの変化分がロータの回転
の角度に対して正弦波状に変化する。しかし、実際のブ
ラシレスモータやシンクロナスリラクタンスモータにお
いては、ステータ巻線の誘起電圧やインダクタンスの変
化分は正弦波状から歪んだ波形となる。In a brushless motor using a permanent magnet magnetized in a sine wave shape, ideally, the waveform of the voltage induced in the stator winding has a sine wave with respect to the rotation angle of the rotor. It changes like a wave. In a brushless motor or a synchronous reluctance motor, the amount of change in inductance ideally changes in a sinusoidal manner with respect to the rotation angle of the rotor. However, in an actual brushless motor or synchronous reluctance motor, a change in the induced voltage or inductance of the stator winding has a waveform distorted from a sine wave.

【０００５】従来のモータ制御装置は、ステータに流れ
る相電流をフィードバックし、電流指令値の通りになる
よう電圧指令値を制御している。従って、従来のモータ
制御装置は、ステータ巻線の誘起電圧やインダクタンス
が歪んでも、これらの歪みを補償するよう電圧指令値を
変化させて正弦波状の相電流を流すよう構成されてい
た。上記のように構成された従来のモータ制御装置にお
いて、電流制御の周期を高速化して、フィードバックゲ
インを大きくすることにより、ステータ巻線の誘起電圧
やインダクタンスにおける大きな歪みに対する補償を行
っていた。しかしながら、電流制御の周期を高速化する
には自ずと限界があり、フィードバックゲインを大きく
するには限界があった。従って、永久磁石をロータの内
部に埋め込んだ埋込磁石型モータ（IPM：Interior Per
manent Magnet motor）のような誘起電圧やインダク
タンスの歪みが大きいモータにおいては、これらの歪み
を十分に補償することはできないという問題があった。[0005] A conventional motor control device feeds back a phase current flowing through a stator and controls a voltage command value so that the current command value is obtained. Therefore, the conventional motor control device is configured to flow a sinusoidal phase current by changing the voltage command value so as to compensate for these distortions even when the induced voltage and the inductance of the stator windings are distorted. In the conventional motor control device configured as described above, the current control cycle is accelerated and the feedback gain is increased, thereby compensating for a large distortion in the induced voltage and inductance of the stator winding. However, there is naturally a limit in increasing the cycle of the current control, and there is a limit in increasing the feedback gain. Therefore, an interior magnet type motor (IPM: Interior Perm) with permanent magnets embedded inside the rotor
In the case of a motor having a large induced voltage or large distortion such as a manent magnet motor, there is a problem that these distortions cannot be sufficiently compensated.

【０００６】この問題について図８を参照して具体的に
説明する。図８は、従来のモータ制御装置を用いて、電
気角３６０°あたりにステータのスロット数が１２であ
る埋込磁石型モータを従来のモータ制御装置により制御
したときのステータを流れる相電流の波形図である。従
来のモータ制御装置による制御において、誘起電圧やイ
ンダクタンスの歪みによる影響は相電流に対して電気角
３６０°あたりに１２回（スロット数）の割合で繰り返
される。従って、図８に示すように、相電流は周期が３
０°（＝３６０°／１２スロット）で波打つような歪み
の成分を有している。このように、従来のモータ制御装
置において、電流のフィードバック制御だけでは、誘起
電圧やインダクタンスの歪みが大きいときに、これらの
歪みを十分に補償することができなかった。そのため、
このような制御では、相電流が波打つような歪みの成分
により回転トルクのリップルが生じ、騒音や振動が発生
し、電磁音も発生していた。This problem will be specifically described with reference to FIG. FIG. 8 shows a waveform of a phase current flowing through a stator when a conventional motor control device controls an embedded magnet type motor having 12 stator slots per 360 electrical degrees with the conventional motor control device. FIG. In the control by the conventional motor control device, the influence of the induced voltage or the distortion of the inductance is repeated at a rate of 12 times (number of slots) per 360 ° electrical angle with respect to the phase current. Therefore, as shown in FIG.
It has a distortion component waving at 0 ° (= 360 ° / 12 slots). As described above, in the conventional motor control device, only the feedback control of the current cannot sufficiently compensate for the distortion of the induced voltage and the inductance when the distortion is large. for that reason,
In such a control, a ripple in the rotational torque is generated due to a distortion component such that the phase current is wavy, noise and vibration are generated, and electromagnetic noise is also generated.

【０００７】本発明は、相電流のフィードバック制御だ
けではなく、誘起電圧やインダクタンスの歪みの影響を
学習して得た学習値をフィードフォワード的に電圧指令
値に重畳することにより、相電流の歪みを低減し、トル
クリップルや電磁音を低減することのできるモータ制御
装置を提供することを目的とする。According to the present invention, not only the feedback control of the phase current but also the learning value obtained by learning the influence of the induced voltage and the distortion of the inductance is superimposed on the voltage command value in a feedforward manner, so that the distortion of the phase current is controlled. It is an object of the present invention to provide a motor control device capable of reducing torque ripple and electromagnetic noise.

【０００８】[0008]

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明に係るモータ制御装置は、モータに流れる
電流を検出し、電流値を出力する電流検出手段と、前記
モータに流す電流の指令値を作成する電流指令値作成手
段と、前記電流指令値と前記電流値とに基づき前記モー
タに印加する電圧指令値を作成する電圧指令値作成手段
と、前記電圧指令値に基づき前記モータに電圧を印加す
る駆動手段とを具備し、前記電圧指令値作成手段が、前
記電流指令値と前記電流値とに基づき、前記電圧指令値
の補正に使用する駆動周波数の整数倍の周波数の学習値
を作成する学習値作成手段を有し、前記学習値にも基づ
き前記電圧指令値を作成するよう構成されている。In order to achieve the above object, a motor control device according to the present invention detects a current flowing through a motor and outputs a current value, and a current flowing through the motor. Current command value creating means for creating a command value for the motor, voltage command value creating means for creating a voltage command value to be applied to the motor based on the current command value and the current value, and the motor based on the voltage command value. And a drive unit for applying a voltage to the drive unit, wherein the voltage command value creating unit learns a frequency that is an integral multiple of a drive frequency used for correcting the voltage command value based on the current command value and the current value. There is provided learning value creating means for creating a value, and the voltage command value is created based on the learning value.

【０００９】上記のように構成した本発明のモータ制御
装置は、ステータ巻線の誘起電圧やインダクタンスに歪
みがある場合においても、これらの歪みの影響を学習し
て得た学習値に基づいた補正値により電圧指令値を補正
するため、ステータを流れる電流の歪みを低減し、トル
クリップルや電磁音の発生を抑制することができる。With the motor control device of the present invention configured as described above, even when the induced voltage and the inductance of the stator winding have distortion, the correction based on the learning value obtained by learning the influence of these distortions. Since the voltage command value is corrected by the value, the distortion of the current flowing through the stator can be reduced, and the generation of torque ripple and electromagnetic noise can be suppressed.

【００１０】他の観点の発明に係るモータ制御装置は、
モータのステータ巻線に流れる電流を検出し、相電流値
を出力する相電流検出手段と、静止座標系における前記
相電流値を回転座標系のｄ軸上のｄ軸電流値及びｑ軸上
のｑ軸電流値とにそれぞれ変換する３相２相変換手段
と、前記ｄ軸電流値の指令値であるｄ軸電流指令値と前
記ｑ軸電流値の指令値であるｑ軸電流指令値とを作成す
る電流指令値作成手段と、前記ｄ軸電流指令値、前記ｄ
軸電流値、前記ｑ軸電流指令値、前記ｑ軸電流値に基づ
き前記ｄ軸に印加する電圧の指令値であるｄ軸電圧指令
値と前記ｑ軸に印加する電圧の指令値であるｑ軸電圧指
令値とを作成する電圧指令値作成手段と、前記回転座標
系におけるの前記ｄ軸電圧指令値と前記ｑ軸電圧指令値
とを前記静止座標系における相電圧指令値に変換する２
相３相変換手段と、前記相電圧指令値に基づき前記ステ
ータ巻線に電圧を印加する駆動手段とを具備し、前記電
圧指令値作成手段が、前記ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電
流値とに基づき前記ｄ軸電圧指令値の補正に使用する駆
動周波数の整数倍の周波数のｄ軸学習値を作成するｄ軸
学習値作成手段と、前記ｑ軸電流指令値と前記ｑ軸電流
値とに基づき前記ｑ軸電圧指令値の補正に使用する駆動
周波数の整数倍の周波数のｑ軸学習値を作成するｑ軸学
習値作成手段とを有し、前記ｄ軸学習値にも基づき前記
ｄ軸電圧指令値を作成し、前記ｑ軸学習値にも基づき前
記ｑ軸電圧指令値を作成するよう構成されている。[0010] According to another aspect of the present invention, there is provided a motor control device comprising:
Phase current detecting means for detecting a current flowing through a stator winding of a motor and outputting a phase current value; and detecting the phase current value in a stationary coordinate system on a d-axis current value on a d-axis and a q-axis on a q-axis in a rotating coordinate system. three-phase / two-phase conversion means for converting the current value into a q-axis current value, and a d-axis current command value as the d-axis current value command value and a q-axis current command value as the q-axis current value command value. Means for creating a current command value to be created, the d-axis current command value,
An axis current value, the q-axis current command value, a d-axis voltage command value that is a command value of a voltage to be applied to the d-axis based on the q-axis current value, and a q-axis that is a command value of a voltage to be applied to the q axis. Voltage command value generating means for generating a voltage command value; and converting the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value in the rotating coordinate system into a phase voltage command value in the stationary coordinate system.
Phase three-phase conversion means, and drive means for applying a voltage to the stator winding based on the phase voltage command value, wherein the voltage command value creation means comprises the d-axis current command value and the d-axis current value A d-axis learning value creating means for creating a d-axis learning value having a frequency that is an integral multiple of the driving frequency used for correcting the d-axis voltage command value, and the q-axis current command value, the q-axis current value, Q-axis learning value creating means for creating a q-axis learning value of a frequency that is an integral multiple of the driving frequency used for correcting the q-axis voltage command value based on the d-axis learning value. A voltage command value is created, and the q-axis voltage command value is created based on the q-axis learning value.

【００１１】上記のように構成した本発明のモータ制御
装置は、ステータ巻線の誘起電圧やインダクタンスに歪
みがある場合において、これらの歪みの影響を学習して
得た学習値に基づいた補正値により電圧指令値を補正し
て、ステータを流れる相電流の歪みを低減し、トルクリ
ップルや電磁音の発生を抑制することができる。The motor control device of the present invention configured as described above has a correction value based on a learning value obtained by learning the effects of these distortions when the induced voltage or inductance of the stator winding has distortions. Thus, the voltage command value can be corrected, the distortion of the phase current flowing through the stator can be reduced, and the generation of torque ripple and electromagnetic noise can be suppressed.

【００１２】[0012]

【発明の実施の形態】以下、本発明に係るモータ制御装
置の好適な実施例について添付の図面を参照しつつ説明
する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Preferred embodiments of a motor control device according to the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings.

【００１３】《実施例１》以下、本発明に係る実施例１
におけるモータ制御装置について図１から図６を用いて
説明する。実施例１におけるモータ制御装置は、電流制
御部における比例項から誘起電圧やインダクタンスの歪
みの情報を学習し、この歪みを表すｄ軸学習値とｑ軸学
習値とを作成する。そして、これらの学習値から誘起電
圧やインダクタンスの歪みの影響をなくすようなｄ軸補
正値とｑ軸補正値とを作成し、これらの補正値を電圧指
令値にフィードフォワード的に重畳する。このように電
圧指令値を作成することにより、実施例１のモータ制御
装置は相電流の歪みの低減を実現するものである。Embodiment 1 Hereinafter, Embodiment 1 according to the present invention will be described.
Will be described with reference to FIGS. 1 to 6. FIG. The motor control device according to the first embodiment learns information on induced voltage and distortion of inductance from the proportional term in the current control unit, and creates a d-axis learning value and a q-axis learning value representing the distortion. Then, a d-axis correction value and a q-axis correction value that eliminate the influence of the induced voltage and the distortion of the inductance are created from these learning values, and these correction values are superimposed on the voltage command value in a feedforward manner. By creating the voltage command value in this way, the motor control device according to the first embodiment realizes a reduction in the distortion of the phase current.

【００１４】［実施例１のモータ制御装置の構成］ま
ず、本発明に係る実施例１のモータ制御装置の構成につ
いて説明する。図１は、実施例１のモータ制御装置の構
成を示すブロック図である。図１において、ブラシレス
モータ５は、２４個のスロット数を有するステータ（図
示せず）と、このステータに対向し近接して配置された
ロータ２とを有している。各ステータには、相電流が流
れるステータ巻線１ｕ、１ｖ、１ｗがそれぞれ巻回され
ている。実施例１において、ステータに巻回されたステ
ータ巻線１ｕ、１ｖ、１ｗはＹ結線（各ステータ巻線１
ｕ、１ｖ、１ｗの片端が１点で接続される結線）されて
いる。このロータ２の内部には永久磁石３が配置されて
おり、相電流により生成される磁束とこの永久磁石３に
より生成される磁束との相互作用によりロータ２が回転
する。実施例１におけるブラシレスモータ５の磁極数は
４である。また、ロータ２の片側の回転軸端部には光エ
ンコーダ４が取り付けられおり、この光エンコーダ４
は、ロータ２の回転角度の検出に使用する原点位置信号
ＺとＡ相信号ＡとＢ相信号Ｂとを出力する。[Configuration of Motor Control Device of First Embodiment] First, the configuration of the motor control device of the first embodiment according to the present invention will be described. FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of the motor control device according to the first embodiment. In FIG. 1, the brushless motor 5 has a stator (not shown) having 24 slots, and a rotor 2 arranged opposite to and close to the stator. Each stator is wound with stator windings 1u, 1v, 1w through which a phase current flows. In the first embodiment, the stator windings 1u, 1v, and 1w wound on the stator are Y-connected (each stator winding 1
u, 1v, and 1w are connected at one point). A permanent magnet 3 is arranged inside the rotor 2, and the rotor 2 rotates by the interaction between the magnetic flux generated by the phase current and the magnetic flux generated by the permanent magnet 3. The number of magnetic poles of the brushless motor 5 in the first embodiment is four. An optical encoder 4 is attached to one end of the rotating shaft of the rotor 2.
Outputs an origin position signal Z, an A-phase signal A, and a B-phase signal B used for detecting the rotation angle of the rotor 2.

【００１５】実施例１のモータ制御装置は、ステータ巻
線１ｕ、１ｖ、１ｗに印加する電圧を制御する駆動部７
と、スイッチング指令信号ｇｕｈ、ｇｕｌ、ｇｖｈ、ｇ
ｖｌ、ｇｗｈ、ｇｗｌを生成して駆動部７に出力するＭ
ＰＵ８と、２相のステータ巻線１ｕ、１ｖに流れる電流
を検知する電流センサ６ｕ、６ｖとを有している。駆動
部７は、ＭＰＵ８から出力されたスイッチング指令信号
ｇｕｈ、ｇｕｌ、ｇｖｈ、ｇｖｌ、ｇｗｈ、ｇｗｌに基
づいて各ステータ巻線１ｕ、１ｖ、１ｗに印加する電圧
をそれぞれ制御する。電流センサ６ｕ、６ｖは、ステー
タ巻線１ｕ、１ｖに流れる電流をそれぞれ検出し、アナ
ログｕ相電流値ｉｕａ、アナログｖ相電流値ｉｖａをＭ
ＰＵ８へ出力する。The motor control device according to the first embodiment includes a driving unit 7 for controlling voltages applied to the stator windings 1u, 1v, and 1w.
And the switching command signals guh, gul, gvh, g
M that generates vl, gwh, and gwl and outputs them to the drive unit 7
It has a PU 8 and current sensors 6u and 6v for detecting currents flowing through the two-phase stator windings 1u and 1v. The drive unit 7 controls the voltage applied to each stator winding 1u, 1v, 1w based on the switching command signals guh, gul, gvh, gvl, gwh, gwl output from the MPU 8, respectively. The current sensors 6u and 6v detect currents flowing through the stator windings 1u and 1v, respectively, and convert the analog u-phase current value iua and the analog v-phase current value iva to M
Output to PU8.

【００１６】ＭＰＵ８は、ロータ２の回転角度と速度と
を演算する角度速度演算部１０と、ロータ２の回転速度
を制御する速度制御部２０と、ステータ巻線１ｕ、１
ｖ、１ｗに流れる電流を制御する電流制御部３０とを有
している。角度速度演算部１０は、光エンコーダ４から
出力される原点位置信号ＺとＡ相信号ＡとＢ相信号Ｂと
から角度θを作成する角度作成部１１と、角度θを入力
し速度ωを出力する速度作成部１２とを有している。速
度制御部２０は、外部から設定されたアナログ速度指令
値ω＊ａを入力し、速度指令値ω＊を出力するアナログ
／デジタル変換器（Analog DigitalConverter：以下、
アナログ／デジタル変換器をＡＤＣと記す）２１と、速
度指令値ω＊と速度ωとを入力しトルク指令値Ｔ＊を出
力するトルク指令値作成部２２と、トルク指令値Ｔ＊を
入力しｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｑ軸電流指令値ｉｑ＊と
を出力する電流指令値作成部２３とを有している。The MPU 8 includes an angular speed calculator 10 for calculating the rotation angle and speed of the rotor 2, a speed controller 20 for controlling the rotation speed of the rotor 2, and stator windings 1u, 1u.
and a current control unit 30 for controlling the current flowing through v and 1w. The angle speed calculation unit 10 generates an angle θ from the origin position signal Z, the A-phase signal A, and the B-phase signal B output from the optical encoder 4, and inputs the angle θ and outputs the speed ω. And a speed generating unit 12 for performing the operation. The speed control unit 20 receives an externally set analog speed command value ω * a and outputs a speed command value ω * (Analog Digital Converter:
An analog / digital converter is referred to as an ADC) 21; a torque command value creation unit 22 that inputs a speed command value ω * and a speed ω and outputs a torque command value T *; It has a current command value creation unit 23 that outputs a shaft current command value id * and a q-axis current command value iq *.

【００１７】図１に示すように、電流制御部３０は、Ａ
ＤＣ３１ｕ、３１ｖと、３相２相変換部３２と、電圧指
令値作成部３３と、２相３相変換部３４と、ＰＷＭ制御
器３５とを具備している。ＡＤＣ３１ｕ、３１ｖは、電
流センサ６ｕ、６ｖからのアナログｕ相電流値ｉｕａ及
びアナログｖ相電流値ｉｖａがそれぞれ入力され、デジ
タル値のｕ相電流値ｉｕ及びｖ相電流値ｉｖを出力す
る。３相２相変換部３２は、ｕ相電流値ｉｕとｖ相電流
値ｉｖと角度θが入力され、ｄ軸電流値ｉｄとｑ軸電流
値ｉｑとを出力する。電圧指令値作成部３３は、ｄ軸電
流値ｉｄとｑ軸電流値ｉｑとｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｑ
軸電流指令値ｉｑ＊と角度θと速度ωとが入力され、ｄ
軸電圧指令値ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値ｖｑ＊とを出力す
る。２相３相変換部３４は、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊とｑ
軸電圧指令値ｖｑ＊と角度θとが入力され、ｕ相電圧指
令値ｖｕ＊とｖ相電圧指令値ｖｖ＊とｗ相電圧指令値ｖ
ｗ＊とを出力する。ＰＷＭ制御器３５は、ｕ相電圧指令
値ｖｕ＊とｖ相電圧指令値ｖｖ＊とｗ相電圧指令値ｖｗ
＊とが入力され、スイッチング指令信号ｇｕｈ、ｇｕ
ｌ、ｇｖｈ、ｇｖｌ、ｇｗｈ、ｇｗｌを出力する。As shown in FIG. 1, the current control unit 30
It includes DCs 31 u and 31 v, a three-phase / two-phase converter 32, a voltage command value generator 33, a two-phase / three-phase converter 34, and a PWM controller 35. The ADCs 31u and 31v receive the analog u-phase current value ua and the analog v-phase current value iva from the current sensors 6u and 6v, respectively, and output digital u-phase current values iu and v-phase current values iv. The three-phase / two-phase converter 32 receives the u-phase current value iu, the v-phase current value iv, and the angle θ, and outputs a d-axis current value id and a q-axis current value iq. The voltage command value creation unit 33 includes a d-axis current value id, a q-axis current value iq, a d-axis current command value id *, and q
The shaft current command value iq *, the angle θ, and the speed ω are input, and d
The shaft voltage command value vd * and the q-axis voltage command value vq * are output. The two-phase / three-phase converter 34 converts the d-axis voltage command values vd * and q
The shaft voltage command value vq * and the angle θ are input, and the u-phase voltage command value vu *, the v-phase voltage command value vv *, and the w-phase voltage command value v
w * is output. The PWM controller 35 includes a u-phase voltage command value vu *, a v-phase voltage command value vv *, and a w-phase voltage command value vw
* Are input, and the switching command signals guh, gu
Output l, gvh, gvl, gwh, gwl.

【００１８】電圧指令値作成部３３において、ｄ軸電流
誤差値作成部４１は、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｄ軸電流
値ｉｄとが入力され、ｄ軸電流誤差値ｅｄを出力する。
ｄ軸比例項作成部４２は、ｄ軸電流誤差値ｅｄが入力さ
れ、ｄ軸比例項ｖｄｐ＊を出力する。また、ｄ軸積分項
作成部４３は、ｄ軸電流誤差値ｅｄが入力され、ｄ軸積
分項ｖｄｉ＊を出力する。ｄ軸非干渉項作成部４４は、
ｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｑ軸電流指令値ｉｑ＊と速度ω
とが入力され、ｄ軸非干渉項ｖｄｎ＊を出力する。図１
に示すように、補正前ｄ軸電圧指令値作成部４５はｄ軸
比例項ｖｄｐ＊とｄ軸積分項ｖｄｉ＊とｄ軸非干渉項ｖ
ｄｎ＊とが入力され、補正前ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊１を
出力する。ｄ軸学習値作成部４６は、ｄ軸比例項作成部
４２からのｄ軸比例項ｖｄｐ＊と角度θとが入力され、
ｄ軸学習値ｖｄｒを作成する。ｄ軸補正値作成部４７
は、ｄ軸学習値作成部４６からのｄ軸学習値ｖｄｒと角
度θと速度ωが入力されｄ軸補正値ｖｄｃ＊を作成す
る。また、ｄ軸電圧指令値補正部４８は、補正前ｄ軸電
圧指令値ｖｄ＊１とｄ軸補正値ｖｄｃ＊とが入力され、
ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊を出力する。In the voltage command value generator 33, the d-axis current error value generator 41 receives the d-axis current command value id * and the d-axis current value id and outputs a d-axis current error value ed.
The d-axis proportional term creation unit 42 receives the d-axis current error value ed and outputs a d-axis proportional term vdp *. The d-axis integral term creation unit 43 receives the d-axis current error value ed and outputs a d-axis integral term vdi *. The d-axis non-interference term creating unit 44
d-axis current command value id *, q-axis current command value iq * and speed ω
And outputs a d-axis non-interference term vdn *. FIG.
As shown in (4), the pre-correction d-axis voltage command value creation unit 45 includes a d-axis proportional term vdp *, a d-axis integral term vdi *, and a d-axis non-interference term v
dn *, and outputs a pre-correction d-axis voltage command value vd * 1. The d-axis learning value creation unit 46 receives the d-axis proportional term vdp * and the angle θ from the d-axis proportional term creation unit 42,
Create a d-axis learning value vdr. d-axis correction value creation unit 47
Receives the d-axis learning value vdr, the angle θ, and the speed ω from the d-axis learning value creating unit 46, and creates a d-axis correction value vdc *. The d-axis voltage command value correction unit 48 receives the uncorrected d-axis voltage command value vd * 1 and the d-axis correction value vdc *,
The d-axis voltage command value vd * is output.

【００１９】さらに、電圧指令値作成部３３において、
ｑ軸電流誤差値作成部５１は、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊と
ｑ軸電流値ｉｑとが入力され、ｑ軸電流誤差値ｅｑを出
力する。ｑ軸比例項作成部５２は、ｑ軸電流誤差値ｅｑ
が入力され、ｑ軸比例項ｖｑｐ＊を出力する。ｑ軸積分
項作成部５３は、ｑ軸電流誤差値ｅｑが入力され、ｑ軸
積分項ｖｑｉ＊を出力する。ｑ軸非干渉項作成部５４
は、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｑ軸電流指令値ｉｑ＊と速
度ωとが入力され、ｑ軸非干渉項ｖｑｎ＊を出力する。
図１に示すように、補正前ｑ軸電圧指令値作成部５５
は、ｑ軸比例項ｖｑｐ＊とｑ軸積分項ｖｑｉ＊とｑ軸非
干渉項ｖｑｎ＊とが入力され、補正前ｑ軸電圧指令値ｖ
ｑ＊１を出力する。ｑ軸学習値作成部５６は、ｑ軸比例
項ｖｑｐ＊と角度θとが入力され、ｑ軸学習値ｖｑｒを
作成する。ｑ軸補正値作成部５７は、ｑ軸学習値ｖｑｒ
と角度θと速度ωとが入力され、ｑ軸補正値ｖｑｃ＊を
作成する。ｑ軸電圧指令値補正部５８は、補正前ｑ軸電
圧指令値ｖｑ＊１とｑ軸補正値ｖｑｃ＊とが入力され、
ｑ軸電圧指令値ｖｑ＊を出力する。Further, in the voltage command value creating section 33,
The q-axis current error value creation unit 51 receives the q-axis current command value iq * and the q-axis current value iq, and outputs a q-axis current error value eq. The q-axis proportional term creation unit 52 outputs the q-axis current error value eq
And outputs a q-axis proportional term vqp *. The q-axis integral term creation unit 53 receives the q-axis current error value eq and outputs a q-axis integral term vqi *. q-axis non-interference term generator 54
Receives a d-axis current command value id *, a q-axis current command value iq *, and a speed ω, and outputs a q-axis non-interference term vqn *.
As shown in FIG. 1, the pre-correction q-axis voltage command value creation unit 55
Is input with a q-axis proportional term vqp *, a q-axis integral term vqi *, and a q-axis non-interference term vqn *, and input a pre-correction q-axis voltage command value v
Output q * 1. The q-axis learning value creation unit 56 receives the q-axis proportional term vqp * and the angle θ and creates a q-axis learning value vqr. The q-axis correction value creation unit 57 outputs the q-axis learning value vqr
, The angle θ, and the speed ω are input to create a q-axis correction value vqc *. The q-axis voltage command value correction unit 58 receives the pre-correction q-axis voltage command value vq * 1 and the q-axis correction value vqc *,
The q-axis voltage command value vq * is output.

【００２０】図２は、実施例１のモータ制御装置におけ
る駆動部７の構成を示す回路図である。図２に示すよう
に、駆動部７において、上側ＩＧＢＴ７３ｕ、７３ｖ、
７３ｗ電源７１は、そのコレクタが電源７１の正極に接
続されており、エミッタがステータ巻線１ｕ、１ｖ、１
ｗにそれぞれ接続されている。また、上側ダイオード７
４ｕ、７４ｖ、７４ｗが上側ＩＧＢＴ７３ｕ、７３ｖ、
７３ｗにそれぞれ逆並列接続されている。下側ＩＧＢＴ
７５ｕ、７５ｖ、７５ｗは、そのコレクタがステータ巻
線１ｕ、１ｖ、１ｗにそれぞれ接続され、エミッタが電
源７１の負極に接続されている。また、下側ダイオード
７６ｕ、７６ｖ、７６ｗは下側ＩＧＢＴ７５ｕ、７５
ｖ、７５ｗにそれぞれ逆並列接続されている。また、駆
動部７は、ＰＷＭ制御器３５からのスイッチング指令信
号ｇｕｈ、ｇｕｌ、ｇｖｈ、ｇｖｌ、ｇｗｈ、ｇｗｌに
基づきそれぞれ上側ＩＧＢＴ７３ｕ、７３ｖ、７３ｗの
ゲート電圧と下側ＩＧＢＴ７５ｕ、７５ｖ、７５ｗのゲ
ート電圧とを制御するプリドライブ器７７を有してい
る。FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of the drive unit 7 in the motor control device according to the first embodiment. As shown in FIG. 2, in the driving unit 7, the upper IGBTs 73u, 73v,
The 73w power supply 71 has its collector connected to the positive electrode of the power supply 71 and its emitter connected to the stator windings 1u, 1v, 1v.
w. The upper diode 7
4u, 74v, 74w are upper IGBTs 73u, 73v,
73w are respectively connected in anti-parallel. Lower IGBT
75u, 75v, and 75w have their collectors connected to the stator windings 1u, 1v, and 1w, respectively, and their emitters connected to the negative electrode of the power supply 71. The lower diodes 76u, 76v, 76w are connected to the lower IGBTs 75u, 75u,
v and 75w are connected in anti-parallel. The drive unit 7 also controls the gate voltages of the upper IGBTs 73u, 73v, 73w and the gate voltages of the lower IGBTs 75u, 75v, 75w based on the switching command signals guh, gul, gvh, gvl, gwh, gwl from the PWM controller 35, respectively. And a pre-drive unit 77 for controlling

【００２１】［ブラシレスモータ５の構成と動作］次
に、実施例１のブラシレスモータ５について図３を参照
しつつ説明する。まず、ｄ軸とｑ軸について説明する。
図３は、ステータ巻線１ｕ、１ｖ、１ｗとロータ２とｄ
軸とｑ軸と角度θとの関係を示す図である。なお、説明
を簡単にするために、磁極数が２のブラシレスモータに
ついて説明する。ｄ軸はロータ２に配置された永久磁石
３による磁束の方向の軸とし、ｑ軸はｄ軸に対して回転
方向に９０°進んだ方向の軸とする。また、ステータ巻
線１ｕとｄ軸のなす角度を角度θとし、ロータ２が回転
する正の向きを角度θの正の向きとする。以下の説明で
は、角度θは電気角とする（以下、特に明記しないと
き、角度は電気角を表す）。ここで、実際のロータ２の
回転角度を機械角Θ、ロータの磁極数をｐとすると、上
記電気角θは下記式（１）で表される。[Structure and Operation of Brushless Motor 5] Next, the brushless motor 5 of the first embodiment will be described with reference to FIG. First, the d-axis and the q-axis will be described.
FIG. 3 shows stator windings 1u, 1v, 1w, rotors 2 and d.
FIG. 4 is a diagram illustrating a relationship between an axis, a q-axis, and an angle θ. For the sake of simplicity, a brushless motor having two magnetic poles will be described. The d-axis is the axis in the direction of the magnetic flux generated by the permanent magnet 3 disposed on the rotor 2, and the q-axis is the axis that advances 90 degrees in the rotational direction with respect to the d-axis. The angle between the stator winding 1u and the d-axis is defined as an angle θ, and the positive direction in which the rotor 2 rotates is defined as the positive direction of the angle θ. In the following description, the angle θ is an electrical angle (hereinafter, unless otherwise specified, the angle represents an electrical angle). Here, assuming that the actual rotation angle of the rotor 2 is a mechanical angle Θ and the number of magnetic poles of the rotor is p, the electric angle θ is represented by the following equation (1).

【００２２】[0022]

【数１】 (Equation 1)

【００２３】次に、実施例１におけるブラシレスモータ
５の動作について説明する。駆動部７により印加される
電圧により、それぞれステータ巻線１ｕ、１ｖ、１ｗに
流れる相電流により生成される磁束と永久磁石３の磁束
との相互作用によりロータ２が回転する。図１におい
て、ロータ２の片側の軸端に取り付けられた光エンコー
ダ４は、角度θを作成するために使用される原点位置信
号ＺとＡ相信号ＡとＢ相信号Ｂを角度速度演算部１０に
出力する。原点位置信号Ｚは、ロータ２が１回転する間
に１回パルスを発生する信号であり、図３において、ロ
ータ２の角度が機械角で０°となるとき、パルスを発生
する。Ａ相信号Ａ及びＢ相信号Ｂはそれぞれデューティ
ーが５０％の矩形波状の信号であり、Ａ相信号ＡとＢ相
信号Ｂとの位相差は９０°である。ロータ２の回転の方
向が正方向のとき、Ａ相信号Ａ、Ｂ相信号Ｂの順に信号
が変化し、ロータ２の回転の方向が負方向のとき、Ｂ相
信号Ｂ、Ａ相信号Ａの順に信号が変化する。また、Ａ相
信号とＢ相信号はそれぞれロータ２の機械角１回転あた
りＮＰＳ個の矩形波を発生する。ここで、ＮＰＳは光エ
ンコーダ４の分解能によって定まる定数である。Next, the operation of the brushless motor 5 in the first embodiment will be described. The rotor 2 is rotated by the interaction between the magnetic flux generated by the phase currents flowing through the stator windings 1u, 1v, and 1w and the magnetic flux of the permanent magnet 3 by the voltage applied by the drive unit 7, respectively. In FIG. 1, an optical encoder 4 attached to one shaft end of a rotor 2 converts an origin position signal Z, an A-phase signal A, and a B-phase signal B, which are used to create an angle θ, into an angular velocity calculation unit 10. Output to The origin position signal Z is a signal that generates a pulse once during one rotation of the rotor 2. In FIG. 3, when the angle of the rotor 2 becomes 0 ° in mechanical angle, a pulse is generated. Each of the A-phase signal A and the B-phase signal B is a rectangular wave signal having a duty of 50%, and the phase difference between the A-phase signal A and the B-phase signal B is 90 °. When the rotation direction of the rotor 2 is the positive direction, the signals change in the order of the A-phase signal A and the B-phase signal B. When the rotation direction of the rotor 2 is the negative direction, the signals of the B-phase signal B and the A-phase signal A are changed. The signal changes in order. The A-phase signal and the B-phase signal each generate NPS rectangular waves per mechanical angle of the rotor 2. Here, NPS is a constant determined by the resolution of the optical encoder 4.

【００２４】［実施例１のモータ制御装置の動作］次
に、実施例１のモータ制御装置における各部の動作につ
いて説明する。電流センサ６ｕ、６ｖは、ステータ巻線
１ｕ、１ｖに流れる電流をそれぞれ検出し、アナログｕ
相電流値ｉｕａ、アナログｖ相電流値ｉｖａをＭＰＵ８
のＡＤＣ３１ｕ、３１ｖにそれぞれ出力する。ＭＰＵ８
の角度速度演算部１０は、光エンコーダ４が出力する原
点位置信号Ｚ、Ａ相信号Ａ及びＢ相信号Ｂに基づき下記
のように角度θと速度ωとを作成する。角度作成部１１
は、Ａ相信号ＡとＢ相信号Ｂとが入力されるごとに角度
θを更新する。また、原点位置信号Ｚが入力されるごと
に角度θを０°にする。具体的には、原点位置信号Ｚが
入力されると下記式（２）により角度θを０°にする。
Ａ相信号Ａ、Ｂ相信号Ｂの順に入力されるとき（正順
時）には、Ａ相信号Ａ、Ｂ相信号Ｂの各立ち上がりと立
ち下がりごとに、下記式（３）により、角度θをｄθだ
けを進める。また、Ｂ相信号Ｂ、Ａ相信号Ａの順に入力
されるとき（逆順時）には、Ａ相信号Ａ、Ｂ相信号Ｂの
各立ち上がりと立ち下がりごとに、下記式（４）により
角度θをｄθだけ戻す。ここで、ｄθは下記式（５）で
与えられ、ｐは磁極数であり、ＮＰＳは光エンコーダの
分解能によって定まる定数である。[Operation of Motor Control Device of First Embodiment] Next, the operation of each part in the motor control device of the first embodiment will be described. The current sensors 6u and 6v detect currents flowing through the stator windings 1u and 1v, respectively, and
MPU8 for the phase current value uaa and the analog v-phase current value iva
To the ADCs 31u and 31v. MPU8
The angular velocity calculation unit 10 generates the angle θ and the velocity ω as described below based on the origin position signal Z, the A-phase signal A, and the B-phase signal B output from the optical encoder 4. Angle creation unit 11
Updates the angle θ each time the A-phase signal A and the B-phase signal B are input. Further, every time the origin position signal Z is input, the angle θ is set to 0 °. Specifically, when the origin position signal Z is input, the angle θ is set to 0 ° by the following equation (2).
When the A-phase signal A and the B-phase signal B are input in the order (normal order), the angle θ is calculated by the following equation (3) for each rising and falling of the A-phase signal A and the B-phase signal B. Is advanced only by dθ. When the B-phase signal B and the A-phase signal A are input in the order (in reverse order), the angle θ is calculated by the following equation (4) at each rise and fall of the A-phase signal A and the B-phase signal B. Is returned by dθ. Here, dθ is given by the following equation (5), p is the number of magnetic poles, and NPS is a constant determined by the resolution of the optical encoder.

【００２５】[0025]

【数２】 (Equation 2)

【００２６】[0026]

【数３】 (Equation 3)

【００２７】[0027]

【数４】 (Equation 4)

【００２８】[0028]

【数５】 (Equation 5)

【００２９】速度作成部１２は、所定の時間（速度作成
周期ＴＷ０と記す）ごとに起動され、回転にともなって
変化する角度θを時間で微分したものを速度ωとする。
具体的には、前回に速度作成部１２が起動されたときか
ら今回に速度作成部１２が起動されたときまでの角度θ
の変化量を速度作成周期で除算して下記式（６）により
速度ωが算出される。ここで、θ（ｉ）は、今回に速度
作成部１２が起動されたときの角度θであり、θ（ｉ−
１）は、前回に速度作成部１２が起動されたときの角度
θである。The speed creating section 12 is started at predetermined time intervals (referred to as a speed creating cycle TW0), and differentiates the angle θ that changes with rotation with time as the speed ω.
Specifically, the angle θ from when the speed creator 12 was last activated to when the speed creator 12 was activated this time
Is divided by the speed generation cycle to calculate the speed ω by the following equation (6). Here, θ (i) is the angle θ when the speed creation unit 12 is activated this time, and θ (i−
1) is the angle θ when the speed creation unit 12 was last activated.

【００３０】[0030]

【数６】 (Equation 6)

【００３１】［速度制御部２０の動作］次に、速度制御
部２０の動作について説明する。速度制御部２０は、予
め設定された時間ごとに起動され、ＡＤＣ２１、トルク
指令値作成部２２、電流指令値作成部２３の順に下記の
動作をさせ、外部から入力されるアナログ速度指令値ω
＊ａにしたがってロータ２が回転するようｄ軸電流指令
値ｉｄ＊とｑ軸電流指令値ｉｑ＊とを制御する。外部の
速度指令値作成部（図示せず）は、アナログ速度指令値
ω＊ａを作成し、実施例１のモータ制御装置のＭＰＵ８
の速度制御部２０に出力する。ＡＤＣ２１は、アナログ
値であるアナログ速度指令値ω＊ａをディジタル値であ
る速度指令値ω＊に変換する。トルク指令値作成部２２
は、速度ωが速度指令値ω＊と同じになるように比例積
分制御（ＰＩ制御）を用いて下記式（７）によりトルク
指令値Ｔ＊を算出する。すなわち、速度指令値ω＊と速
度ωとの差に比例ゲインＫＰＷを乗じた値と、速度指令
値ω＊と速度ωの差を積分したものに積分ゲインＫＩＷ
を乗じた値とを加算してトルク指令値Ｔ＊とする。[Operation of Speed Control Unit 20] Next, the operation of the speed control unit 20 will be described. The speed control unit 20 is started at every preset time, performs the following operations in the order of the ADC 21, the torque command value creation unit 22, and the current command value creation unit 23, and outputs the analog speed command value ω input from the outside.
The d-axis current command value id * and the q-axis current command value iq * are controlled so that the rotor 2 rotates according to * a. An external speed command value creating unit (not shown) creates an analog speed command value ω * a, and outputs the analog speed command value ω * a to the MPU 8 of the motor control device of the first embodiment.
Is output to the speed control unit 20. The ADC 21 converts the analog speed command value ω * a, which is an analog value, into the speed command value ω *, which is a digital value. Torque command value creation unit 22
Calculates the torque command value T * by the following equation (7) using proportional integral control (PI control) so that the speed ω becomes the same as the speed command value ω *. That is, the integral gain KIW is obtained by integrating a value obtained by multiplying the difference between the speed command value ω * and the speed ω by the proportional gain KPW and a value obtained by integrating the difference between the speed command value ω * and the speed ω.
Is added to obtain a torque command value T *.

【００３２】[0032]

【数７】 (Equation 7)

【００３３】電流指令値作成部２３は、ブラシレスモー
タ５の出力トルクがトルク指令値Ｔ＊と同じになるよう
に、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｑ軸電流指令値ｉｑ＊とを
作成する。まず、電流指令値作成部２３において、下記
式（８）により、前記トルク指令値Ｔ＊をある設定され
た値ＫＴで除算して電流指令値ｉａを生成する。また、
下記式（９）により、前記電流指令値ｉａに−ｓｉｎ
（βＴ）を乗じてｄ軸電流指令値ｉｄ＊を生成する。一
方、下記式（１０）により、前記電流指令値ｉａにｃｏ
ｓ（βＴ）を乗じてｑ軸電流指令値ｉｑ＊を生成する。
ここで、βＴは電流指令値ｉａが与えられたときに最大
出力トルクまたは最大効率を実現する電流位相であり、
０°から４５°の間の角度である。The current command value creating section 23 creates a d-axis current command value id * and a q-axis current command value iq * such that the output torque of the brushless motor 5 becomes the same as the torque command value T *. First, in the current command value creation unit 23, the current command value ia is generated by dividing the torque command value T * by a certain set value KT according to the following equation (8). Also,
According to the following equation (9), -sin is added to the current command value ia.
(ΒT) to generate a d-axis current command value id *. On the other hand, according to the following equation (10), the current command value ia is
Multiply by s (βT) to generate a q-axis current command value iq *.
Here, βT is a current phase that realizes the maximum output torque or the maximum efficiency when the current command value ia is given,
The angle is between 0 ° and 45 °.

【００３４】[0034]

【数８】 (Equation 8)

【００３５】[0035]

【数９】 (Equation 9)

【００３６】[0036]

【数１０】 (Equation 10)

【００３７】［電流制御部３０の動作］次に、電流制御
部３０の動作について説明する。電流制御部３０は、予
め設定された時間（電流制御周期）ごとに起動され、Ａ
ＤＣ３１ｕ、３１ｖ、３相２相変換部３２、電圧指令値
作成部３３、２相３相変換部３４、ＰＷＭ制御器３５の
順に下記の動作をさせる。これにより、ｄ軸電流指令値
ｉｄ＊、およびｑ軸電流指令値ｉｑ＊で表される電流指
令値のように対応してステータ巻線１ｕ、１ｖ、１ｗに
電流が流れるようにスイッチング信号ｇｕｈ、ｇｕｌ、
ｇｖｈ、ｇｖｌ、ｇｗｈ、ｇｗｌを制御する。ＡＤＣ３
１ｕ及びＡＤＣ３１ｖは、それぞれアナログ値であるア
ナログｕ相電流値ｉｕａ及びアナログｖ相電流値ｉｖａ
をデジタル値であるｕ相電流値ｉｕ及びｖ相電流値ｉｖ
に変換する。３相２相変換部３２は、前記ｕ相電流値ｉ
ｕ及びｖ相電流値ｉｖをそれぞれ回転座標系であるｄ軸
上のｄ軸電流値ｉｄ及びｑ軸上のｑ軸電流値ｉｑに変換
する。具体的には、３相２相変換部３２は、下記式（１
１）及び式（１２）によりｄ軸電流値ｉｄとｑ軸電流値
ｉｑとを算出する。[Operation of Current Control Unit 30] Next, the operation of the current control unit 30 will be described. The current control unit 30 is activated at every preset time (current control cycle),
The following operations are performed in the order of DC 31u, 31v, three-phase / two-phase converter 32, voltage command value generator 33, two-phase / three-phase converter 34, and PWM controller 35. As a result, the switching signals guh,... So that current flows through the stator windings 1u, 1v, 1w corresponding to the current command values represented by the d-axis current command value id * and the q-axis current command value iq *. gul,
gvh, gvl, gwh, and gwl are controlled. ADC3
1u and the ADC 31v are an analog u-phase current value iua and an analog v-phase current value iva, which are analog values, respectively.
Are digital values of the u-phase current value iu and the v-phase current value iv
Convert to The three-phase / two-phase converter 32 calculates the u-phase current value i
The u- and v-phase current values iv are respectively converted into a d-axis current value id on the d-axis and a q-axis current value iq on the q-axis, which are rotating coordinate systems. Specifically, the three-phase to two-phase converter 32 calculates the following equation (1)
The d-axis current value id and the q-axis current value iq are calculated by 1) and equation (12).

【００３８】[0038]

【数１１】 [Equation 11]

【００３９】[0039]

【数１２】 (Equation 12)

【００４０】電圧指令値作成部３３は、ｄ軸電流値ｉｄ
およびｑ軸電流値ｉｑがそれぞれｄ軸電流指令値ｉｄ＊
およびｑ軸電流指令値ｉｑ＊と同じになるように比例積
分制御（ＰＩ制御）と非干渉制御とを用いてｄ軸電圧指
令値ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値ｖｑ＊を制御する。こ
こで、本発明の特徴である学習値による補正方式を用い
ることにより、ステータ巻線１ｕ、１ｖ、１ｗに流れる
電流の歪みを低減する。この電圧指令値作成部３３の動
作については後述する。The voltage command value creation unit 33 calculates the d-axis current value id
And q-axis current value iq are d-axis current command value id *, respectively.
The d-axis voltage command value vd * and the q-axis voltage command value vq * are controlled using proportional integral control (PI control) and non-interference control so as to be the same as the q-axis current command value iq *. Here, the distortion of the current flowing through the stator windings 1u, 1v, 1w is reduced by using the correction method based on the learning value, which is a feature of the present invention. The operation of the voltage command value creating section 33 will be described later.

【００４１】２相３相変換部３４は、ステータ巻線１
ｕ、１ｖ、１ｗに印加する電圧について上記３相２相変
換部３２で行われる変換の逆変換を行う。すなわち、２
相３相変換部３４は、回転座標系であるｄ軸及びｑ軸上
のｄ軸電圧指令値ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値ｖｑ＊とを静
止座標系の３相の電圧指令値に変換する。具体的には、
各ステータ巻線１ｕ、１ｖ、１ｗに印加する電圧の指令
値であるｕ相電圧指令値ｖｕ＊、ｖ相電圧指令値ｖｖ＊
及びｗ相電圧指令値ｖｗ＊をそれぞれ下記式（１３）、
式（１４）及び式（１５）により算出する。The two-phase / three-phase converter 34 includes a stator winding 1
The inverse conversion of the conversion performed by the three-phase to two-phase conversion unit 32 is performed on the voltages applied to u, 1v, and 1w. That is, 2
The phase-to-phase conversion unit 34 converts the d-axis voltage command values vd * and q-axis voltage command values vq * on the d-axis and q-axis, which are rotating coordinate systems, into three-phase voltage command values for a stationary coordinate system. . In particular,
U-phase voltage command values vu *, v-phase voltage command values vv *, which are command values of voltages applied to the stator windings 1u, 1v, 1w.
And the w-phase voltage command value vw * are respectively represented by the following equation (13):
It is calculated by equations (14) and (15).

【００４２】[0042]

【数１３】 (Equation 13)

【００４３】[0043]

【数１４】 [Equation 14]

【００４４】[0044]

【数１５】 (Equation 15)

【００４５】ＰＷＭ制御器３５は、ｕ相電圧指令値ｖｕ
＊とｖ相電圧指令値ｖｖ＊とｗ相電圧指令値ｖｗ＊をパ
ルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）す
る。具体的には、ある設定された周波数と振幅とを持つ
三角波を発生し、この三角波とｕ相電圧指令値ｖｕ＊と
を比較して、ｕ相電圧指令値ｖｕ＊のほうが大きいとき
は、スイッチング信号ｇｕｈをＨ、スイッチング信号ｇ
ｕｌをＬとする。一方、ｕ相電圧指令値ｖｕ＊のほうが
小さいときは、スイッチング信号ｇｕｈをＬ、スイッチ
ング信号ｇｕｌをＨとする。なお、スイッチング信号ｇ
ｕｈ、ｇｕｌの状態が遷移するとき、スイッチング信号
ｇｕｈ、ｇｕｌを双方ともＬにする短い時間を設ける
（この短い時間はデッドタイムと呼ばれる）。また、ｖ
相およびｗ相についても同様に、ｖ相電圧指令値ｖｖ＊
およびｗ相電圧指令値ｖｗ＊に基づきそれぞれスイッチ
ング信号ｇｖｈ、ｇｖｌ、およびスイッチング信号ｇｗ
ｈ、ｇｗｌを作成する。The PWM controller 35 has a u-phase voltage command value vu
*, V-phase voltage command value vv *, and w-phase voltage command value vw * are subjected to pulse width modulation (PWM). Specifically, a triangular wave having a set frequency and amplitude is generated, and this triangular wave is compared with the u-phase voltage command value vu *. When the u-phase voltage command value vu * is larger, the switching is performed. Signal guh is H, switching signal g
Let ul be L. On the other hand, when the u-phase voltage command value vu * is smaller, the switching signal guh is set to L and the switching signal gul is set to H. The switching signal g
When the states of uh and gu make a transition, a short time is provided for setting both the switching signals guh and gu to L (this short time is called dead time). Also, v
Similarly, the v-phase voltage command value vv *
Switching signals gvh, gvl, and switching signal gw based on and w-phase voltage command value vw *, respectively.
Create h and gwl.

【００４６】［駆動部７の動作］次に、実施例１におけ
る駆動部７（図２）の動作について説明する。駆動部７
は、以下に述べる動作により電源７１の電圧を制御し
て、スイッチング信号ｇｕｈ、ｇｕｌ、ｇｖｈ、ｇｖ
ｌ、ｇｗｈ、ｇｗｌに基づき電圧をそれぞれステータ巻
線１ｕ、１ｖ、１ｗに印加する。すなわち、ｕ相に関し
て、プリドライブ器７７は、スイッチング信号ｇｕｈが
Ｈのとき上側ＩＧＢＴ７３ｕが通電し、スイッチング信
号ｇｕｈがＬのとき上側ＩＧＢＴ７３ｕが非通電となる
よう、上側ＩＧＢＴ７３ｕのゲート電圧を制御する。一
方、プリドライブ器７７は、スイッチング信号ｇｕｌが
Ｈのとき下側ＩＧＢＴ７５ｕが通電し、スイッチング信
号ｇｕｌがＬのとき下側ＩＧＢＴ７５ｕが非通電となる
ように、下側ＩＧＢＴ７５ｕのゲート電圧を制御する。
同様に、ｖ相、およびｗ相についても、スイッチング信
号ｇｖｈ、ｇｖｌ、及びｇｗｈ、ｇｗｌに基づきそれぞ
れ上側ＩＧＢＴ７３ｖ、７３ｗ、下側ＩＧＢＴ７５ｖ、
７５ｗのゲート電圧を制御する。[Operation of Drive Unit 7] Next, the operation of the drive unit 7 (FIG. 2) in the first embodiment will be described. Drive unit 7
Controls the voltage of the power supply 71 by the operation described below, and switches the switching signals guh, gul, gvh, gv
Voltages are applied to the stator windings 1u, 1v, 1w based on l, gwh, and gwl, respectively. That is, for the u phase, the pre-drive unit 77 controls the gate voltage of the upper IGBT 73u such that the upper IGBT 73u is energized when the switching signal guh is H, and de-energized when the switching signal guh is L. On the other hand, the pre-drive unit 77 controls the gate voltage of the lower IGBT 75u such that the lower IGBT 75u is energized when the switching signal gu is H, and de-energized when the switching signal gu is L.
Similarly, for the v-phase and the w-phase, based on the switching signals gvh, gvl, and gwh, gwl, the upper IGBT 73v, 73w, the lower IGBT 75v,
75 w gate voltage is controlled.

【００４７】［電圧指令値作成部３３の動作］次に、電
流制御部３０における電圧指令値作成部３３の動作につ
いて説明する。電圧指令値作成部３３は、ｄ軸に関し
て、ｄ軸電流誤差値作成部４１、ｄ軸比例項作成部４
２、ｄ軸積分項作成部４３、ｄ軸非干渉項作成部４４、
補正前ｄ軸電圧指令値作成部４５、ｄ軸学習値作成部４
６、ｄ軸補正値作成部４７、ｄ軸電圧指令値補正部４８
の順に下記動作を行う。同様に、電圧指令値作成部３３
は、ｑ軸に関して、ｑ軸電流誤差値作成部５１、ｑ軸比
例項作成部５２、ｑ軸積分項作成部５３、ｑ軸非干渉項
作成部５４、補正前ｑ軸電圧指令値作成部５５、ｑ軸学
習値作成部５６、ｑ軸補正値作成部５７、ｑ軸電圧指令
値補正部５８の順に下記動作を行う。[Operation of Voltage Command Value Creation Unit 33] Next, the operation of voltage command value creation unit 33 in current control unit 30 will be described. The voltage command value creation unit 33 includes a d-axis current error value creation unit 41 and a d-axis proportional term creation unit 4 for the d-axis.
2, d-axis integral term creation unit 43, d-axis non-interference term creation unit 44,
Pre-correction d-axis voltage command value creation unit 45, d-axis learning value creation unit 4
6, d-axis correction value creation unit 47, d-axis voltage command value correction unit 48
The following operations are performed in this order. Similarly, voltage command value creation unit 33
With respect to the q-axis, a q-axis current error value creation unit 51, a q-axis proportional term creation unit 52, a q-axis integral term creation unit 53, a q-axis non-interference term creation unit 54, a pre-correction q-axis voltage command value creation unit 55 The following operation is performed in the order of the q-axis learning value creation unit 56, the q-axis correction value creation unit 57, and the q-axis voltage command value correction unit 58.

【００４８】ｄ軸電流誤差値作成部４１は、下記式（１
６）により、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊からｄ軸電流値ｉｄ
を減算してｄ軸電流誤差値ｅｄを算出する。ｄ軸比例項
作成部４２は、下記式（１７）により、ｄ軸電流誤差値
ｅｄにある設定された値であるｄ軸比例ゲインＫＰＤを
乗算して、ｄ軸比例項ｖｄｐ＊を算出する。ｄ軸積分項
作成部４３は、下記式（１８）により、ｄ軸電流誤差値
ｅｄにある設定された値であるｄ軸積分ゲインＫＩＤを
乗算して、さらに積分してｄ軸積分項ｖｄｉ＊を算出す
る。ここで、Σは積分を表し、前回に電圧指令値作成部
３３が起動されたときのｄ軸積分項ｖｄｉ＊に今回に電
圧指令値作成部３３が起動されたときのｄ軸積分項ｖｄ
ｉ＊を加算したものである。ｄ軸非干渉項作成部４４
は、下記式（１９）により、相抵抗Ｒとｄ軸電流指令値
ｉｄ＊とを、角速度ωｅとｑ軸インダクタンスＬｑとｑ
軸電流指令値ｉｑ＊とをそれぞれ乗算し、前者の乗算結
果から後者の乗算結果を減算してｄ軸非干渉項ｖｄｎ＊
を算出する。ここで、角速度ωｅは速度ωから算出され
る。補正前ｄ軸電流指令値作成部４５は、下記式（２
０）により、ｄ軸比例項ｖｄｐ＊とｄ軸積分項ｖｄｉ＊
とｄ軸非干渉項ｖｄｎ＊とを加算して補正前ｄ軸電圧指
令値ｖｄ＊１を算出する。The d-axis current error value creation unit 41 calculates the following equation (1)
6), the d-axis current command value id * is converted to the d-axis current value id
Is subtracted to calculate a d-axis current error value ed. The d-axis proportional term creator 42 calculates the d-axis proportional term vdp * by multiplying the d-axis current error value ed by the set d-axis proportional gain KPD according to the following equation (17). The d-axis integral term creation unit 43 multiplies the d-axis current error value ed by a set value, the d-axis integral gain KID, and further integrates the d-axis integral error vdi * according to the following equation (18). Is calculated. Here, Σ represents integration, and the d-axis integral term vdi * when the voltage command value creating section 33 was activated last time is replaced by the d-axis integral term vd when the voltage command value creating section 33 is activated this time.
i * is added. d-axis non-interference term generator 44
The following equation (19) is used to calculate the phase resistance R and the d-axis current command value id * by using the angular velocity ωe, the q-axis inductance Lq, and q
The multiplication result is multiplied by an axis current command value iq *, and the latter multiplication result is subtracted from the former multiplication result to obtain a d-axis non-interference term vdn *.
Is calculated. Here, the angular velocity ωe is calculated from the velocity ω. The pre-correction d-axis current command value creation unit 45 calculates the following equation (2)
0), the d-axis proportional term vdp * and the d-axis integral term vdi *
And the d-axis non-interference term vdn * are added to calculate a pre-correction d-axis voltage command value vd * 1.

【００４９】[0049]

【数１６】 (Equation 16)

【００５０】[0050]

【数１７】 [Equation 17]

【００５１】[0051]

【数１８】 (Equation 18)

【００５２】[0052]

【数１９】 [Equation 19]

【００５３】[0053]

【数２０】 (Equation 20)

【００５４】ｄ軸学習値作成部４６は、ｄ軸比例項ｖｄ
ｐ＊から誘起電圧やインダクタンスの歪みの影響の情報
を後述の方法で学習してｄ軸学習値ｖｄｒを作成する。
ｄ軸補正値作成部４７は、ｄ軸学習値ｖｄｒから誘起電
圧やインダクタンスの歪みの影響の情報を後述の方法で
取り出し、電圧指令値にフィードフォワード的に重畳す
るｄ軸補正値ｖｄｃ＊を作成する。ｄ軸電圧指令値補正
部４８は、下記式（２１）により、補正前ｄ軸電圧指令
値ｖｄ＊１とｄ軸電圧補正値ｖｄｃ＊とを加算して、ｄ
軸電圧指令値ｖｄ＊を算出する。The d-axis learning value creation unit 46 includes a d-axis proportional term vd
Information on the influence of the induced voltage and the distortion of the inductance is learned from p * by a method described later to create a d-axis learning value vdr.
The d-axis correction value creation unit 47 extracts information on the influence of the induced voltage and the distortion of the inductance from the d-axis learning value vdr by a method described later, and creates a d-axis correction value vdc * to be superimposed on the voltage command value in a feedforward manner. I do. The d-axis voltage command value correction unit 48 adds the pre-correction d-axis voltage command value vd * 1 and the d-axis voltage correction value vdc * according to the following equation (21) to obtain d:
The shaft voltage command value vd * is calculated.

【００５５】[0055]

【数２１】 (Equation 21)

【００５６】上記ｄ軸の場合と同様に、ｑ軸電流誤差値
作成部５１は、下記式（２２）により、ｑ軸電流指令値
ｉｑ＊からｑ軸電流値ｉｑを減算して、ｑ軸電流誤差値
ｅｑを算出する。ｑ軸比例項作成部５２は、下記式（２
３）により、ｑ軸電流誤差値ｅｑにある設定された値で
あるｑ軸比例ゲインＫＰＱを乗算してｑ軸比例項ｖｑｐ
＊を算出する。ｑ軸積分項作成部５３は、下記式（２
４）により、ｑ軸電流誤差値ｅｑにある設定された値で
あるｑ軸積分ゲインＫＩＱを乗算し、さらに積分してｑ
軸積分項ｖｑｉ＊を算出する。ｑ軸非干渉項作成部５４
は、下記式（２５）により、相抵抗Ｒとｑ軸電流指令値
ｉｑ＊とを、角速度ωｅと誘起電圧定数ψとを、角速度
ωｅとｄ軸インダクタンスＬｄとｄ軸電流指令値ｉｄ＊
とをそれぞれ乗算し、この３つの乗算結果を加算してｑ
軸非干渉項ｖｑｎ＊を算出する。補正前ｑ軸電流指令値
作成部５５は、下記式（２６）により、ｑ軸比例項ｖｑ
ｐ＊とｑ軸積分項ｖｑｉ＊とｑ軸非干渉項ｖｑｎ＊とを
加算して補正前ｑ軸電圧指令値ｖｑ＊１を算出する。As in the case of the d-axis, the q-axis current error value creation unit 51 subtracts the q-axis current value iq from the q-axis current command value iq * according to the following equation (22) to obtain the q-axis current error value. The error value eq is calculated. The q-axis proportional term creation unit 52 calculates the following equation (2)
3), the q-axis current error value eq is multiplied by a q-axis proportional gain KPQ, which is a set value, to obtain a q-axis proportional term vqp
* Is calculated. The q-axis integral term creation unit 53 calculates the following equation (2)
4), the q-axis current error value eq is multiplied by a set value, a q-axis integral gain KIQ, and further integrated to obtain q
Calculate the axis integral term vqi *. q-axis non-interference term generator 54
The following equation (25) is used to calculate the phase resistance R and the q-axis current command value iq *, the angular velocity ωe and the induced voltage constant 、, the angular velocity ωe, the d-axis inductance Ld, and the d-axis current command value id *.
, And the three multiplication results are added to obtain q
An axis non-interference term vqn * is calculated. The pre-correction q-axis current command value creation unit 55 calculates the q-axis proportional term vq by the following equation (26).
The pre-correction q-axis voltage command value vq * 1 is calculated by adding the p *, the q-axis integral term vqi *, and the q-axis non-interference term vqn *.

【００５７】[0057]

【数２２】 (Equation 22)

【００５８】[0058]

【数２３】 (Equation 23)

【００５９】[0059]

【数２４】 (Equation 24)

【００６０】[0060]

【数２５】 (Equation 25)

【００６１】[0061]

【数２６】 (Equation 26)

【００６２】ｑ軸学習値作成部５６は、ｑ軸比例項ｖｑ
ｐ＊から誘起電圧やインダクタンスの歪みの影響の情報
を後述の方法で学習してｑ軸学習値ｖｑｒを作成する。
ｑ軸補正値作成部５７は、ｑ軸学習値ｖｑｒから誘起電
圧やインダクタンスの歪みの影響の情報を後述の方法で
取り出し、電圧指令値にフィードフォワード的に重畳す
るｑ軸補正値ｖｑｃ＊を作成する。ｑ軸電圧指令値補正
部５８は、下記式（２７）により、補正前ｑ軸電圧指令
値ｖｑ＊１とｑ軸電圧補正値ｖｑｃ＊とを加算して、ｑ
軸電圧指令値ｖｑ＊を算出する。The q-axis learning value creation unit 56 has a q-axis proportional term vq
Information on the influence of the induced voltage and the distortion of the inductance is learned from p * by a method described later to create a q-axis learning value vqr.
The q-axis correction value creation unit 57 extracts information on the influence of the induced voltage and the distortion of the inductance from the q-axis learning value vqr by a method described later, and creates a q-axis correction value vqc * that is superimposed on the voltage command value in a feedforward manner. I do. The q-axis voltage command value correction unit 58 adds the q-axis voltage command value before correction vq * 1 and the q-axis voltage correction value vqc * according to the following equation (27) to obtain q
The shaft voltage command value vq * is calculated.

【００６３】[0063]

【数２７】 [Equation 27]

【００６４】上述したように、ｄ軸電圧補正値ｖｄｃ＊
及びｑ軸電圧補正値ｖｑｃ＊をフィードフォワード的に
それぞれ補正前ｄ軸電圧指令値及び補正前ｑ軸電圧指令
値に重畳することにより、誘起電圧やインダクタンスの
歪みの影響が低減される。As described above, the d-axis voltage correction value vdc *
And the q-axis voltage correction value vqc * are superimposed on the pre-correction d-axis voltage command value and the pre-correction q-axis voltage command value in a feedforward manner, respectively, thereby reducing the influence of induced voltage and inductance distortion.

【００６５】［ｄ軸学習値作成部４６、ｄ軸補正値作成
部４７、ｑ軸学習値作成部５６、およびｑ軸補正値作成
部５７の動作］次に、本発明の特徴であるｄ軸学習値作
成部４６、ｄ軸補正値作成部４７、ｑ軸学習値作成部５
６、およびｑ軸補正値作成部５７の動作について詳細に
説明する。まず、ｄ軸学習値作成部４６、ｄ軸補正値作
成部４７、ｑ軸学習値作成部５６、およびｑ軸補正値作
成部５７の動作の原理について説明する。この説明で
は、まず誘起電圧やインダクタンスの変化分が正弦波状
でなく歪んだブラシレスモータにおいて、ｄ軸電流値ｉ
ｄ、ｑ軸電流値ｉｑがそれぞれｄ軸電流指令値ｉｄ＊、
ｑ軸電流指令値ｉｑ＊と同じになるように電流値をフィ
ードバックし、比例積分制御（ＰＩ制御）と非干渉制御
とを用いてｄ軸電圧指令値ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値ｖｑ
＊を制御する場合を考える。また、速度ωがほぼ一定の
状態で、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｑ軸電流指令値ｉｑ＊
がほぼ一定の状態の場合を考える。このような場合、速
度ωなどの状態は一定であっても、誘起電圧やインダク
タンスの歪みにより、ステータ巻線１ｕ、１ｖ、１ｗに
流れる相電流が波打つような歪み成分を有している。上
記の条件（比例積分制御、および非干渉制御のみを用い
て電流制御をしたとき）において、実施例１のブラシレ
スモータ５を制御したときの相電流の波形は、図８に示
したような従来のモータ制御装置と同様に、相電流は周
期が３０°（＝３６０°／１２スロット）で波打つ歪み
の成分を有している。このときのブラシレスモータ５
は、電気角３６０°あたりにステータのスロット数が１
２である埋込磁石型モータである。従来のモータ制御装
置による制御において、誘起電圧やインダクタンスの歪
みによる影響は相電流に対して電気角３６０°あたりに
１２回（スロット数）の割合で繰り返えられる。従っ
て、図８に示すように、相電流は周期が３０°で波打つ
ような歪みの成分を有している。[Operations of the d-axis learning value generator 46, the d-axis correction value generator 47, the q-axis learning value generator 56, and the q-axis correction value generator 57] Next, the d-axis which is a feature of the present invention is described. Learning value generator 46, d-axis correction value generator 47, q-axis learning value generator 5
6, and the operation of the q-axis correction value creation unit 57 will be described in detail. First, the principle of operation of the d-axis learning value creation unit 46, the d-axis correction value creation unit 47, the q-axis learning value creation unit 56, and the q-axis correction value creation unit 57 will be described. In this description, first, in a brushless motor in which the change in induced voltage or inductance is not sinusoidal but distorted, the d-axis current value i
The d-axis and q-axis current values iq are d-axis current command values id *,
The current value is fed back so as to be the same as the q-axis current command value iq *, and the d-axis voltage command value vd * and the q-axis voltage command value vq using the proportional-integral control (PI control) and the non-interference control.
Consider the case where * is controlled. When the speed ω is almost constant, the d-axis current command value id * and the q-axis current command value iq *
Is almost constant. In such a case, even if the state such as the speed ω is constant, there is a distortion component such that the phase current flowing through the stator windings 1u, 1v, and 1w undulates due to the distortion of the induced voltage and the inductance. Under the above conditions (when the current control is performed using only the proportional-integral control and the non-interference control), the waveform of the phase current when the brushless motor 5 of the first embodiment is controlled has the conventional waveform as shown in FIG. As in the case of the motor control device described above, the phase current has a distortion component that undulates at a cycle of 30 ° (= 360 ° / 12 slots). The brushless motor 5 at this time
Means that the number of stator slots is 1 per 360 electrical degrees
2 is an embedded magnet type motor. In the control by the conventional motor control device, the influence of the induced voltage or the distortion of the inductance is repeated at a rate of 12 times (number of slots) per electrical angle of 360 ° with respect to the phase current. Therefore, as shown in FIG. 8, the phase current has a wave-like distortion component at a cycle of 30 °.

【００６６】図４は比例積分制御と非干渉制御とを用い
て電流制御したときの各値の波形図であり、（ａ）はｄ
軸電流指令値ｉｄ＊とｄ軸電流値ｉｄとｄ軸電流誤差値
ｅｄの電流波形であり、（ｂ）はｄ軸比例項ｖｄｐ＊と
ｄ軸積分項ｖｄｉ＊とｄ軸非干渉項ｖｄｎ＊の電圧波形
である。上記の条件の場合、図４の（ａ）に示すよう
に、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊が一定であっても、ｕ相電流
値ｉｕおよびｖ相電流値ｉｖを３相２相変換して作成さ
れるｄ軸電流値ｉｄは周期が３０°で正弦波状に変化す
る。そのため、ｄ軸電流誤差値ｅｄも同様に変化する。
また、図４の（ｂ）に示すように、ｄ軸積分ゲインＫＩ
Ｄは小さいため、ｄ軸積分項ｖｄｉ＊はほとんど変化し
ない。また、速度ωとｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｑ軸電流
指令ｉｑ＊がほぼ一定であるため、これらから作成され
るｄ軸非干渉項ｖｄｎ＊もほとんど変化しない。一方、
ｄ軸比例ゲインはある程度大きく、ｄ軸電流誤差値ｅｄ
が角度θの変化にともない変動するため、ｄ軸比例項ｖ
ｄｐ＊は角度θが変化すると変動する。この変動の周期
は、前述の図８に示した歪みの周期と同一の３０°にな
る。すなわち、このｄ軸比例項ｖｄｐ＊は、誘起電圧や
インダクタンスの歪みの影響により変動するものであ
り、ｄ軸比例項ｖｄｐ＊の信号電圧ｖｄｐ＊は誘起電圧
やインダクタンスの歪みの影響の情報を含んでいる。FIG. 4 is a waveform diagram of each value when current control is performed using the proportional-integral control and the non-interference control.
It is a current waveform of an axis current command value id *, a d-axis current value id, and a d-axis current error value ed, and (b) shows a d-axis proportional term vdp *, a d-axis integral term vdi *, and a d-axis non-interference term vdn *. FIG. Under the above conditions, as shown in FIG. 4A, even if the d-axis current command value id * is constant, the u-phase current value iu and the v-phase current value iv are converted into three-phase two-phase values. The created d-axis current value id has a cycle of 30 ° and changes sinusoidally. Therefore, the d-axis current error value ed also changes.
Further, as shown in FIG. 4B, the d-axis integral gain KI
Since D is small, the d-axis integral term vdi * hardly changes. In addition, since the speed ω, the d-axis current command value id *, and the q-axis current command iq * are substantially constant, the d-axis non-interference term vdn * created from these values hardly changes. on the other hand,
The d-axis proportional gain is somewhat large, and the d-axis current error value ed
Varies with the angle θ, the d-axis proportional term v
dp * changes as the angle θ changes. The cycle of this variation is 30 °, which is the same as the cycle of the distortion shown in FIG. That is, the d-axis proportional term vdp * fluctuates due to the influence of the induced voltage and the distortion of the inductance, and the signal voltage vdp * of the d-axis proportional term vdp * includes the information of the influence of the induced voltage and the distortion of the inductance. In.

【００６７】そこで、ｄ軸学習値作成部４６は、ｄ軸比
例項ｖｄｐ＊から誘起電圧やインダクタンスの歪みの影
響の情報を以下のように学習して、この情報をｄ軸学習
値ｖｄｒとして出力する。まず、誘起電圧やインダクタ
ンスの歪みにより相電流が受ける影響の周期を設定す
る。実施例１において、ｄ軸比例項ｖｄｐ＊の変動の周
期は３０°であるため、ｄ軸学習値ｖｄｒの周期を３０
°とする。これは、ブラシレスモータの駆動周期（１回
転３６０°）がｄ軸学習値ｄｖｒの周期（３０°）の１
２倍であることを示している。このことを周波数を用い
て言いかえると、ｄ軸学習値ｖｄｒの周波数はブラシレ
スモータの駆動周波数の１２倍である。そして、この周
期（３０°）を等間隔の区間（５°）に分割し、それぞ
れの区間の境界の角度（０°、５°、１０°、１５°、
２０°、２５°）のｄ軸学習値ｖｄｒ［ｉ］（ｉは０〜
５）を学習する。The d-axis learning value creation unit 46 learns information on the influence of induced voltage and distortion of inductance from the d-axis proportional term vdp * as follows, and outputs this information as a d-axis learning value vdr. I do. First, the period of influence of the phase current due to the induced voltage or the distortion of the inductance is set. In the first embodiment, since the cycle of the fluctuation of the d-axis proportional term vdp * is 30 °, the cycle of the d-axis learning value vdr is 30.
°. This is because the driving cycle (360 ° per rotation) of the brushless motor is one cycle of the cycle (30 °) of the d-axis learning value dvr.
It shows that it is twice. In other words, the frequency of the d-axis learning value vdr is 12 times the drive frequency of the brushless motor. Then, this cycle (30 °) is divided into equally spaced sections (5 °), and the angles (0 °, 5 °, 10 °, 15 °,
20-degree, 25-degree) d-axis learning value vdr [i] (i is 0 to
Learn 5).

【００６８】図５の（ａ）はｄ軸学習値の学習方法の説
明図である。図５の（ａ）において、横軸は角度θを３
０で除算したときの剰余（以後、剰余を％を用いて表
す。従って、このときの横軸は「θ％３０」と表され
る）である。例えば、θ％３０が４°であり、比例項ｖ
ｄｐ＊が図中に◎印で示す値になったときの学習方法を
説明する。この比例項ｖｄｐ＊の値に基づき、ある設定
されたゲインで０°と５°におけるｄ軸学習値ｖｄｒ
［０］とｖｄｒ［１］とを修正する。ここで、θ％３０
が０°と５°とを比較すると、５°の方が近いため、ｖ
ｄｒ［０］に付ける重みよりも、ｖｄｒ［１］に付ける
重みを大きくする。なお、θ％３０＝４°以外の境界で
の各ｄ軸学習値ｖｄｒ［２］、ｖｄｒ［３］、ｖｄｒ
［４］、ｖｄｒ［５］は修正しない。また、この学習は
１回で終わるのでなく、何回も繰り返しｄ軸学習値ｖｄ
ｒを修正することで、ｄ軸学習値ｖｄｒは最適値に近づ
いていく。上記説明においては、θ％３０が４°のとき
の学習方法について説明したが、θ％３０が他の区間に
入ったときも同様の方法でｄ軸学習値ｖｄｒを学習す
る。FIG. 5A is an explanatory diagram of a learning method of a d-axis learning value. In FIG. 5A, the horizontal axis represents the angle θ of 3
The remainder when divided by 0 (hereinafter, the remainder is represented using%. Therefore, the horizontal axis at this time is represented by “θ% 30”). For example, θ% 30 is 4 ° and the proportional term v
A learning method when dp * becomes a value indicated by a mark in the figure will be described. Based on the value of the proportional term vdp *, the d-axis learning value vdr at 0 ° and 5 ° with a certain set gain
Modify [0] and vdr [1]. Here, θ% 30
When 0 is compared with 5 °, since 5 ° is closer, v
The weight given to vdr [1] is made larger than the weight given to dr [0]. The d-axis learning values vdr [2], vdr [3], vdr at boundaries other than θ% 30 = 4 °
[4] and vdr [5] are not modified. This learning does not end only once, but is repeated many times.
By correcting r, the d-axis learning value vdr approaches an optimal value. In the above description, the learning method when θ% 30 is 4 ° has been described. However, when θ% 30 enters another section, the d-axis learning value vdr is learned by the same method.

【００６９】図５の（ｂ）はｄ軸補正値の作成方法の説
明図である。図５の（ｂ）において、横軸はステータ巻
線１ｕ、１ｖ、１ｗのインダクタンス成分による電圧に
対する電流の遅れを補正した角度θ’を３０で除算した
ときの剰余θ’％３０である。ｄ軸補正値作成部４７
は、ｄ軸学習値ｖｄｒを用いて補正値ｖｄｃ＊を作成す
る。例えば、θ’％３０が２３°のとき、この区間の境
界である２０°と２５°のｄ軸学習値ｖｄｒ［４］とｖ
ｄｒ［５］とを補間して求めた図中に●印で示す値をｄ
軸補正値ｖｄｃ＊とする。他の区間についても同様にｄ
軸補正値ｖｄｃ＊を作成する。FIG. 5B is an explanatory diagram of a method for creating a d-axis correction value. In FIG. 5B, the horizontal axis represents the remainder θ ′% 30 when the angle θ ′ obtained by correcting the current delay with respect to the voltage due to the inductance components of the stator windings 1u, 1v, and 1w is divided by 30. d-axis correction value creation unit 47
Creates a correction value vdc * using the d-axis learning value vdr. For example, when θ '% 30 is 23 °, d-axis learning values vdr [4] and vdr at 20 ° and 25 °, which are boundaries of this section,
In the figure obtained by interpolating dr [5],
It is assumed that the axis correction value is vdc *. Similarly for other sections, d
An axis correction value vdc * is created.

【００７０】ステータ巻線１ｕ、１ｖ、１ｗはインダク
タンス成分を持っているため、角度θを用いてｄ軸学習
値を補間したものをそのままｄ軸補正値としても、電流
の応答に遅れが生じるので相電流の波形の歪みを低減で
きない。そのため、ｄ軸学習値ｖｄｒの作成時、ｄ軸補
正値ｖｄｃ＊の作成時、あるいはこれらの両者の作成時
に、この遅れを考慮しｄ軸学習値ｖｄｒ、ｄ軸補正値ｖ
ｄｃ＊、あるいはこれらの両者の位相を進める必要があ
る。実施例１では、区間の分割数を６にし、６つのｄ軸
学習値ｖｄｒを学習している。この分割数が少ないと、
誘起電圧やインダクタンスの影響を精度よく再現できな
い。また、分割数が多いと、ｄ軸学習値ｖｄｒの学習に
時間がかかる。さらに、誘起電圧やインダクタンスの影
響は正負にぼぼ等しくなるため、分割数は偶数にするの
がよい。上記の原理の説明ではｄ軸についての説明をし
たが、ｑ軸についても同様である。Since the stator windings 1u, 1v, and 1w have an inductance component, even if the d-axis learning value is interpolated using the angle θ as the d-axis correction value, a delay occurs in the current response. The distortion of the phase current waveform cannot be reduced. Therefore, when the d-axis learning value vdr, the d-axis correction value vdc *, or both of them are generated, the d-axis learning value vdr, the d-axis correction value v
It is necessary to advance the phase of dc * or both. In the first embodiment, the number of divisions of the section is set to 6, and six d-axis learning values vdr are learned. If this number is small,
The effects of induced voltage and inductance cannot be accurately reproduced. If the number of divisions is large, it takes time to learn the d-axis learning value vdr. Further, since the influence of the induced voltage and the inductance becomes almost equal to the positive and negative, the number of divisions is preferably set to an even number. In the above description of the principle, the d-axis has been described, but the same applies to the q-axis.

【００７１】次に、ｄ軸学習値作成部４６、ｄ軸補正値
作成部４７、ｑ軸学習値作成部５６、およびｑ軸補正値
作成部５７の動作の詳細について説明する。まず、角度
θから区間を求める。角度θを３０で除算した剰余（θ
％３０）が０°以上５°未満のとき区間ｉ＝０、θ０＝
０°とし、５°以上１０°未満のとき区間ｉ＝１、θ１
＝５°とし、…、２５°以上３０°未満のとき区間ｉ＝
５、θ５＝２５°とする。次に、ｄ軸学習値ｖｄｒを求
める。ｄ軸比例項ｖｄｐ＊にある設定された値のゲイン
ＫＩＲを乗算して得た値を加算してｄ軸学習値ｖｄｒを
修正する。ここで修正するｄ軸学習値ｖｄｒは、区間ｉ
の境界でのｖｄｒ［ｉ］とｖｄｒ［（ｉ＋１）％６］で
ある。例えば、区間０のときは、修正するｄ軸学習値ｖ
ｄｒは、ｖｄｒ［０］とｖｄｒ［１］である。また、区
間５のときは、修正するｄ軸学習値ｖｄｒは、ｖｄｒ
［５］とｖｄｒ［０］である。Next, the details of the operations of the d-axis learning value generator 46, the d-axis correction value generator 47, the q-axis learning value generator 56, and the q-axis correction value generator 57 will be described. First, a section is determined from the angle θ. The remainder obtained by dividing the angle θ by 30 (θ
% 30) is greater than or equal to 0 ° and less than 5 °, the interval i = 0, θ0 =
0 °, section i = 1, θ1 when 5 ° or more and less than 10 °
= 5 °,..., When 25 ° or more and less than 30 °, section i =
5, θ5 = 25 °. Next, a d-axis learning value vdr is obtained. The d-axis learning value vdr is corrected by adding the value obtained by multiplying the d-axis proportional term vdp * by the gain KIR of the set value. The d-axis learning value vdr to be corrected here is calculated in the section i
Vdr [i] and vdr [(i + 1)% 6] at the boundary of. For example, in the interval 0, the d-axis learning value v to be corrected
dr is vdr [0] and vdr [1]. In the section 5, the d-axis learning value vdr to be corrected is vdr
[5] and vdr [0].

【００７２】また、角度θからそれぞれの境界までの角
度の大きさに比例した重みを付ける。下記式（２８）の
ように、ｖｄｒ［ｉ］につける重みは｛（θｉ＋５°−
（θ％３０））／５°｝であり、下記式（２９）のよう
に、ｖｄｒ［（ｉ＋１）％６］につける重みは｛（（θ
％３０）−θｉ）／５°｝である。例えば、図５の
（ａ）の◎印のように、θ％３０が４°のとき、θｉは
０なのでｖｄｒ［０］の修正に付ける重みは０.２であ
り、ｖｄｒ［１］の修正に付ける重みは０.８となる。
このように、近い境界でのｄ軸学習値ｖｄｒにつける重
みが大きくなるようにする。そのため、図５の（ａ）で
は、前回から今回への修正量は、ｖｄｒ［０］の修正量
に比較してｖｄｒ［１］の修正量が大きい。ここで、ｄ
軸学習値ｖｄｒはオフセットをもたないように、平均値
を０にする処理を式（２７）、（２８）の演算後に行
う。なお、全てのｄ軸学習値ｖｄｒの初期値は０であ
る。Further, a weight proportional to the magnitude of the angle from the angle θ to each boundary is assigned. As shown in the following expression (28), the weight given to vdr [i] is ｛(θi + 5 ° −
(Θ% 30)) / 5 °}, and the weight given to vdr [(i + 1)% 6] is {((θ
% 30) -θi) / 5 °}. For example, as shown by the ４ mark in FIG. 5A, when θ% 30 is 4 °, θi is 0, so the weight given to the correction of vdr [0] is 0.2, and the correction of vdr [1] is Is 0.8.
In this way, the weight given to the d-axis learning value vdr at the near boundary is increased. Therefore, in FIG. 5A, the correction amount from the previous time to the current time has a larger correction amount of vdr [1] than the correction amount of vdr [0]. Where d
The process of setting the average value to 0 is performed after the calculations of Expressions (27) and (28) so that the axis learning value vdr does not have an offset. Note that the initial values of all the d-axis learning values vdr are 0.

【００７３】[0073]

【数２８】 [Equation 28]

【００７４】[0074]

【数２９】 (Equation 29)

【００７５】ｄ軸補正値作成部４７は、ｄ軸学習値ｖｄ
ｒを直線補間して、電流遅れを考慮したものをｄ軸補正
値ｖｄｃ＊として出力する。まず、ステータ巻線１ｕ、
１ｖ、１ｗのインダクタンス成分による電圧に対する電
流の遅れを補正する。下記式（３０）により、速度ωに
ある設定された値ＫＴＷを乗じて得た値と角度θとを加
算して補正後角度θ’を求める。次に、補正後角度θ’
から補正後区間を求める。補正後角度θ’を３０で除算
した剰余（θ’％３０）が０°以上５°未満のとき補正
後区間ｉ’＝０、θ０’＝０°とし、５°以上１０°未
満のとき補正後区間ｉ’＝１、θ１’＝５°とし、…、
２５°以上３０°未満のとき補正後区間ｉ’＝５、θ
５’＝２５°とする。そして、補正後区間ｉ’の境界の
ｄ軸学習値ｖｄｒ［ｉ’］、ｖｄｒ［（ｉ’＋１）％
６］を直線補間して、角度θ’のときの値を補正値ｖｄ
ｃ＊にする。具体的には、下記式（３１）によりｄ軸補
正値ｖｄｃ＊は算出される。The d-axis correction value creating section 47 outputs a d-axis learning value vd
r is linearly interpolated and a value that takes into account the current delay is output as a d-axis correction value vdc *. First, the stator winding 1u,
The delay of the current with respect to the voltage due to the inductance components of 1v and 1w is corrected. The corrected angle θ ′ is obtained by adding the value obtained by multiplying the speed ω by a certain set value KTW and the angle θ according to the following equation (30). Next, the corrected angle θ ′
To obtain the corrected section. When the remainder (θ ′% 30) obtained by dividing the corrected angle θ ′ by 30 is 0 ° or more and less than 5 °, the corrected section i ′ = 0, θ0 ′ = 0 °, and corrected when it is 5 ° or more and less than 10 °. The subsequent section i ′ = 1, θ1 ′ = 5 °,.
When the angle is 25 ° or more and less than 30 °, the corrected section i ′ = 5, θ
5 ′ = 25 °. Then, the d-axis learning values vdr [i '] and vdr [(i' + 1)% at the boundary of the corrected section i '
6] is linearly interpolated and the value at the angle θ ′ is corrected to the correction value vd
c *. Specifically, the d-axis correction value vdc * is calculated by the following equation (31).

【００７６】[0076]

【数３０】 [Equation 30]

【００７７】[0077]

【数３１】 (Equation 31)

【００７８】ｑ軸学習値作成部５６及びｑ軸補正値作成
部５７も上記ｄ軸の場合と同様に動作する。ｑ軸学習値
作成部５６は、ｑ軸比例項ｖｑｐ＊に基づき誘起電圧や
インダクタンスの歪みの影響の情報であるｑ軸学習値ｖ
ｑｒを作成する。下記式（３２）、（３３）により、ｑ
軸比例項ｖｑｐ＊に予め設定された値であるゲインＫＩ
Ｒを乗算して得た値に重みをつけ、ｑ軸学習値ｖｑｒを
修正する。ここで、ｑ軸学習値ｖｑｒはオフセットをも
たないように、平均値を０にする処理を下記式（３
２）、（３３）の演算後に行う。なお、全てのｑ軸学習
値ｖｑｒの初期値は０である。The q-axis learning value creating section 56 and the q-axis correction value creating section 57 operate in the same manner as in the case of the d-axis. The q-axis learning value creation unit 56 generates a q-axis learning value v which is information on the influence of induced voltage and inductance distortion based on the q-axis proportional term vqp *.
Create qr. According to the following formulas (32) and (33), q
Gain KI which is a value preset in the axis proportional term vqp *
The value obtained by multiplying R is weighted to correct the q-axis learning value vqr. Here, the process of setting the average value to 0 so that the q-axis learning value vqr does not have an offset is performed by the following equation (3).
2), after the calculation of (33). Note that the initial values of all q-axis learning values vqr are 0.

【００７９】[0079]

【数３２】 (Equation 32)

【００８０】[0080]

【数３３】 [Equation 33]

【００８１】ｑ軸補正値作成部５７は、ｑ軸学習値ｖｑ
ｒを補間し電流遅れを考慮したものをｑ軸補正値ｖｑｃ
＊として出力する。下記式（３４）により、補正後角度
θ’でｑ軸学習値ｖｑｒを補間する。ここで、補正後角
度θ’は、ｄ軸補正値作成部４７における補正後角度
θ’と同様であるため、補正後角度θ’の説明について
は省略する。The q-axis correction value creating section 57 outputs a q-axis learning value vq
The value obtained by interpolating r and taking the current delay into account is the q-axis correction value vqc.
Output as *. The q-axis learning value vqr is interpolated by the corrected angle θ ′ according to the following equation (34). Here, the post-correction angle θ ′ is the same as the post-correction angle θ ′ in the d-axis correction value creation unit 47, and thus the description of the post-correction angle θ ′ is omitted.

【００８２】[0082]

【数３４】 (Equation 34)

【００８３】図６は上記のように構成された実施例１の
モータ制御装置における相電流の電流波形を示す波形図
である。実施例１のモータ制御装置は、誘起電圧やイン
ダクタンスの歪みの情報を学習した学習値に基づいて補
正値を算出して、この補正値をフィードフォワード的に
電圧指令値に重畳してブラシレスモータのステータ巻線
に供給しているため、図６の波形図に表れているよう
に、相電流の歪みは確実に低減されている。FIG. 6 is a waveform diagram showing a current waveform of a phase current in the motor control device of the first embodiment configured as described above. The motor control device according to the first embodiment calculates a correction value based on a learned value obtained by learning information on an induced voltage and distortion of an inductance, and superimposes the correction value on a voltage command value in a feed-forward manner, thereby controlling the brushless motor. Since the current is supplied to the stator winding, the distortion of the phase current is reliably reduced as shown in the waveform diagram of FIG.

【００８４】以下、本発明の実施例１の効果について説
明する。実施例１のモータ制御装置によれば、誘起電圧
やインダクタンスの歪みの影響の情報をｄ軸比例項ｖｄ
ｐ＊から得てｄ軸学習値ｖｄｒを作成し、このｄ軸学習
値ｖｄｒを補間するとともに、電流遅れを考慮しｄ軸補
正値ｖｄｃ＊を作成する。そして、このｄ軸補正値ｖｄ
ｃ＊をフィードフォワード的にｄ軸電圧指令値ｖｄ＊に
重畳している。同様に、誘起電圧やインダクタンスの歪
みの影響の情報をｑ軸比例項ｖｑｐ＊から得てｑ軸学習
値ｖｑｒを作成し、このｑ軸学習値ｖｑｒを補間すると
ともに、電流遅れを考慮しｑ軸補正値ｖｑｃ＊を作成す
る。そして、このｑ軸補正値ｖｑｃ＊をフィードフォワ
ード的にｑ軸電圧指令値ｖｑ＊に重畳する。このよう
に、実施例１のモータ制御装置では、誘起電圧やインダ
クタンスの歪みの影響を学習して得た学習値に基づいて
電圧指令値をフィードフォワード的に補正している。そ
の結果、ブラシレスモータに供給する相電圧の歪みを低
減し、トルクリップルや電磁音を低減したモータ制御装
置を実現することができる。The effect of the first embodiment of the present invention will be described below. According to the motor control device of the first embodiment, the information on the influence of the induced voltage and the distortion of the inductance is represented by the d-axis proportional term vd
A d-axis learning value vdr is created from p *, the d-axis learning value vdr is interpolated, and a d-axis correction value vdc * is created in consideration of a current delay. Then, the d-axis correction value vd
c * is superimposed on the d-axis voltage command value vd * in a feedforward manner. Similarly, information on the influence of the induced voltage and the distortion of the inductance is obtained from the q-axis proportional term vqp * to create a q-axis learning value vqr. Create a correction value vqc *. Then, the q-axis correction value vqc * is superimposed on the q-axis voltage command value vq * in a feedforward manner. As described above, in the motor control device according to the first embodiment, the voltage command value is corrected in a feedforward manner based on the learning value obtained by learning the influence of the induced voltage and the distortion of the inductance. As a result, it is possible to realize a motor control device in which the distortion of the phase voltage supplied to the brushless motor is reduced and the torque ripple and the electromagnetic noise are reduced.

【００８５】《実施例２》次に、本発明に係る実施例２
におけるモータ制御装置について図７を参照しつつ説明
する。図７は実施例２のモータ制御装置の構成を示すブ
ロック図である。実施例１におけるモータ制御装置は、
電流制御部３０において、比例項と積分項と非干渉項と
を加算し、さらに補正値を加算し電圧指令値としてい
た。これに対して実施例２におけるモータ制御装置は、
積分項の機能を学習値に含ませたものである。従って、
実施例１のモータ制御装置と同一部分には同一参照符号
を付して重複する説明は省略する。Embodiment 2 Next, Embodiment 2 according to the present invention.
Will be described with reference to FIG. FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration of the motor control device according to the second embodiment. The motor control device according to the first embodiment includes:
In the current control unit 30, the proportional term, the integral term, and the non-interference term are added, and a correction value is further added as a voltage command value. On the other hand, the motor control device in the second embodiment
The function of the integral term is included in the learning value. Therefore,
The same parts as those of the motor control device according to the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and redundant description will be omitted.

【００８６】［実施例２のモータ制御装置の構成］以
下、実施例１のモータ制御装置と構成の異なる部分につ
いて説明する。図７において、実施例２のモータ制御装
置は、ＭＰＵ２０８が実施例１のＭＰＵ８の構成と異な
り、このＭＰＵ２０８の構成のうち、電流制御部２３０
のみが実施例１の電流制御部３０と異なっている。この
電流制御部２３０の構成のうち、電圧指令値作成部２３
３のみが実施例１の電圧指令値作成部３３と異なってい
る。この電圧指令値作成部２３３の構成のうち、補正前
ｄ軸電圧指令値作成部２４５、ｄ軸学習値作成部２４
６、補正前ｑ軸電圧指令値作成部２５５、およびｑ軸学
習値作成部２５６が実施例１と異なり、また電圧指令値
作成部３３のｄ軸積分項作成部４３、およびｑ軸積分項
作成部５３は削除されている。[Structure of Motor Control Device of Second Embodiment] A description will be given hereinbelow of a portion having a different structure from the motor control device of the first embodiment. 7, in the motor control device of the second embodiment, the MPU 208 differs from the configuration of the MPU 8 of the first embodiment.
Only the current control unit 30 differs from the current control unit 30 of the first embodiment. Of the configuration of the current control unit 230, the voltage command value creation unit 23
3 is different from the voltage command value creating unit 33 of the first embodiment. Among the configurations of the voltage command value creating section 233, the d-axis voltage command value before creating correction section 245, the d-axis learning value creating section 24
6. The pre-correction q-axis voltage command value creation unit 255 and the q-axis learning value creation unit 256 are different from the first embodiment, and the d-axis integral term creation unit 43 and the q-axis integration term creation of the voltage command value creation unit 33 The unit 53 has been deleted.

【００８７】補正前ｄ軸電圧指令値作成部２４５は、ｄ
軸比例項ｖｄｐ＊とｄ軸非干渉項ｖｄｎ＊とから補正前
ｄ軸電圧指令値ｖｄ１＊を算出して出力する。ｄ軸学習
値作成部２４６は、ｄ軸電流誤差値ｅｄと角度θとから
ｄ軸学習値ｖｄｒを生成して出力する。補正前ｑ軸電圧
指令値作成部２５５は、ｑ軸比例項ｖｑｐ＊とｑ軸非干
渉項ｖｑｎ＊とから補正前ｑ軸電圧指令値ｖｑ１＊を算
出して出力する。ｑ軸学習値作成部２５６は、ｑ軸電流
誤差値ｅｑと角度θとからｑ軸学習値ｖｑｒを生成して
出力する。The pre-correction d-axis voltage command value creation unit 245
An uncorrected d-axis voltage command value vd1 * is calculated and output from the axis proportional term vdp * and the d-axis non-interference term vdn *. The d-axis learning value creation unit 246 generates and outputs a d-axis learning value vdr from the d-axis current error value ed and the angle θ. The pre-correction q-axis voltage command value creation unit 255 calculates and outputs a pre-correction q-axis voltage command value vq1 * from the q-axis proportional term vqp * and the q-axis non-interference term vqn *. The q-axis learning value creation unit 256 generates and outputs a q-axis learning value vqr from the q-axis current error value eq and the angle θ.

【００８８】［実施例２のモータ制御装置の動作］次
に、本発明の実施例２のモータ制御装置の上記実施例１
の構成と異なる部分の動作について説明する。補正前ｄ
軸電圧指令値作成部２４５は、下記式（３５）により、
ｄ軸比例項ｖｄｐ＊とｄ軸非干渉項ｖｄｎ＊とを加算し
て補正前ｄ軸電圧指令値ｖｄ１＊を算出する。補正前ｑ
軸電圧指令値作成部２５５は、下記式（３６）により、
ｑ軸比例項ｖｑｐ＊とｑ軸非干渉項ｖｑｎ＊とを加算し
た結果を補正前ｑ軸電圧指令値ｖｑ１＊を算出する。[Operation of Motor Control Device of Second Embodiment] Next, the first embodiment of the motor control device of the second embodiment of the present invention will be described.
The operation of a portion different from the above configuration will be described. Before correction d
The shaft voltage command value creation unit 245 calculates the following equation (35).
A d-axis voltage command value vd1 * before correction is calculated by adding the d-axis proportional term vdp * and the d-axis non-interference term vdn *. Before correction q
The shaft voltage command value creation unit 255 calculates the following equation (36).
A q-axis voltage command value vq1 * before correction is calculated based on the result of adding the q-axis proportional term vqp * and the q-axis non-interference term vqn *.

【００８９】[0089]

【数３５】 (Equation 35)

【００９０】[0090]

【数３６】 [Equation 36]

【００９１】ｄ軸学習値作成部２４６は、下記式（３
７）により、ｄ軸電流誤差値ｅｄにある設定された値で
あるｄ軸積分ゲインＫＩＤを乗算して得た値を加算して
全ての区間のｄ軸学習値ｖｄｒを修正する。The d-axis learning value creation unit 246 calculates the following equation (3)
According to 7), the value obtained by multiplying the d-axis current error value ed by the d-axis integral gain KID, which is a set value, is added to correct the d-axis learning value vdr in all sections.

【００９２】[0092]

【数３７】 (37)

【００９３】次に、ｄ軸学習値作成部２４６は、誘起電
圧やインダクタンスの歪みの影響の情報を学習する。す
なわち、下記式（３８）、（３９）により、ｄ軸電流誤
差値ｅｄに、ある設定された値であるゲインＫＩＲ２を
乗算して重みをつけて得た値を加算して修正しｄ軸学習
値ｖｄｒを算出する。実施例１のモータ制御装置におい
ては、ｄ軸比例項ｖｄｐ＊を用いてｄ軸学習値ｖｄｒを
修正した。しかし、ｄ軸比例項ｖｄｐ＊はｄ軸電流誤差
値ｅｄに比例するため、実施例２においては、ｄ軸電流
誤差値ｅｄを用いてｄ軸学習値ｖｄｒを修正する。ここ
で、修正するｄ軸学習値ｖｄｒ（ｖｄｒ［ｉ］とｖｄｒ
［（ｉ＋１）％６］）、およびそれらにつける重みは実
施例１と同様である。なお、実施例１で行ったｄ軸学習
値ｖｄｒがオフセットをもたないように、平均値を０に
する処理は行わない。Next, the d-axis learning value creation unit 246 learns information on the influence of induced voltage and distortion of inductance. That is, according to the following equations (38) and (39), the d-axis current error value ed is multiplied by a gain KIR2, which is a set value, and a value obtained by weighting is added to the d-axis current error value ed for correction. Calculate the value vdr. In the motor control device of the first embodiment, the d-axis learning value vdr is corrected using the d-axis proportional term vdp *. However, since the d-axis proportional term vdp * is proportional to the d-axis current error value ed, in the second embodiment, the d-axis learning value vdr is corrected using the d-axis current error value ed. Here, the d-axis learning value vdr (vdr [i] and vdr
[(I + 1)% 6]) and the weights given to them are the same as in the first embodiment. Note that the process of setting the average value to 0 is not performed so that the d-axis learning value vdr performed in the first embodiment does not have an offset.

【００９４】[0094]

【数３８】 (38)

【００９５】[0095]

【数３９】 [Equation 39]

【００９６】ｑ軸に対しても以下に説明するように同様
に動作する。すなわち、ｑ軸学習値作成部２５６は、下
記式（４０）により、ｑ軸電流誤差値ｅｑにある設定さ
れた値であるｑ軸積分ゲインＫＩＱを乗算して得た値を
加算して全ての区間のｑ軸学習値ｖｑｒを修正する。次
に、ｑ軸学習値作成部２５６は、誘起電圧やインダクタ
ンスの歪みの影響の情報を学習する。すなわち、下記式
（４１）、（４２）により、ｑ軸電流誤差値ｅｑにある
設定された値であるゲインＫＩＲ２を乗算して得た値に
重みをつけて加算してｑ軸学習値ｖｑｒを算出する。こ
こで、修正するｑ軸学習値ｖｑｒ（ｖｑｒ［ｉ］とｖｑ
ｒ［（ｉ＋１）％６］）、およびそれらにつける重みは
実施例１と同様である。なお、実施例１で行ったｑ軸学
習値ｖｑｒがオフセットをもたないように、平均値を０
にする処理は行わない。The same operation is performed for the q axis as described below. That is, the q-axis learning value creation unit 256 adds the values obtained by multiplying the q-axis current error value eq by the q-axis integral gain KIQ, which is a set value, according to the following equation (40), and adds all the values. The q-axis learning value vqr of the section is corrected. Next, the q-axis learning value creation unit 256 learns information on the influence of induced voltage and distortion of inductance. That is, according to the following equations (41) and (42), a value obtained by multiplying the q-axis current error value eq by a gain KIR2 which is a set value is weighted and added to obtain a q-axis learning value vqr. calculate. Here, the q-axis learning value vqr (vqr [i] and vqr
r [(i + 1)% 6]) and the weights given to them are the same as in the first embodiment. The average value is set to 0 so that the q-axis learning value vqr performed in the first embodiment does not have an offset.
Is not performed.

【００９７】[0097]

【数４０】 (Equation 40)

【００９８】[0098]

【数４１】 [Equation 41]

【００９９】[0099]

【数４２】 (Equation 42)

【０１００】以下、本発明の実施例２のモータ制御装置
の効果について実施例１と比較して説明する。実施例１
のモータ制御装置においては、式（１８）によりｄ軸積
分項ｖｄｉ＊を作成し、式（２８）及び式（２９）によ
りｄ軸学習値ｖｄｒを算出していた。ここで、比例項ｖ
ｄｐ＊には誤差が含まれるため、式（２８）、及び（２
９）の演算により学習値ｖｄｒに誤差が累積されオフセ
ットが発生する。この問題をなくすために、実施例１に
おいては、式（２８）、（２９）の演算後に、学習値ｖ
ｄｒの平均を０にする処理を行っていた。平均を０にす
る処理を行わないと、ｄ軸積分項ｖｄｉ＊がこの学習値
ｖｄｒのオフセットを常に補償するように動作するた
め、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊が適切な値を取り続けるよう
に演算が繰り返し行われる。しかし、ＭＰＵ８の内部の
演算において、学習値ｖｄｒ、およびｄ軸積分項ｖｄｉ
＊は有限な値であるため、オーバーフロー（桁あふれ）
が発生するからである。これは、ｑ軸に対しても同様で
ある。Hereinafter, effects of the motor control device according to the second embodiment of the present invention will be described in comparison with the first embodiment. Example 1
In the motor control device described above, the d-axis integral term vdi * is created by the equation (18), and the d-axis learning value vdr is calculated by the equations (28) and (29). Where the proportional term v
Since dp * includes an error, equations (28) and (2)
By the calculation of 9), an error is accumulated in the learning value vdr and an offset occurs. In order to eliminate this problem, in the first embodiment, the learning value v is calculated after the operations of Expressions (28) and (29).
The processing of setting the average of dr to 0 has been performed. If the process of setting the average to 0 is not performed, the d-axis integral term vdi * operates so as to always compensate for the offset of the learning value vdr, so that the calculation is performed so that the d-axis voltage command value vd * keeps an appropriate value. Is repeatedly performed. However, in the calculation inside the MPU 8, the learning value vdr and the d-axis integral term vdi
* Is a finite value, so overflow (digit overflow)
Is generated. This is the same for the q axis.

【０１０１】実施例２のモータ制御装置においては、ｄ
軸積分項の機能をｄ軸学習値ｖｄｒに含ませ、ｑ軸積分
項の機能をｑ軸学習値ｖｑｒに含ませている。その結
果、実施例１で行ったｄ軸学習値ｖｄｒ及びｑ軸学習値
ｖｑｒがオフセットをもたないように、それぞれの平均
値を０にする処理が削除できる。こうすることで、実施
例２のモータ制御装置は、実施例１と同様に相電流の歪
みの低減を実現し、さらに、演算時間の低減を実現する
ことができる。In the motor control device according to the second embodiment, d
The function of the axis integral term is included in the d-axis learning value vdr, and the function of the q-axis integral term is included in the q-axis learning value vqr. As a result, the process of setting the respective average values to 0 so that the d-axis learning value vdr and the q-axis learning value vqr performed in the first embodiment do not have an offset can be deleted. In this way, the motor control device according to the second embodiment can reduce the distortion of the phase current similarly to the first embodiment, and can further reduce the calculation time.

【０１０２】なお、実施例１及び実施例２のモータ制御
装置において、式（３０）で補正後角度θ’を求め、こ
の補正後角度θ’に基づきｄ軸補正値ｖｄｃ＊とｑ軸補
正値ｖｑｃ＊とを作成することで、電圧に対する電流の
応答遅れを補償している。しかし、ｄ軸学習値ｖｄｒと
ｑ軸学習値ｖｑｒとを作成するときにこの応答遅れを考
慮してもよい。また、学習値（ｄ軸学習値ｖｄｒ及びｑ
軸学習値ｖｑｒ）、および補正値（ｄ軸補正値ｖｄｃ＊
及びｑ軸補正値ｖｑｃ＊）の両者を作成するときにこの
応答遅れを考慮してもよい。In the motor control devices according to the first and second embodiments, the corrected angle θ ′ is obtained by the equation (30), and the d-axis correction value vdc * and the q-axis correction value are calculated based on the corrected angle θ ′. By creating vqc *, the response delay of the current with respect to the voltage is compensated. However, the response delay may be considered when creating the d-axis learning value vdr and the q-axis learning value vqr. Further, learning values (d-axis learning values vdr and q
Axis learning value vqr) and correction value (d-axis correction value vdc *)
And the response delay may be considered when creating both the q-axis correction values vqc *).

【０１０３】また、上記実施例１及び２の説明におい
て、学習値（ｄ軸学習値ｖｄｒ及びｑ軸学習値ｖｑｒ）
の周期を３０°としている。しかし、この周期は制御す
るモータの性質に合わせるものであり、学習値の周期が
３０°以外であっても本発明に含まれるのはいうまでも
ない。例えば、電気角あたりステータのスロット数が６
であるモータでは、学習値の周期を６０°にすること
で、相電流の歪みを低減することができる。さらに、区
間の分割数を６としたが、本発明はこれに限定されず、
分割数を増減してもよい。In the description of the first and second embodiments, the learning values (d-axis learning value vdr and q-axis learning value vqr) are used.
Is 30 °. However, this cycle is adapted to the property of the motor to be controlled, and it goes without saying that even if the cycle of the learning value is other than 30 °, it is included in the present invention. For example, the number of stator slots per electrical angle is 6
In the motor, the distortion of the phase current can be reduced by setting the cycle of the learning value to 60 °. Further, although the number of divisions of the section is set to 6, the present invention is not limited to this.
The number of divisions may be increased or decreased.

【０１０４】また、上記実施例１及び２の説明におい
て、誘起電圧やインダクタンスの歪みの影響は速度に無
関係としている。しかし、永久磁石や相電流により発生
する電圧は速度に比例するため、誘起電圧やインダクタ
ンスの歪みの影響も速度に比例する。従って、この誘起
電圧やインダクタンスの歪みの影響と速度との関係を考
慮し、学習値（ｄ軸学習値ｖｄｒ及びｑ軸学習値ｖｑ
ｒ）を作成するゲインＫＩＲ、ＫＩＲ２を速度に反比例
させた値とする。これにより、補正値（ｄ軸補正値ｖｄ
ｃ＊及びｑ軸補正値ｖｑ＊）を作成するとき、学習値に
速度を乗じたものに基づき補正値を作成することで、学
習値の収束を早めることができる。さらに、学習値（ｄ
軸学習値ｖｄｒ及びｑ軸学習値ｖｑｒ）を常に求め続け
るように説明した。しかし、モータの回転動作状態の変
化が大きい場合には、学習値を作成せず、学習値を０と
して補正値（ｄ軸補正値ｖｄｃ＊及びｑ軸補正値ｖｑｃ
＊）を０とし、定常時にのみ学習値を求めるようにして
もよい。In the description of the first and second embodiments, the influence of the induced voltage or the distortion of the inductance is independent of the speed. However, since the voltage generated by the permanent magnet and the phase current is proportional to the speed, the effects of the induced voltage and the distortion of the inductance are also proportional to the speed. Therefore, the learning values (d-axis learning value vdr and q-axis learning value vq) are considered in consideration of the relationship between the influence of the induced voltage and the distortion of the inductance and the speed.
The gains KIR and KIR2 for creating r) are set to values inversely proportional to the speed. Thereby, the correction value (d-axis correction value vd
When creating the c * and q-axis correction values vq *), the convergence of the learning values can be accelerated by creating the correction values based on the learning values multiplied by the speed. Further, the learning value (d
It has been described that the axis learning value vdr and the q-axis learning value vqr) are always obtained. However, when the change in the rotational operation state of the motor is large, the learning value is not generated, and the learning value is set to 0 and the correction values (d-axis correction value vdc * and q-axis correction value vqc
*) May be set to 0, and the learning value may be obtained only during a steady state.

【０１０５】また、上記実施例１及び２の説明におい
て、光エンコーダ４によリ回転角度及び速度を検出して
いる。しかし、例えば、ホールＩＣのように磁極位置を
示す信号から角度θと速度ωとを求めてもよい。さら
に、位置センサを用いないで角度θと速度ωとを電圧指
令値と電流値とから計算で求める位置センサレス方式に
してもよい。特に、位置センサレス方式によれば、動作
状態により角度θの推定の誤差が変化しても常に正しい
誘起電圧やインダクタンスの歪みの影響を低減し続ける
ことができる。In the description of the first and second embodiments, the rotation angle and the speed are detected by the optical encoder 4. However, for example, the angle θ and the speed ω may be obtained from a signal indicating the magnetic pole position like a Hall IC. Further, a position sensorless system may be used in which the angle θ and the speed ω are calculated from the voltage command value and the current value without using a position sensor. In particular, according to the position sensorless method, it is possible to always reduce the influence of the correct induced voltage and the distortion of the inductance even if the estimation error of the angle θ changes depending on the operation state.

【０１０６】また、制御するモータとして、ロータ２の
内部に永久磁石３を埋め込んだ埋込磁石型のブラシレス
モータについて説明した。しかし、ロータの表面に永久
磁石を配置した表面磁石型モータ（ＳＰＭ：Surface P
ermanent Magnet motor）でも同様に制御できる。さ
らに、ブラシレスモータのみならず、永久磁石をロータ
に配置しないシンクロナンスリラクタンスモータ（Ｓｙ
ｎＲＭ：SynchronousReluctance Motor）でも同様に制
御できる。Further, as the motor to be controlled, an embedded magnet type brushless motor having the permanent magnet 3 embedded in the rotor 2 has been described. However, a surface magnet type motor (SPM: Surface P
It can be controlled in the same way with an ermanent magnet motor. Furthermore, not only a brushless motor but also a synchronous reluctance motor (Sy
The same control can be performed by nRM (Synchronous Reluctance Motor).

【０１０７】[0107]

【発明の効果】以上実施例で詳細に説明したことから、
本発明に係るモータ制御装置によれば、誘起電圧やイン
ダクタンスの歪みの影響を学習した学習値に基づいて補
正値を算出し、この補正値により電圧指令値をフィード
フォワード的に補正している。その結果、本発明のモー
タ制御装置を用いることにより、モータのステータを流
れる相電流の歪みを低減し、トルクリップルや電磁音の
発生を少なくしてモータを制御できる。As described above in detail in the embodiments,
According to the motor control device of the present invention, the correction value is calculated based on the learning value obtained by learning the effects of the induced voltage and the distortion of the inductance, and the voltage command value is corrected in a feedforward manner by the correction value. As a result, by using the motor control device of the present invention, the distortion of the phase current flowing through the stator of the motor can be reduced, and the motor can be controlled with less occurrence of torque ripple and electromagnetic noise.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】本発明に係る実施例１のモータ制御装置の構成
を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a motor control device according to a first embodiment of the present invention.

【図２】本発明に係る実施例１のモータ制御装置におけ
る駆動部の構成を示す回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a configuration of a drive unit in the motor control device according to the first embodiment of the present invention.

【図３】本発明に係る実施例１のブラシレスモータにお
けるステータ巻線とロータのｄ軸とｑ軸と角度との関係
を示す図である。FIG. 3 is a diagram illustrating a relationship among a stator winding, a d-axis, a q-axis, and an angle of a rotor in the brushless motor according to the first embodiment of the present invention.

【図４】実施例１のモータ制御装置において比例積分制
御と非干渉制御との電流制御をしたときの各値の波形図
であり、（ａ）はｄ軸電流指令値とｄ軸電流値とｄ軸電
流誤差値との電流波形図であり、（ｂ）はｄ軸比例項と
ｄ軸積分項とｄ軸非干渉項との電圧波形図である。FIG. 4 is a waveform diagram of each value when current control of proportional integral control and non-interference control is performed in the motor control device according to the first embodiment, where (a) is a d-axis current command value, a d-axis current value, It is a current waveform diagram with a d-axis current error value, and (b) is a voltage waveform diagram of a d-axis proportional term, a d-axis integral term, and a d-axis non-interference term.

【図５】本発明に係る実施例１のモータ制御装置におけ
る特徴部分の動作を説明する図であり、（ａ）はｄ軸学
習値の学習方法を説明する図であり、（ｂ）はｄ軸補正
値の作成方法を説明する図である。5A and 5B are diagrams illustrating an operation of a characteristic portion in the motor control device according to the first embodiment of the present invention, wherein FIG. 5A is a diagram illustrating a learning method of a d-axis learning value, and FIG. FIG. 7 is a diagram illustrating a method of creating an axis correction value.

【図６】本発明に係る実施例１のモータ制御装置におけ
る相電流の電流波形図である。FIG. 6 is a current waveform diagram of a phase current in the motor control device according to the first embodiment of the present invention.

【図７】本発明に係る実施例２のモータ制御装置の構成
を示すブロック図である。FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration of a motor control device according to a second embodiment of the present invention.

【図８】従来のモータ制御装置における相電流の電流波
形図である。FIG. 8 is a current waveform diagram of a phase current in a conventional motor control device.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ｕ ステータ巻線 １ｖ ステータ巻線 １ｗ ステータ巻線 ５ ブラシレスモータ ６ｖ 電流センサ ６ｗ 電流センサ ７ 駆動部 ８ ＭＰＵ １０ 角度速度演算部 ２０ 速度制御部 ３０ 電流制御部 ３２ ３相２相変換部 ３３ 電圧指令値作成部 ３４ ２相３相変換部 ４６ ｄ軸学習値作成部 ４７ ｄ軸補正値作成部 ５６ ｑ軸学習値作成部 ５７ ｑ軸学習値作成部 1u Stator winding 1v Stator winding 1w Stator winding 5 Brushless motor 6v Current sensor 6w Current sensor 7 Drive unit 8 MPU 10 Angular speed calculation unit 20 Speed control unit 30 Current control unit 32 Three-phase two-phase conversion unit 33 Voltage command value Creation unit 34 Two-phase three-phase conversion unit 46 d-axis learning value creation unit 47 d-axis correction value creation unit 56 q-axis learning value creation unit 57 q-axis learning value creation unit

フロントページの続き (72)発明者 田澤 徹 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 Ｆターム(参考） 5H560 AA02 AA08 AA10 BB04 BB07 DA09 DA14 DA18 DB20 DC01 DC12 EB01 EC01 GG04 RR01 SS01 TT15 TT18 UA06 XA04 XA12 XB10 Continued on the front page (72) Inventor Toru Tazawa 1006 Kadoma Kadoma, Osaka Prefecture Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. F-term (reference) 5H560 AA02 AA08 AA10 BB04 BB07 DA09 DA14 DA18 DB20 DC01 DC12 EB01 EC01 GG04 RR01 SS01 TT15 TT18 UA06 XA04 XA12 XB10

Claims (6)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 モータに流れる電流を検出し、電流値を
出力する電流検出手段と、 前記モータに流す電流の指令値を作成する電流指令値作
成手段と、 前記電流指令値と前記電流値とに基づき前記モータに印
加する電圧指令値を作成する電圧指令値作成手段と、 前記電圧指令値に基づき前記モータに電圧を印加する駆
動手段とを具備し、 前記電圧指令値作成手段が、前記電流指令値と前記電流
値とに基づき前記電圧指令値の補正に使用する駆動周波
数の整数倍の周波数の学習値を作成する学習値作成手段
を有し、前記学習値にも基づき前記電圧指令値を作成す
るよう構成されたモータ制御装置。A current detection unit that detects a current flowing through the motor and outputs a current value; a current command value generation unit that generates a command value of a current flowing through the motor; Voltage command value generating means for generating a voltage command value to be applied to the motor based on the voltage command value, and driving means for applying a voltage to the motor based on the voltage command value. Learning value creating means for creating a learning value of a frequency that is an integral multiple of the driving frequency used for correcting the voltage command value based on the command value and the current value, and the voltage command value based on the learning value. A motor control device configured to create. 【請求項２】 前記電圧指令値作成手段は、前記学習値
の位相を進めて補間した結果にも基づき前記電圧指令値
を作成することを特徴とする請求項１に記載のモータ制
御装置。2. The motor control device according to claim 1, wherein the voltage command value creating unit creates the voltage command value based on a result obtained by advancing the phase of the learning value and performing interpolation. 【請求項３】 前記電圧指令値作成手段は、前記モータ
の回転数が大きくなると前記位相を大きくすることを特
徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。3. The motor control device according to claim 2, wherein the voltage command value creating unit increases the phase as the number of rotations of the motor increases. 【請求項４】 モータのステータ巻線に流れる電流を検
出し、相電流値を出力する相電流検出手段と、 静止座標系における前記相電流値を回転座標系のｄ軸上
のｄ軸電流値及びｑ軸上のｑ軸電流値とにそれぞれ変換
する３相２相変換手段と、 前記ｄ軸電流値の指令値であるｄ軸電流指令値と前記ｑ
軸電流値の指令値であるｑ軸電流指令値とを作成する電
流指令値作成手段と、 前記ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電流値と前記ｑ軸電流指
令値と前記ｑ軸電流値とに基づき前記ｄ軸に印加する電
圧の指令値であるｄ軸電圧指令値と前記ｑ軸に印加する
電圧の指令値であるｑ軸電圧指令値とを作成する電圧指
令値作成手段と、 前記回転座標系におけるの前記ｄ軸電圧指令値と前記ｑ
軸電圧指令値とを前記静止座標系における相電圧指令値
に変換する２相３相変換手段と、 前記相電圧指令値に基づき前記ステータ巻線に電圧を印
加する駆動手段とを具備し、 前記電圧指令値作成手段が、前記ｄ軸電流指令値と前記
ｄ軸電流値とに基づき前記ｄ軸電圧指令値の補正に使用
する駆動周波数の整数倍の周波数のｄ軸学習値を作成す
るｄ軸学習値作成手段と、 前記ｑ軸電流指令値と前記ｑ軸電流値とに基づき前記ｑ
軸電圧指令値の補正に使用する駆動周波数の整数倍の周
波数のｑ軸学習値を作成するｑ軸学習値作成手段とを有
し、前記ｄ軸学習値にも基づき前記ｄ軸電圧指令値を作
成し、前記ｑ軸学習値にも基づき前記ｑ軸電圧指令値を
作成するよう構成されたモータ制御装置。4. A phase current detecting means for detecting a current flowing through a stator winding of a motor and outputting a phase current value, and a d-axis current value on a d-axis of a rotating coordinate system, wherein the phase current value in a stationary coordinate system is obtained. And a three-phase / two-phase conversion means for converting the current value into a q-axis current value on the q-axis, and a d-axis current command value which is a command value of the d-axis current value and the q-axis current value.
Current command value creating means for creating a q-axis current command value that is a command value of an axis current value; and the d-axis current command value, the d-axis current value, the q-axis current command value, and the q-axis current value. Voltage command value creation means for creating a d-axis voltage command value that is a command value of a voltage applied to the d-axis and a q-axis voltage command value that is a command value of a voltage to be applied to the q-axis, based on The d-axis voltage command value in the coordinate system and the q
A two-phase / three-phase conversion means for converting an axis voltage command value into a phase voltage command value in the stationary coordinate system; and a driving means for applying a voltage to the stator winding based on the phase voltage command value. A d-axis learning value generating unit that generates a d-axis learning value having a frequency that is an integral multiple of a drive frequency used for correcting the d-axis voltage command value based on the d-axis current command value and the d-axis current value; Learning value creation means; and the q value based on the q-axis current command value and the q-axis current value.
Q-axis learning value creating means for creating a q-axis learning value having a frequency that is an integral multiple of the driving frequency used for correcting the axis voltage command value, and the d-axis voltage command value And a motor control device configured to generate the q-axis voltage command value based on the q-axis learning value. 【請求項５】 前記電圧指令値作成手段が、前記ｄ軸学
習値の位相を進めて補間した結果にも基づき前記ｄ軸電
圧指令値を作成し、前記ｑ軸学習値の位相を進めて補間
した結果にも基づき前記ｑ軸電圧指令値を作成するよう
構成された請求項４に記載のモータ制御装置。5. The voltage command value creating means creates the d-axis voltage command value based on a result of advancing and interpolating the phase of the d-axis learning value and interpolating by advancing the phase of the q-axis learning value. The motor control device according to claim 4, wherein the q-axis voltage command value is generated based on the result. 【請求項６】 前記電圧指令値作成手段が、前記モータ
の回転数が大きくなると前記位相を大きくするよう構成
された請求項５に記載のモータ制御装置。6. The motor control device according to claim 5, wherein the voltage command value creating means is configured to increase the phase as the number of rotations of the motor increases.