JP5910296B2

JP5910296B2 - Induction machine control device

Info

Publication number: JP5910296B2
Application number: JP2012111470A
Authority: JP
Inventors: 彰宏井村
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2012-05-15
Filing date: 2012-05-15
Publication date: 2016-04-27
Anticipated expiration: 2032-05-15
Also published as: JP2013240193A

Description

本発明は、推定された２次磁束に基づき、誘導機の制御量を制御すべく、誘導機に交流電圧を印加する交流電圧印加手段を操作する誘導機の制御装置に関する。 The present invention relates to a control device for an induction machine that operates AC voltage application means for applying an AC voltage to an induction machine in order to control a control amount of the induction machine based on an estimated secondary magnetic flux.

たとえば下記特許文献１には、２次磁束の推定値の正および負のピーク値から２次磁束の誤差であるオフセット量を算出し、これを低減するものも提案されている。 For example, Patent Document 1 below proposes a method for calculating an offset amount that is an error of the secondary magnetic flux from the positive and negative peak values of the estimated value of the secondary magnetic flux and reducing the offset amount.

特開２０１１−２５０６３０号公報JP 2011-250630 A

ただし、ピーク値を検出するうえでは、２次磁束の推定周期等を非常に短くする必要があり、特に誘導機の高回転速度領域において高精度にピーク値を算出するために要求される推定周期を満たすことは困難である。また、誘導機のトルクや回転速度が変動する場合、推定磁束が急激に変化するため、ピーク値に基づき算出されるオフセット量の精度が低下するおそれもある。 However, in order to detect the peak value, it is necessary to make the estimation period of the secondary magnetic flux extremely short, and the estimation period required for calculating the peak value with high accuracy particularly in the high rotation speed region of the induction machine. It is difficult to satisfy. In addition, when the torque or rotational speed of the induction machine varies, the estimated magnetic flux changes abruptly, and the accuracy of the offset amount calculated based on the peak value may be reduced.

本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、推定された２次磁束に基づき、誘導機に交流電圧を印加する交流電圧印加手段の操作によって、誘導機の制御量を制御する新たな誘導機の制御装置を提供することにある。 The present invention has been made in the process of solving the above-mentioned problems, and its object is to control the induction machine by operating an AC voltage application means for applying an AC voltage to the induction machine based on the estimated secondary magnetic flux. The object is to provide a new induction machine control device for controlling the quantity.

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。 Hereinafter, means for solving the above-described problems and the operation and effect thereof will be described.

第１の発明は、固定座標系における誘導機の２次磁束の成分を算出する２次磁束算出手段（２８）と、該２次磁束算出手段によって算出された２次磁束に基づき、前記誘導機の制御量を制御すべく、前記誘導機に交流電圧を印加する交流電圧印加手段を操作する操作手段（２０）と、前記２次磁束算出手段によって算出された前記固定座標系の成分の積分処理を行なう積分処理手段（Ｓ１６）と、前記積分処理手段による積分処理結果に基づき、前記操作手段が前記交流電圧印加手段に出力する操作信号を生成するために用いられる演算パラメータを補正する補正手段（Ｓ１８，Ｓ３２）と、を備えることを特徴とする。 According to a first aspect of the present invention, there is provided a secondary magnetic flux calculation means (28) for calculating a secondary magnetic flux component of the induction machine in a fixed coordinate system, and the induction machine based on the secondary magnetic flux calculated by the secondary magnetic flux calculation means. In order to control the control amount, the operating means (20) for operating the AC voltage applying means for applying an AC voltage to the induction machine, and the integration processing of the components of the fixed coordinate system calculated by the secondary magnetic flux calculating means And a correction means (S16) for correcting the calculation parameters used to generate an operation signal output from the operation means to the AC voltage application means based on an integration processing result by the integration processing means. S18, S32).

上記積分処理結果には、固定座標系における２次磁束の直流成分が反映される。このため、積分処理結果から、２次磁束のピーク値がサンプリングできるか否か等にかかわらず、２次磁束の直流成分の情報を取得することができる。上記発明では、この点に鑑み、積分処理手段を備えた。 The direct current component of the secondary magnetic flux in the fixed coordinate system is reflected in the integration processing result. For this reason, the DC component information of the secondary magnetic flux can be acquired from the integration processing result regardless of whether or not the peak value of the secondary magnetic flux can be sampled. In view of this point, the above invention includes an integration processing means.

なお、本発明にかかる以下の代表的な実施形態に関する概念の拡張については、代表的な実施形態の後の「その他の実施形態」の欄に記載してある。 In addition, about the expansion of the concept regarding the following typical embodiment concerning this invention, it describes in the column of "other embodiment" after typical embodiment.

第１の実施形態にかかるシステム構成図。1 is a system configuration diagram according to a first embodiment. FIG. 同実施形態にかかる２次磁束の補正処理の手順を示す流れ図。The flowchart which shows the procedure of the correction process of the secondary magnetic flux concerning the embodiment. 同実施形態の効果を示すタイムチャート。The time chart which shows the effect of the embodiment. 同実施形態の効果を示すタイムチャート。The time chart which shows the effect of the embodiment. 第２の実施形態にかかる２次磁束の補正処理の手順を示す流れ図。The flowchart which shows the procedure of the correction | amendment process of the secondary magnetic flux concerning 2nd Embodiment. 第３の実施形態にかかる２次磁束の補正処理の手順を示す流れ図。The flowchart which shows the procedure of the correction process of the secondary magnetic flux concerning 3rd Embodiment.

＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる誘導機の制御装置を車載主機としての誘導機の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。 <First Embodiment>
Hereinafter, a first embodiment in which an induction machine control device according to the present invention is applied to an induction machine control device as an in-vehicle main machine will be described with reference to the drawings.

図１に示されるモータジェネレータ１０は、誘導機である。詳しくは、３相かご型誘導機である。モータジェネレータ１０は、車載主機であり、図示しない駆動輪に機械的に連結されている。 The motor generator 10 shown in FIG. 1 is an induction machine. Specifically, it is a three-phase cage induction machine. The motor generator 10 is an in-vehicle main machine and is mechanically coupled to drive wheels (not shown).

モータジェネレータ１０は、インバータＩＮＶを介して高電圧バッテリ１２に接続されている。インバータＩＮＶは、スイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎ（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）の直列接続体を３組備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓ￥＃（￥＝ｕ，ｖ，ｗ；＃＝ｐ，ｎ）として、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤ￥＃が逆並列に接続されている。 The motor generator 10 is connected to the high voltage battery 12 via the inverter INV. The inverter INV includes three sets of series connection bodies of switching elements S ¥ p, S ¥ n (¥ = u, v, w), and the connection points of these series connection bodies are U, V, Each is connected to the W phase. As these switching elements S ¥ # (¥ = u, v, w; # = p, n), an insulated gate bipolar transistor (IGBT) is used in the present embodiment. In addition, a diode D ¥ # is connected in antiparallel to each of these.

本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＮＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０のＶ相およびＷ相を流れる電流ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ１４を備えている。また、インバータＩＮＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサ１６を備えている。 In the present embodiment, the following is provided as detection means for detecting the state of the motor generator 10 and the inverter INV. First, a current sensor 14 for detecting currents iv and iw flowing through the V phase and the W phase of the motor generator 10 is provided. Moreover, the voltage sensor 16 which detects the input voltage (power supply voltage VDC) of the inverter INV is provided.

上記各種センサの検出値は、制御装置２０に取り込まれる。制御装置２０では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＮＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＮＶのスイッチング素子Ｓ￥＃を操作する信号が、操作信号ｇ￥＃である。 The detection values of the various sensors are taken into the control device 20. The control device 20 generates and outputs an operation signal for operating the inverter INV based on the detection values of these various sensors. Here, the signal for operating the switching element S ¥ # of the inverter INV is the operation signal g ¥ #.

上記制御装置２０は、モータジェネレータ１０のトルクをトルク指令値Ｔｒｑ＊に制御すべく、インバータＩＮＶを操作する。図には、トルク指令値Ｔｒｑ＊への制御に関する処理をブロック図として示している。以下、これについて説明する。 The control device 20 operates the inverter INV so as to control the torque of the motor generator 10 to the torque command value Trq *. In the figure, processing relating to control to the torque command value Trq * is shown as a block diagram. This will be described below.

電流センサ１４によって検出された電流ｉｖ，ｉｗは、ｄｑ変換部２２において、ｄｑ軸上の電流である１次電流ｉｄ１，ｉｑ１に変換される。ここで、ｄｑ座標系は、直交２次元固定座標系である。詳しくは、本実施形態では、ｄ軸を、モータジェネレータ１０の固定子のＵ相の正方向とし、ｑ軸を、これに対し直交する方向とする。 The currents iv and iw detected by the current sensor 14 are converted into primary currents id1 and iq1, which are currents on the dq axis, in the dq converter 22. Here, the dq coordinate system is an orthogonal two-dimensional fixed coordinate system. Specifically, in the present embodiment, the d-axis is the positive direction of the U-phase of the stator of the motor generator 10, and the q-axis is the direction orthogonal to the direction.

１次電流ｉｄ１，ｉｑ１は、γδ変換部２４に入力され、γδ軸上の１次電流ｉγ１，ｉδ１に変換される。γδ座標系は、インバータＩＮＶの出力電圧ベクトルの回転周波数である電源角周波数（以下、１次周波数ω１）で回転する直交２次元回転座標系である。ちなみに、γδ変換部２４による変換処理は、後述する処理によって算出されるインバータＩＮＶの出力電圧ベクトルの基本波成分の位相である電源角（以下、１次位相θ１）に基づき行われる。 The primary currents id1 and iq1 are input to the γδ converter 24 and converted into primary currents iγ1 and iδ1 on the γδ axis. The γδ coordinate system is an orthogonal two-dimensional rotational coordinate system that rotates at a power supply angular frequency (hereinafter, primary frequency ω1) that is a rotational frequency of the output voltage vector of the inverter INV. Incidentally, the conversion process by the γδ conversion unit 24 is performed based on the power supply angle (hereinafter referred to as the primary phase θ1) which is the phase of the fundamental component of the output voltage vector of the inverter INV calculated by the process described later.

本実施形態では、トルク指令値Ｔｒｑ＊に制御するための制御系を、１次電流ｉγ１，ｉδ１を１次電流指令値ｉγ１＊，ｉδ１＊にフィードバック制御する制御系として構成する。この際、トルク指令値Ｔｒｑ＊を与えただけでは、１次電流指令値ｉγ１＊，ｉδ１＊を一義的に定めることができない。そこで本実施形態では、δ軸の２次磁束φδ２をゼロに制御することとし、トルク指令値Ｔｒｑ＊と、γ軸成分の２次磁束指令値φγ２＊とに基づき、１次電流指令値ｉγ１＊，ｉδ１＊を生成する処理を行なう。 In the present embodiment, the control system for controlling the torque command value Trq * is configured as a control system that performs feedback control of the primary currents iγ1 and iδ1 to the primary current command values iγ1 * and iδ1 *. At this time, the primary current command values iγ1 * and iδ1 * cannot be uniquely determined only by giving the torque command value Trq *. Therefore, in this embodiment, the secondary magnetic flux φδ2 of the δ axis is controlled to zero, and the primary current command value iγ1 * is based on the torque command value Trq * and the secondary magnetic flux command value φγ2 * of the γ-axis component. , Iδ1 * is generated.

すなわち、トルクフィードバック制御部２６では、後述する処理によって推定されるトルクＴｒｑをトルク指令値Ｔｒｑ＊にフィードバック御するための操作量として、δ軸成分の１次電流指令値ｉδ１＊を算出する。詳しくは、トルク指令値Ｔｒｑ＊とトルクＴｒｑとの差の比例要素および積分要素の出力同士の和として、１次電流指令値ｉδ１＊を算出する。 That is, the torque feedback control unit 26 calculates the primary current command value iδ1 * of the δ-axis component as an operation amount for feeding back the torque Trq estimated by the processing described later to the torque command value Trq *. More specifically, the primary current command value iδ1 * is calculated as the sum of the proportional element and the integral element of the difference between the torque command value Trq * and the torque Trq.

一方、磁束フィードバック制御部２８では、後述する処理によって推定されるγ軸成分の２次磁束φγ２を２次磁束指令値φγ２＊にフィードバック制御するための操作量として、γ軸成分の１次電流指令値ｉγ１＊を算出する。詳しくは、２次磁束指令値φγ２＊と２次磁束φγ２との差の比例要素および積分要素の出力同士の和として、１次電流指令値ｉγ１＊を算出する。 On the other hand, the magnetic flux feedback control unit 28 uses the γ-axis component primary current command as an operation amount for feedback-controlling the secondary magnetic flux φγ2 of the γ-axis component estimated by the processing described later to the secondary magnetic flux command value φγ2 *. The value iγ1 * is calculated. Specifically, the primary current command value iγ1 * is calculated as the sum of the proportional elements of the difference between the secondary magnetic flux command value φγ2 * and the secondary magnetic flux φγ2 and the outputs of the integral elements.

δ軸電流フィードバック制御部３０では、１次電流ｉδ１を１次電流指令値ｉδ１＊にフィードバック制御するための操作量として、δ軸の１次電圧成分を算出する。詳しくは、１次電流指令値ｉδ１＊と１次電流ｉδ１との差の比例要素および積分要素の出力同士の和として、δ軸の１次電圧成分を算出する。 The δ-axis current feedback control unit 30 calculates a δ-axis primary voltage component as an operation amount for performing feedback control of the primary current iδ1 to the primary current command value iδ1 *. Specifically, the primary voltage component on the δ axis is calculated as the sum of the proportional elements and the integral elements of the difference between the primary current command value iδ1 * and the primary current iδ1.

また、γ軸電流フィードバック制御部３２では、１次電流ｉγ１を１次電流指令値ｉγ１＊にフィードバック制御するための操作量として、γ軸の１次電圧成分を算出する。詳しくは、１次電流指令値ｉγ１＊と１次電流ｉγ１との差の比例要素および積分要素の出力同士の和として、γ軸の１次電圧成分を算出する。 Further, the γ-axis current feedback control unit 32 calculates a γ-axis primary voltage component as an operation amount for performing feedback control of the primary current iγ1 to the primary current command value iγ1 *. Specifically, the primary voltage component of the γ-axis is calculated as the sum of the proportional element and the integral element of the difference between the primary current command value iγ1 * and the primary current iγ1.

γ軸電流フィードバック制御部３２の出力値に、非干渉制御部３４から出力されるフィードフォワード操作量Δｖγ１を加算することで、γ軸の１次電圧指令値ｖγ１＊が算出される。一方、δ軸電流フィードバック制御部３０の出力値に、非干渉制御部３４から出力されるフィードフォワード操作量Δｖδ１を加算することで、δ軸の１次電圧指令値ｖδ１＊が算出される。なお、フィードフォワード操作量Δｖγ１，Δｖδ１については、周知のため、ここではその説明を省略するが、図中、フィードフォワード操作量Δｖγ１，Δｖδ１の表現に用いられている記号の定義については、本明細書最後部の備考欄に記載されている。 By adding the feedforward manipulated variable Δvγ1 output from the non-interference control unit 34 to the output value of the γ-axis current feedback control unit 32, the primary voltage command value vγ1 * of the γ-axis is calculated. On the other hand, the δ-axis primary voltage command value vδ1 * is calculated by adding the feedforward manipulated variable Δvδ1 output from the non-interference control unit 34 to the output value of the δ-axis current feedback control unit 30. Note that the feedforward manipulated variables Δvγ1 and Δvδ1 are well known and therefore will not be described here. The definitions of symbols used to express the feedforward manipulated variables Δvγ1 and Δvδ1 in the figure are as follows. It is written in the remarks column at the end of the book.

１次電圧指令値ｖγ１＊，ｖδ１＊は、ｄｑ変換部３６において、ｄｑ軸上の１次電圧指令値ｖｄ＊１，ｖｑ１＊に変換される。そして、１次電圧指令値ｖｄ＊１，ｖｑ１＊は、ｕｖｗ変換部３８において、Ｕ相の電圧指令値ｖｕ＊、Ｖ相の電圧指令値ｖｖ＊、Ｗ相の電圧指令値ｖｗ＊に変換され、操作信号生成部４０に入力される。 The primary voltage command values vγ1 * and vδ1 * are converted into primary voltage command values vd * 1 and vq1 * on the dq axis by the dq converter 36. The primary voltage command values vd * 1 and vq1 * are converted by the uvw converter 38 into a U-phase voltage command value vu *, a V-phase voltage command value vv *, and a W-phase voltage command value vw *. Are input to the operation signal generator 40.

操作信号生成部４０では、インバータＩＮＶの出力電圧を、電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を模擬したものとすべく、インバータＩＮＶの操作信号ｇ￥＃を生成する処理を行なう。本実施形態では、特に、電圧指令値ｖ￥＊（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）を電源電圧ＶＤＣによって規格化した信号と三角波形状のキャリアとの大小比較に基づき生成されるＰＷＭ信号に基づき、操作信号ｇ￥＃を生成する。 The operation signal generation unit 40 performs a process of generating an operation signal g ¥ # for the inverter INV so that the output voltage of the inverter INV is a simulation of the voltage command values vu *, vv *, and vw *. In the present embodiment, in particular, based on a PWM signal generated based on a magnitude comparison between a signal in which the voltage command value v ¥ * (¥ = u, v, w) is normalized by the power supply voltage VDC and a triangular wave carrier, An operation signal g ¥ # is generated.

次に、上述した処理を行なう上で必要なパラメータの算出（推定）処理について説明する。 Next, calculation (estimation) processing of parameters necessary for performing the above-described processing will be described.

１次電流ｉγ１，ｉδ１は、すべり周波数推定部４２に入力される。すべり周波数推定部４２では、１次電流ｉγ１，ｉδ１を入力として、以下の式（ｃ１）に基づき、すべり周波数ωｓを推定する。 The primary currents iγ1 and iδ1 are input to the slip frequency estimation unit 42. The slip frequency estimating unit 42 receives the primary currents iγ1 and iδ1 and estimates the slip frequency ωs based on the following equation (c1).

ωｓ＝ｉδ１／（ｉγ１・τ２） …（ｃ１）
上記の式（ｃ１）は、本実施形態の特有の設定を前提としたものである。すなわち、δ軸成分の２次磁束φδ２をゼロに制御することと、トルク指令値Ｔｒｑ＊が一定である場合にγ軸成分の２次磁束指令値φγ２＊が一定となることとから、トルク指令値Ｔｒｑ＊が一定である場合にγ軸の１次電流ｉγ１が一定であるとみなして算出されるものである。 ωs = iδ1 / (iγ1 · τ2) (c1)
The above equation (c1) is premised on the setting specific to the present embodiment. That is, since the secondary magnetic flux φδ2 of the δ-axis component is controlled to zero and the secondary magnetic flux command value φγ2 * of the γ-axis component is constant when the torque command value Trq * is constant, the torque command When the value Trq * is constant, the γ-axis primary current iγ1 is assumed to be constant and is calculated.

一方、１次周波数算出部４４では、後述する１次位相θ１の微分演算によって、１次周波数ω１を算出する。２次周波数算出部４６では、１次周波数ω１からすべり周波数ωｓを減算することで、２次周波数ω２を算出する。 On the other hand, the primary frequency calculation unit 44 calculates the primary frequency ω1 by differential calculation of the primary phase θ1 described later. The secondary frequency calculation unit 46 calculates the secondary frequency ω2 by subtracting the slip frequency ωs from the primary frequency ω1.

２次磁束算出手段（磁束オブザーバ４８）では、１次電流ｉｄ１，ｉｑ１と、１次電圧指令値ｖｄ１＊，ｖｑ１＊と、２次周波数ω２とを入力として、２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅを推定する。ここで、添え字の「ｅ」は、オブザーバによる推定値であることを示す。磁束オブザーバ４８は、最小次元オブザーバである。なお、本実施形態にかかる最小次元オブザーバの導出については、本明細書の最後部の備考欄に与えてある。 In the secondary magnetic flux calculating means (magnetic flux observer 48), the primary currents id1, iq1, the primary voltage command values vd1 *, vq1 *, and the secondary frequency ω2 are input and the secondary magnetic fluxes φd2e, φq2e are estimated. . Here, the subscript “e” indicates an estimated value by the observer. The magnetic flux observer 48 is a minimum dimension observer. The derivation of the minimum dimension observer according to this embodiment is given in the remarks column at the end of this specification.

一方、１次位相算出部５２では、磁束オブザーバ４８によって推定された２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅに基づき、以下の式（ｃ２）を用いて、１次位相θ１を算出する。 On the other hand, the primary phase calculation unit 52 calculates the primary phase θ1 using the following equation (c2) based on the secondary magnetic fluxes φd2e and φq2e estimated by the magnetic flux observer 48.

θ１＝ａｒｃｔａｎ（φｑ２ｅ／φｄ２ｅ） …（ｃ２）
こうして算出された１次位相θ１は、γδ変換部２４、ｄｑ変換部３６等の座標変換処理や、１次周波数算出部４４による１次周波数ω１ａの算出処理に用いられる。 θ1 = arctan (φq2e / φd2e) (c2)
The primary phase θ1 calculated in this way is used for coordinate conversion processing by the γδ conversion unit 24, the dq conversion unit 36, etc., and for calculation processing of the primary frequency ω1a by the primary frequency calculation unit 44.

トルク推定部５６では、磁束補正部５０によって補正された２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅと、１次電流ｉｄ１，ｉｑ１とを入力とし、以下の式（ｃ３）にてトルクＴｒｑを推定する。 The torque estimation unit 56 receives the secondary magnetic fluxes φd2e and φq2e corrected by the magnetic flux correction unit 50 and the primary currents id1 and iq1, and estimates the torque Trq by the following equation (c3).

Ｔｒｑ＝Ｐｎ・Ｍ・（ｉｑ１・φｄ２ｅ−ｉｄ１・φｑ２ｅ）／Ｌ２ …（ｃ３）
なお、上記の式（ｃ３）において、極対数Ｐｎ、２次インダクタンスＬ２および相互インダクタンスＭを用いている。このトルクＴｒｑは、トルクフィードバック制御のための制御量となるものである。 Trq = Pn · M · (iq1 · φd2e−id1 · φq2e) / L2 (c3)
In the above formula (c3), the number of pole pairs Pn, the secondary inductance L2, and the mutual inductance M are used. This torque Trq is a control amount for torque feedback control.

磁束補正部５０によって補正された２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅは、さらに、γδ変換部５４において、γδ軸上の２次磁束φγ２，φδ２に変換される。ここで、γ軸成分の２次磁束φγ２は、磁束フィードバック制御の制御量となるとともに、非干渉制御部３４の入力となる。 The secondary magnetic fluxes φd2e and φq2e corrected by the magnetic flux correcting unit 50 are further converted into secondary magnetic fluxes φγ2 and φδ2 on the γδ axis by the γδ converter 54. Here, the secondary magnetic flux φγ2 of the γ-axis component serves as a control amount for magnetic flux feedback control and also serves as an input to the non-interference control unit 34.

上述した処理からわかるように、本実施形態では、モータジェネレータ１０の回転速度情報を検出するハードウェア手段による検出値を利用しないセンサレス制御がなされている。この場合、特に、２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅの直流成分がゼロからずれるオフセット誤差が生じやすい。そこで本実施形態では、図２に示す処理によって、２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅを補正する。 As can be seen from the above-described processing, in the present embodiment, sensorless control is performed that does not use a detection value by hardware means that detects rotation speed information of the motor generator 10. In this case, in particular, an offset error that causes the direct current components of the secondary magnetic fluxes φd2e and φq2e to deviate from zero is likely to occur. Therefore, in the present embodiment, the secondary magnetic fluxes φd2e and φq2e are corrected by the process shown in FIG.

図２は、磁束補正部５０の行なう処理の手順を示す。この処理は、たとえば所定周期でくり返し実行される。 FIG. 2 shows a procedure of processing performed by the magnetic flux correction unit 50. This process is repeatedly executed, for example, at a predetermined cycle.

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、磁束オブザーバ４８によって、２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅを推定する処理を行なう。続くステップＳ１２においては、上述した１次位相算出部５２による１次位相算出処理を行なう。そして、ステップＳ１４では、ステップＳ１２において算出された１次位相θ１に基づき、Ｎ周期が経過したか否かを判断する。そして、ステップＳ１４において否定判断される場合、ステップＳ１６において、磁束積分値Ｉｎφｄ２，Ｉｎφｑ２のそれぞれに、今回の２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅのそれぞれを加算する。この処理は、本実施形態において、積分処理手段を構成する。 In this series of processes, first, in step S10, the magnetic flux observer 48 estimates the secondary magnetic fluxes φd2e and φq2e. In the subsequent step S12, the primary phase calculation process by the primary phase calculation unit 52 described above is performed. In step S14, it is determined whether N cycles have elapsed based on the primary phase θ1 calculated in step S12. If a negative determination is made in step S14, each of the current secondary magnetic fluxes φd2e and φq2e is added to each of the magnetic flux integral values Inφd2 and Inφq2 in step S16. This processing constitutes an integration processing means in the present embodiment.

これに対し、ステップＳ１４において肯定判断される場合、ステップＳ１８において、２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅのそれぞれのオフセット補正量Δφｄ，Δφｑを算出する。オフセット補正量Δφｄ，Δφｑは、磁束積分値Ｉｎφｄ２，Ｉｎφｑ２のそれぞれを目標値である０にフィードバック制御するための操作量である。本実施形態では、０から磁束積分値Ｉｎφｄ２，Ｉｎφｑ２のそれぞれを減算した値のそれぞれについての比例要素および積分要素の出力同士の和として、オフセット補正量Δφｄ，Δφｑを算出する。そして、オフセット補正量Δφｄ，Δφｑを算出した後には、磁束積分値Ｉｎφｄ２，Ｉｎφｑ２を初期化する。 On the other hand, when an affirmative determination is made in step S14, offset correction amounts Δφd and Δφq of the secondary magnetic fluxes φd2e and φq2e are calculated in step S18. The offset correction amounts Δφd and Δφq are operation amounts for feedback-controlling each of the magnetic flux integral values Inφd2 and Inφq2 to the target value of 0. In this embodiment, the offset correction amounts Δφd and Δφq are calculated as the sum of the outputs of the proportional element and the integral element for each of the values obtained by subtracting each of the magnetic flux integral values Inφd2 and Inφq2 from 0. After calculating the offset correction amounts Δφd and Δφq, the magnetic flux integral values Inφd2 and Inφq2 are initialized.

上記ステップＳ１６，Ｓ１８の処理が完了する場合、ステップＳ２０において、今回の２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅにオフセット補正量Δφｄ，Δφｑを加算することで、今回の２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅを補正する。この処理は、本実施形態において２次磁束補正手段を構成する。 When the processes of steps S16 and S18 are completed, in step S20, the current secondary magnetic fluxes φd2e and φq2e are corrected by adding the offset correction amounts Δφd and Δφq to the current secondary magnetic fluxes φd2e and φq2e. This process constitutes secondary magnetic flux correction means in the present embodiment.

なお、ステップＳ２０の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。 In addition, when the process of step S20 is completed, this series of processes is once complete | finished.

図３に、本実施形態の効果を示す。 FIG. 3 shows the effect of this embodiment.

図示されるように、オフセット補正量Δφｄ，Δφｑによる補正を開始することで、推定されるトルクＴｒｑや、１次周波数ω１の変動が低減される。なお、２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅのオフセット誤差に起因して、トルクＴｒｑや１次周波数ω１の変動が大きくなるのは、固定座標系における直流成分が、回転座標系において交流成分（脈動成分）となるためである。 As shown in the figure, by starting the correction using the offset correction amounts Δφd and Δφq, the fluctuations in the estimated torque Trq and the primary frequency ω1 are reduced. Note that fluctuations in the torque Trq and the primary frequency ω1 due to the offset errors of the secondary magnetic fluxes φd2e and φq2e increase because the DC component in the fixed coordinate system is the AC component (pulsation component) in the rotating coordinate system. It is to become.

図４に、本実施形態の別の効果を示す。 FIG. 4 shows another effect of the present embodiment.

図示されるように、オフセット補正量Δφｄ，Δφｑによる補正を開始することで、１次電流ｉγ１，ｉδ１の変動量が低減される。また、オフセット補正量Δφｄ，Δφｑの絶対値の増加に伴って、磁束積分値Ｉｎφｄ２，Ｉｎφｑ２の絶対値はゼロに収束していく。 As shown in the drawing, by starting the correction using the offset correction amounts Δφd and Δφq, the fluctuation amounts of the primary currents iγ1 and iδ1 are reduced. As the absolute values of the offset correction amounts Δφd and Δφq increase, the absolute values of the magnetic flux integral values Inφd2 and Inφq2 converge to zero.

以下、本実施形態の効果のいくつかを記載する。 Hereinafter, some of the effects of this embodiment will be described.

（１）磁束積分値Ｉｎφｄ２，Ｉｎφｑ２によって、２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅのオフセット誤差を算出した。この場合、１次周波数ω１によって周期的に変化する交流成分の２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅをサンプリングするに際し、そのサンプリング位相がオフセット誤差の算出精度に影響を及ぼしにくい。したがって、オフセット誤差を高精度に算出することができる。 (1) The offset errors of the secondary magnetic fluxes φd2e and φq2e were calculated from the magnetic flux integral values Inφd2 and Inφq2. In this case, when sampling the secondary magnetic fluxes φd2e and φq2e of alternating current components that periodically change with the primary frequency ω1, the sampling phase hardly affects the calculation accuracy of the offset error. Therefore, the offset error can be calculated with high accuracy.

（２）オフセット誤差を、１次周波数の周期のＮ倍の期間にわたる２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅの積分処理の値として算出した。これにより、オフセット誤差の算出精度をいっそう向上させることができる。 (2) The offset error was calculated as the value of the integration process of the secondary magnetic fluxes φd2e and φq2e over a period N times the cycle of the primary frequency. Thereby, the calculation accuracy of the offset error can be further improved.

（３）オフセット補正量Δφｄ，Δφｑを、磁束積分値Ｉｎφｄ２，Ｉｎφｑ２をゼロにフィードバック制御するための操作量とした。これにより、フィードバック制御器によって、オフセット誤差を低減制御することができる。 (3) The offset correction amounts Δφd and Δφq are set as operation amounts for feedback control of the magnetic flux integral values Inφd2 and Inφq2 to zero. Thereby, the offset error can be reduced and controlled by the feedback controller.

（４）磁束オブザーバ４８を、固定座標系の２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅの算出手段とした。これにより、２次周波数ω２を推定するセンサレス制御系において、２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅの推定のために２次周波数ω２から推定される１次位相θ１を利用することなく、２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅを推定することができる。 (4) The magnetic flux observer 48 is used as means for calculating the secondary magnetic fluxes φd2e and φq2e in the fixed coordinate system. Thereby, in the sensorless control system for estimating the secondary frequency ω2, the secondary magnetic fluxes φd2e and φq2e are used without using the primary phase θ1 estimated from the secondary frequency ω2 for estimating the secondary magnetic fluxes φd2e and φq2e. Can be estimated.

（５）２次周波数ω２を推定するセンサレス制御系とした。この場合、固定座標系の２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅにオフセット誤差が生じやすいため、オフセット補正量Δφｄ，Δφｑの利用価値が特に高い。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。 (5) A sensorless control system for estimating the secondary frequency ω2 is used. In this case, since an offset error is likely to occur in the secondary magnetic fluxes φd2e and φq2e in the fixed coordinate system, the utility value of the offset correction amounts Δφd and Δφq is particularly high.
<Second Embodiment>
Hereinafter, the second embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the first embodiment.

本実施形態では、２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅのオフセット誤差を低減制御するための操作量を、推定されるトルクＴｒｑに変更する。 In this embodiment, the operation amount for reducing and controlling the offset error of the secondary magnetic fluxes φd2e and φq2e is changed to the estimated torque Trq.

図５に、本実施形態にかかるオフセット誤差の低減処理の手順を示す。この処理は、制御装置２０によって、たとえば所定の制御周期で繰り返し実行される。なお、図５に示す処理において、先の図２に示した処理に対応するものについては、便宜上同一のステップ番号を付している。 FIG. 5 shows a procedure of offset error reduction processing according to the present embodiment. This process is repeatedly executed by the control device 20, for example, at a predetermined control cycle. In the processing shown in FIG. 5, the same step numbers are assigned for convenience to those corresponding to the processing shown in FIG.

この一連の処理では、ステップＳ１４において肯定判断される場合、ステップＳ３０に移行する。ステップＳ３０では、Ｎ周期分の磁束積分値Ｉｎφｄ２，Ｉｎφｑ２を、磁束積分値Ｉｎφｄ２０，Ｉｎφｑ２０に加算するとともに、磁束積分値Ｉｎφｄ２，Ｉｎφｑ２を初期化する。ここで、上記磁束積分値Ｉｎφｄ２０，Ｉｎφｑ２０に加算する処理は、後述するステップＳ３２〜Ｓ３６との処理の協働で、フィードバック制御器を積分制御器とする機能を有する。なお、磁束積分値Ｉｎφｄ２０，Ｉｎφｑ２０の初期値はゼロである。 In this series of processes, when an affirmative determination is made in step S14, the process proceeds to step S30. In step S30, the magnetic flux integral values Inφd2 and Inφq2 for N cycles are added to the magnetic flux integral values Inφd20 and Inφq20, and the magnetic flux integral values Inφd2 and Inφq2 are initialized. Here, the process of adding to the magnetic flux integral values Inφd20 and Inφq20 has a function of using the feedback controller as an integral controller in cooperation with the processes of steps S32 to S36 described later. The initial values of the magnetic flux integral values Inφd20 and Inφq20 are zero.

一方、ステップＳ１６、Ｓ３０の処理が完了する場合、ステップＳ３２において、ステップＳ３０において定められた磁束積分値Ｉｎφｄ２０，Ｉｎφｑ２０を、回転座標系の磁束積分値Ｉｎφγ２，Ｉｎφδ２に変換する。この処理は、本実施形態における回転座標変換手段を構成する。 On the other hand, when the processes in steps S16 and S30 are completed, in step S32, the magnetic flux integral values Inφd20 and Inφq20 determined in step S30 are converted into the magnetic flux integral values Inφγ2 and Inφδ2 in the rotating coordinate system. This process constitutes the rotating coordinate conversion means in the present embodiment.

続くステップＳ３４においては、γ軸上の磁束積分値Ｉｎφγ２をゼロにフィードバック制御するための操作量であるトルク補正量ΔＴｒｑを算出する。ここで、磁束積分値Ｉｎφγ２の脈動は、オフセット誤差と相関を有する量である。これは、固定座標系における直流成分が回転座標系において交流成分となることに対応している。したがって、磁束積分値Ｉｎφγ２をゼロにフィードバック制御することで、２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅのオフセット誤差の低減制御を行なうことができる。詳しくは、本実施形態では、トルク補正量ΔＴｒｑを、磁束積分値Ｉｎφγ２を入力とする比例要素および積分要素の出力同士の和とする。 In the subsequent step S34, a torque correction amount ΔTrq that is an operation amount for performing feedback control of the magnetic flux integral value Inφγ2 on the γ-axis to zero is calculated. Here, the pulsation of the magnetic flux integral value Inφγ2 is an amount having a correlation with the offset error. This corresponds to the fact that the DC component in the fixed coordinate system becomes the AC component in the rotating coordinate system. Therefore, by performing feedback control of the magnetic flux integral value Inφγ2 to zero, it is possible to perform control for reducing the offset error of the secondary magnetic fluxes φd2e and φq2e. Specifically, in this embodiment, the torque correction amount ΔTrq is the sum of the proportional element and the output of the integral element with the magnetic flux integral value Inφγ2 as an input.

そして、ステップＳ３４においては、トルク推定部５６で推定されるトルクＴｒｑをトルク補正量ΔＴｒｑによって補正する。なお、この補正後のトルクＴｒｑが、トルクフィードバック制御部２６におけるフィードバック制御量となる。この処理は、本実施形態における脈動低減手段を構成する。 In step S34, the torque Trq estimated by the torque estimation unit 56 is corrected by the torque correction amount ΔTrq. The corrected torque Trq becomes the feedback control amount in the torque feedback control unit 26. This process constitutes pulsation reducing means in the present embodiment.

なお、ステップＳ３２の処理が完了する場合、この一連の処理を一旦終了する。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。 In addition, when the process of step S32 is completed, this series of processes is once complete | finished.
<Third Embodiment>
Hereinafter, the third embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the second embodiment.

本実施形態では、２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅのオフセット誤差を低減制御するための操作量を、推定される１次周波数ω１に変更する。 In this embodiment, the operation amount for reducing and controlling the offset error of the secondary magnetic fluxes φd2e and φq2e is changed to the estimated primary frequency ω1.

図６に、本実施形態にかかるオフセット誤差の低減処理の手順を示す。この処理は、制御装置２０によって、たとえば所定の制御周期で繰り返し実行される。なお、図６に示す処理において、先の図５に示した処理に対応するものについては、便宜上同一のステップ番号を付している。 FIG. 6 shows a procedure of offset error reduction processing according to this embodiment. This process is repeatedly executed by the control device 20, for example, at a predetermined control cycle. In the process shown in FIG. 6, the same step number is attached for convenience to the process corresponding to the process shown in FIG. 5.

この一連の処理では、ステップＳ３２の処理の後、ステップＳ３４ａにおいて、γ軸上の磁束積分値Ｉｎφγ２をゼロにフィードバック制御するための操作量である周波数補正量Δω１を算出する。詳しくは、本実施形態では、周波数補正量Δω１を、磁束積分値Ｉｎφγ２を入力とする比例要素および積分要素の出力同士の和とする。そして、ステップＳ３６ａにおいては、１次周波数算出部４４において算出される１次周波数ω１を周波数補正量Δω１によって補正する。なお、この補正後の１次周波数ω１からすべり周波数ωｓを減算したものが２次周波数ω２として磁束オブザーバ４８の入力となるとともに、この補正後の１次周波数ω１は、非干渉制御部３４の入力となる。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。 In this series of processing, after step S32, in step S34a, a frequency correction amount Δω1 that is an operation amount for performing feedback control of the magnetic flux integral value Inφγ2 on the γ-axis to zero is calculated. Specifically, in the present embodiment, the frequency correction amount Δω1 is the sum of the proportional element and the output of the integral element having the magnetic flux integral value Inφγ2 as an input. In step S36a, the primary frequency ω1 calculated by the primary frequency calculation unit 44 is corrected by the frequency correction amount Δω1. A value obtained by subtracting the slip frequency ωs from the corrected primary frequency ω1 is input to the magnetic flux observer 48 as the secondary frequency ω2, and the corrected primary frequency ω1 is input to the non-interference control unit 34. It becomes.
<Other embodiments>
Each of the above embodiments may be modified as follows.

「２次磁束算出手段について」
オブザーバとしては、最小次元オブザーバに限らず、たとえば、「適応二次磁束オブザーバを用いた誘導電動機の速度センサレス直接形ベクトル制御：久保田ら、Ｔ．ＩＥＥＪａｐａｎＶｏｌ１１１−Ｄ，Ｎｏ１１，９１」に例示されているように、同一次元オブザーバであってもよい。 "Secondary magnetic flux calculation means"
The observer is not limited to the minimum-dimensional observer, but is exemplified in, for example, “Speed sensorless direct vector control of induction motor using adaptive secondary magnetic flux observer: Kubota et al., T. IEEE Japan Vol 111-D, No11, 91”. As shown, it may be the same dimensional observer.

もっとも、オブザーバにも限らない。 However, it is not limited to an observer.

「２次磁束補正手段（Ｓ２０）について」
磁束積分値Ｉｎφｄ２，Ｉｎφｑ２を目標値（＝０）にフィードバック制御するための操作量を、比例要素および積分要素の出力同士の和として算出するものに限らない。たとえば、比例要素、積分要素および微分要素の出力同士の和として算出するものであってもよい。 “Secondary magnetic flux correction means (S20)”
The operation amount for performing feedback control of the magnetic flux integral values Inφd2 and Inφq2 to the target value (= 0) is not limited to being calculated as the sum of the outputs of the proportional element and the integral element. For example, it may be calculated as the sum of outputs of a proportional element, an integral element, and a derivative element.

もっとも、都度フィードバック制御を行なうものに限らず、たとえば、上記積分要素の出力の収束値を記憶し、これをフィードフォワード補正量として用いるものであってもよい。ここで、収束値は、１次電流や、１次周波数ω１等に応じて区画される領域毎に、各別の記憶領域に記憶することが望ましい。 However, it is not limited to performing feedback control each time, and for example, the convergence value of the output of the integration element may be stored and used as a feedforward correction amount. Here, it is desirable to store the convergence value in a separate storage area for each area partitioned according to the primary current, the primary frequency ω1, and the like.

「積分処理手段（Ｓ１６）について」
１次位相θ１の周期の整数倍の期間にわたる積分値を算出するものに限らない。たとえば、補正手段が、積分値を積分期間で除算することで平均値を算出し、これをオフセット量として用いるなら、積分期間を長くすることで、１次位相θ１の周期の整数倍としなくてもオフセット量の算出精度を高くすることが可能となる。 "Integration processing means (S16)"
It is not limited to calculating an integral value over a period of an integral multiple of the period of the primary phase θ1. For example, if the correction means calculates the average value by dividing the integral value by the integration period and uses this as the offset amount, it is necessary to lengthen the integration period to make it an integral multiple of the period of the primary phase θ1. In addition, it is possible to increase the calculation accuracy of the offset amount.

「脈動低減手段（Ｓ３６，Ｓ３６ａ）について」
先の図５のステップＳ３４の処理や、先の図６のステップＳ３４ａの処理におけるフィードバック操作量を、比例要素および積分要素の出力同士の和として算出する代わりに、たとえば比例要素の出力値とするものであってもよい。また、ステップＳ３４，Ｓ３４ａの処理自体必須ではない。この場合であっても、ステップＳ３０，Ｓ３２，Ｓ３６（Ｓ３６ａ）の処理の協働で、フィードバック制御器が構成されている。 "About pulsation reduction means (S36, S36a)"
Instead of calculating the feedback operation amount in the process of step S34 of FIG. 5 and the process of step S34a of FIG. 6 as the sum of the outputs of the proportional element and the integral element, for example, the output value of the proportional element is used. It may be a thing. Further, the processing of steps S34 and S34a is not essential. Even in this case, the feedback controller is configured by the cooperation of the processes of steps S30, S32, and S36 (S36a).

ステップＳ３０，Ｓ３２，Ｓ３６（Ｓ３６ａ）の処理の協働で構成されるフィードバック制御器としては、積分制御器に限らず、比例制御器と積分制御器との出力同士の和をフィードバック操作量として出力するものであってもよい。 The feedback controller configured by the cooperation of the processes of steps S30, S32, and S36 (S36a) is not limited to the integral controller, and the sum of the outputs of the proportional controller and the integral controller is output as a feedback manipulated variable. You may do.

上記第２、第３の実施形態（図５、図６）において、ステップＳ１４において肯定判断される都度、磁束積分値Ｉｎφｄ２０，Ｉｎφｑ２のそれぞれに磁束積分値Ｉｎφｄ２，Ｉｎφｑ２のそれぞれを加算する処理を行わなくてもよい。この場合、ステップＳ１４において一旦肯定判断された時点における磁束積分値Ｉｎφｄ２，Ｉｎφｑ２を、それ以降のステップＳ３２の処理における回転座標変換対象として継続して使用すればよい。もっとも、これに限らず、ステップＳ１４において肯定判断される都度、最新の磁束積分値Ｉｎφｄ２，Ｉｎφｑ２を回転座標変換対象としても、フィードバック制御器を比例制御器とすることはできる。 In the second and third embodiments (FIGS. 5 and 6), each time affirmative determination is made in step S14, a process of adding the magnetic flux integral values Inφd2 and Inφq2 to the magnetic flux integral values Inφd20 and Inφq2, respectively, is performed. It does not have to be. In this case, the magnetic flux integral values Inφd2 and Inφq2 at the time when an affirmative determination is made in step S14 may be continuously used as the rotation coordinate conversion target in the subsequent processing of step S32. However, the present invention is not limited to this, and each time an affirmative determination is made in step S14, the feedback controller can be a proportional controller even if the latest magnetic flux integral values Inφd2 and Inφq2 are subject to rotational coordinate conversion.

上記第２の実施形態（図５）においては、推定されるトルクＴｒｑを、磁束積分値Ｉｎφγ２の脈動成分をゼロにフィードバック制御するための操作対象（補正対象）としたが、これに限らない。たとえば、トルク指令値Ｔｒｑ＊を操作対象としてもよい。要は、トルクフィードバック制御部２６の入力パラメータとなるトルクＴｒｑとトルク指令値Ｔｒｑ＊との差が操作対象となればよく、差自体を補正するものであってもよい。 In the second embodiment (FIG. 5), the estimated torque Trq is set as an operation target (correction target) for feedback control of the pulsation component of the magnetic flux integral value Inφγ2 to zero, but is not limited thereto. For example, the torque command value Trq * may be the operation target. In short, the difference between the torque Trq serving as an input parameter of the torque feedback control unit 26 and the torque command value Trq * may be an operation target, and the difference itself may be corrected.

γ軸成分の磁束積分値Ｉｎφγ２の脈動成分をゼロにフィードバック制御するための操作量によって、トルクＴｒｑや、１次周波数ωを補正するものに限らない。δ軸成分の磁束積分値Ｉｎφδ２の脈動をゼロにフィードバック制御するための操作量によって、トルクＴｒｑや１次周波数ω１を補正するものであってもよい。 The torque Trq and the primary frequency ω are not limited to be corrected by an operation amount for feedback-controlling the pulsation component of the magnetic flux integral value Inφγ2 of the γ-axis component to zero. The torque Trq and the primary frequency ω1 may be corrected by an operation amount for performing feedback control of the pulsation of the magnetic flux integral value Inφδ2 of the δ-axis component to zero.

また、補正対象（操作対象）としては、トルクＴｒｑや、１次周波数ω１に限らない。たとえば、位相θであってもよい。 Further, the correction target (operation target) is not limited to the torque Trq or the primary frequency ω1. For example, the phase θ may be used.

「回転座標変換手段について」
γδ変換する手段に限らない。たとえば、１次周波数で回転して且つ１次独立の関係にあるが直交しない２軸の成分に変換するものであってもよい。 "Rotating coordinate conversion means"
It is not limited to means for γδ conversion. For example, it may be one that rotates at a primary frequency and converts to a biaxial component that is in a primary independent relationship but not orthogonal.

「操作手段について」
制御量をトルクとするものに限らず、回転速度とするものであってもよい。 "About operation means"
The control amount is not limited to torque, but may be rotation speed.

２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅに基づき２次周波数ω２を推定する２次周波数推定手段を備えてセンサレス制御を実現するものに限らない。たとえばロータの回転速度を検出するセンサを備え、その検出値を用いるものであっても、２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅの推定精度を向上させる上で、本発明の適用は有効である。 The present invention is not limited to a sensorless control that includes secondary frequency estimation means for estimating the secondary frequency ω2 based on the secondary magnetic fluxes φd2e and φq2e. For example, even if a sensor for detecting the rotational speed of the rotor is provided and the detected value is used, the application of the present invention is effective in improving the estimation accuracy of the secondary magnetic fluxes φd2e and φq2e.

「交流電圧印加手段について」
回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路（インバータＩＮＶ）に限らない。たとえば特願２００８−３０８２５号に記載されているように、回転機の各端子に接続されるコンバータであってもよい。
＜備考＞
かご型誘導機の状態方程式は、以下の式（ｃａ），（ｃｂ）にて表現される。 About AC voltage application means
The present invention is not limited to a DC / AC conversion circuit (inverter INV) including a switching element that connects a terminal of a rotating machine to each of a positive electrode and a negative electrode of a DC voltage source. For example, as described in Japanese Patent Application No. 2008-30825, a converter connected to each terminal of the rotating machine may be used.
<Remarks>
The state equation of the cage induction machine is expressed by the following equations (ca) and (cb).

ただし、１次インダクタンスＬ１，２次インダクタンスＬ２、１次抵抗Ｒ１，２次抵抗Ｒ２，相互インダクタンスＭを用いている。

However, primary inductance L1, secondary inductance L2, primary resistance R1, secondary resistance R2, and mutual inductance M are used.

ここで、１次電流ベクトルＩ１＝（ｉｄ１，ｉｑ１）については直接観測できる量であり、２次磁束ベクトルΦ２の推定値を２次磁束ベクトルΦ２ｅとすると、以下の式（ｃｃ）が成立する Here, the primary current vector I1 = (id1, iq1) is an amount that can be directly observed. If the estimated value of the secondary magnetic flux vector Φ2 is the secondary magnetic flux vector Φ2e, the following equation (cc) is established.

ただし、電流の微分演算を回避する上では中間変数ｘ「＝Φ２−ＧＩ１」を導入することが望ましい。

However, it is desirable to introduce an intermediate variable x “= Φ2−GI1” in order to avoid current differentiation.

なお、オブザーバのゲインＧは、以下の式（ｃｄ），（ｃｅ）にて定められる。 The observer gain G is determined by the following equations (cd) and (ce).

ただし、上記においてオブザーバの極の実部−αおよび虚部βを用いている。ここで、「α＞０」とすることで、２次磁束ベクトルΦ２ｅの各成分を真の値に収束させることができる。

However, in the above, the real part -α and the imaginary part β of the pole of the observer are used. Here, by setting “α> 0”, each component of the secondary magnetic flux vector Φ2e can be converged to a true value.

１０…モータジェネレータ（誘導機の一実施形態）、２０…制御装置、４８…磁束オブザーバ、５０…磁束補正部。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Motor generator (one Embodiment of induction machine), 20 ... Control apparatus, 48 ... Magnetic flux observer, 50 ... Magnetic flux correction | amendment part.

Claims

固定座標系における誘導機の２次磁束の成分を算出する２次磁束算出手段（４８）と、
該２次磁束算出手段によって算出された２次磁束に基づき、前記誘導機の制御量を制御すべく、前記誘導機に交流電圧を印加する交流電圧印加手段を操作する操作手段（２０）と、
前記２次磁束算出手段によって算出された前記固定座標系の成分の積分処理を行なう積分処理手段（Ｓ１６）と、
前記積分処理手段による積分処理結果に基づき、前記操作手段が前記交流電圧印加手段に出力する操作信号を生成するために用いられる演算パラメータを補正する補正手段（Ｓ２０，Ｓ３６，Ｓ３６ａ）と、
を備えることを特徴とする誘導機の制御装置。 Secondary magnetic flux calculating means (48) for calculating the secondary magnetic flux component of the induction machine in the fixed coordinate system;
Operating means (20) for operating an AC voltage applying means for applying an AC voltage to the induction machine in order to control a control amount of the induction machine based on the secondary magnetic flux calculated by the secondary magnetic flux calculating means;
Integration processing means (S16) for integrating the components of the fixed coordinate system calculated by the secondary magnetic flux calculation means;
Correction means (S20, S36, S36a) for correcting calculation parameters used for generating an operation signal output from the operation means to the AC voltage application means based on an integration processing result by the integration processing means;
An induction machine control device comprising:

前記補正手段は、前記積分処理結果に基づき、前記２次磁束算出手段によって算出された２次磁束を補正する２次磁束補正手段（Ｓ２０）を備え、
前記操作手段は、前記２次磁束補正手段によって補正された２次磁束に基づき、前記交流電圧印加手段を操作することを特徴とする請求項１記載の誘導機の制御装置。 The correction means includes secondary magnetic flux correction means (S20) for correcting the secondary magnetic flux calculated by the secondary magnetic flux calculation means based on the integration processing result,
2. The induction machine control device according to claim 1, wherein the operating means operates the AC voltage applying means based on the secondary magnetic flux corrected by the secondary magnetic flux correcting means.

前記２次磁束補正手段によって補正された２次磁束に基づき、１次電圧の位相である１次位相を算出する位相算出手段（５２）を備え、
前記積分処理手段は、前記位相算出手段によって算出される１次位相に基づき、１次電圧の回転周期の整数倍の期間における積分処理の値を、前記積分処理手段による前記積分処理結果として、前記補正手段に入力することを特徴とする請求項２記載の誘導機の制御装置。 Phase calculating means (52) for calculating a primary phase which is a phase of a primary voltage based on the secondary magnetic flux corrected by the secondary magnetic flux correcting means;
The integration processing means, based on the primary phase calculated by the phase calculation means, sets the integration processing value in a period that is an integral multiple of the rotation period of the primary voltage as the integration processing result by the integration processing means. 3. The induction machine control device according to claim 2, wherein the control device inputs the correction means.

前記２次磁束補正手段は、前記２次磁束が積分処理された値を目標値にフィードバック制御するための操作量によって前記２次磁束算出手段によって算出された２次磁束を補正することを特徴とする請求項２または３記載の誘導機の制御装置。 The secondary magnetic flux correction means corrects the secondary magnetic flux calculated by the secondary magnetic flux calculation means by an operation amount for feedback-controlling a value obtained by integrating the secondary magnetic flux to a target value. The induction machine control device according to claim 2 or 3.

前記２次磁束算出手段によって算出された２次磁束に基づき、１次電圧の位相である１次位相および１次周波数の少なくとも一方を推定する１次電圧情報推定手段を備え、
前記補正手段は、
前記積分処理手段によって積分処理された値を１次周波数で回転する回転２次元座標系の成分に変換する回転座標変換手段と、
前記回転座標変換手段によって変換された成分のうち脈動成分を低減制御すべく、前記少なくとも一方を補正する脈動低減手段と、
を備えることを特徴とする請求項１記載の誘導機の制御装置。 Primary voltage information estimating means for estimating at least one of a primary phase and a primary frequency that are phases of a primary voltage based on the secondary magnetic flux calculated by the secondary magnetic flux calculating means;
The correction means includes
Rotating coordinate conversion means for converting a value integrated by the integration processing means into a component of a rotating two-dimensional coordinate system rotating at a primary frequency;
Pulsation reducing means for correcting at least one of the components converted by the rotating coordinate conversion means to reduce and control pulsation components;
The induction machine control device according to claim 1, further comprising: