JP2015053746A - 共振型ｄｃ／ｄｃコンバータ及び多相共振型ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】部品点数の増加を抑制しつつ、出力制御性の向上を図ることができる共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、１次側コイルＬ１、２次側コイルＬ３を備えるトランスと、２次側コイルＬ３に接続される整流ダイオードを備える。整流ダイオードには、共振動作を補助する補助回路２２と、補助回路２２の後段に接続されるＬＣフィルタを備える。補助回路２２は、コンデンサＣ２及びインダクタＬ５から構成される。多相共振型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、補助回路２２あるいはＬＣフィルタにおいて出力が結合され、多相間の位相差を変化させることで出力電圧を制御する。【選択図】図２

Description

本発明は、共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ及び多相共振型ＤＣ／ＤＣコンバータに関し、特に出力制御に関する。

ハイブリッド自動車や電気自動車等の電動車両、産業用ロボット、工作機械、昇降機等の電動機を用いる動力機械には、直流電圧を変換するＤＣ／ＤＣコンバータが用いられている。ＤＣ／ＤＣコンバータは、電力供給源からの直流電圧を所望の電圧まで昇圧あるいは降圧し、電動車両や動力機械を駆動する。

ＤＣ／ＤＣコンバータには、電磁誘導及び共振を利用する共振型コンバータがある。特許文献１には、一石電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータが記載されている。直流入力電源から共振用インダクタンスに流れる電流が半導体スイッチ素子によりスイッチングされ、共振用インダクタンス及び共振用コンデンサから構成される共振回路を共振させる。共振及び電磁誘導に基づいて共振用インダクタンスに現われた電圧と、直流入力電源の出力電圧とに基づく電圧が高周波トランスの１次側に印加され、高周波トランスの２次側から負荷電圧が出力される。

また、特許文献２には、共振型のＬＬＣコンバータが記載されている。

特開平５−２６０７４５号公報 米国特許第６３４４９７９号明細書

共振型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、一般に、回路構成が複雑化及び高コスト化する傾向にあることから、可能な限り部品点数の増大を抑制しつつ、出力制御性の向上を図ることが求められる。

本発明の目的は、部品点数の増加を抑制しつつ、出力制御性の向上を図ることができる共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。

本発明は、直流電源に接続される１次側コイル、及び出力負荷に接続される２次側コイルを備えるトランスと、前記１次側コイルに接続されるスイッチ素子と、前記スイッチ素子に並列接続されるコンデンサと、前記２次側コイルに接続される整流回路とを備える共振型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、前記整流回路に接続され、共振動作を補助する補助回路と、前記補助回路に接続されるＬＣフィルタとを備え、前記補助回路は、コンデンサ及びインダクタから構成されることを特徴とする。

また、本発明は、直流電源に接続される１次側コイル、及び出力負荷に接続される２次側コイルを備えるトランスと、前記１次側コイルに接続されるスイッチ素子と、前記スイッチ素子に並列接続されるコンデンサと、前記２次側コイルに接続される整流回路とを備える共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを複数個有して多相を構成する多相共振型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、複数の前記共振型ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記整流回路に接続され、共振動作を補助する補助回路と、前記補助回路に接続されるＬＣフィルタとを備え、前記補助回路は、コンデンサ及びインダクタから構成され、かつ、複数の前記共振型ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記整流回路の後段において出力が互いに結合されることを特徴とする。

本発明の１つの実施形態では、前記補助回路及びＬＣフィルタは、複数の前記共振型ＤＣ／ＤＣコンバータに共通して設けられ、複数の前記共振型ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記補助回路を構成する前記コンデンサにおいて出力が互いに結合されることを特徴とする。

本発明の他の実施形態では、前記補助回路は、複数の前記共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ毎に設けられ、前記ＬＣフィルタは、複数の前記共振型ＤＣ／ＤＣコンバータに共通して設けられ、複数の前記共振型ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記ＬＣフィルタを構成するコンデンサにおいて出力が互いに結合されるとともに、前記補助回路を構成する前記インダクタが互いに磁気結合されることを特徴とする。

本発明のさらに他の実施形態では、多相間の位相差が０°と１８０°の間で変化することを特徴とする。

本発明の共振型ＤＣ／ＤＣコンバータによれば、トランスの２次側にＬＣフィルタに加えてその前段に補助回路を設けることで、出力制御性の向上を図ることができる。

また、本発明の多相共振型ＤＣ／ＤＣコンバータによれば、トランスの２次側にＬＣフィルタに加えてその前段に補助回路を設けることで出力制御性の向上を図るとともに、多相間において２次側の出力を互いに結合することで、部品点数の増大を抑制することができる。

さらに、本発明の多相共振型ＤＣ／ＤＣコンバータによれば、多相間の位相差を変化させることで出力電圧を容易に変化させることができ、負荷の大小に応じて適応的に出力を制御できる。

実施形態の前提となる共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成図である。 実施形態の共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成図である。 実施形態のコンデンサＣ２電圧の時間変化を示すグラフ図である。 比較例のコンデンサＣ２電圧の時間変化を示すグラフ図である。 実施形態のインダクタＬ４電圧の時間変化を示すグラフ図である。 比較例のインダクタＬ４電圧の時間変化を示すグラフ図である。 他の実施形態の回路構成図である。 他の実施形態の回路構成図である。 出力結合していない回路構成図である。 他の実施形態の回路構成図である。 他の実施形態の回路構成図である。 位相と出力電圧の関係を示すグラフ図である。 出力電流と周波数との関係を示すグラフ図である。 出力電流と最大電圧Ｖｐ及びトランス電流Ｉｐ（１），Ｉｐ（２）との関係を示すグラフ図である。 他の実施形態の回路構成図である。 他の実施形態の回路構成図である。

以下、図面に基づき本発明の実施形態について説明する。

＜前提となる１石共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成＞
まず、本実施形態の前提となる、１石共振型ＤＣ／ＤＣコンバータについて説明する。本実施形態の共振型ＤＣ／ＤＣコンバータは、このような１石共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを拡張ないし改良したものとして位置付けることができる。

図１に、１石共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の回路構成図を示す。トランスは、１次側コイルＬ１と２次側コイルＬ３を備えている。

トランスの１次側に関しては、１次側コイルＬ１の一端は、補助共振コイルＬ２を介して直流電源Ｖｉｎの正極側に接続される。１次側コイルＬ１の他端は、スイッチ素子Ｔ１の一端に接続される。スイッチ素子Ｔ１にはダイオードＤ１が逆並列接続され、かつ、スイッチ素子Ｔ１には共振用のコンデンサＣ１が並列接続される。１次側コイルＬ１の他端は、スイッチ素子Ｔ１の一端に接続されるとともにコンデンサＣ１の一端にも接続される。スイッチ素子Ｔ１の他端及びコンデンサＣ１の他端は、ともに直流電源Ｖｉｎの負極側に接続される。スイッチ素子Ｔ１は例えばスイッチングトランジスタであり、ゲート端子に制御信号が印加されてスイッチング制御される。

トランスの２次側に関しては、２次側コイルＬ３は整流ダイオードを介して平滑用コンデンサＣ３に接続され、コンデンサＣ３はフィルタ用のコイルＬ４を介して負荷ＲＬに接続される。コンデンサＣ３及びコイル（インダクタ）Ｌ４により非常に高い周波数成分のノイズが除去される。

スイッチ素子Ｔ１がオンからオフに切り替わるとき、コンデンサＣ１の電位はゼロ電位であり、このときの１次側コイルに流れる電流ＩをＩｏｎとする。この状態でスイッチ素子Ｔ１をオフとすると、１次側コイルとコンデンサＣ１で共振動作が開始され、コンデンサＣ１の電位、すなわちスイッチ素子Ｔ１の電位は上昇するが、直流電源Ｖｉｎの電圧を超えると１次側コイルＬ１に負の電圧が印加され始め、１側コイルＬ１の電流Ｉが減少に転じ、負電流になるとコンデンサＣ１電位が下がり始め、ついにはゼロになる。その後、１次側コイルＬ１の負電流はダイオードＤ１を流れるためコンデンサＣ１の電位はゼロのままである。スイッチ素子Ｔ１をオンにすると、１次側コイルＬ１の電流は再び増加し、再びＩｏｎとなったときにスイッチ素子Ｔ１をオフにすると、上記の動作を繰り返す。

従って、図１の回路において、上記のような共振が生じるタイミングと同じ周波数とデューティ比でスイッチ素子Ｔ１のゲート端子を駆動することで共振が生じ、ＤＣ／ＤＣコンバータとして機能する。

しかしながら、図１の構成のように、整流ダイオードの後に直ぐに平滑コンデンサＣ３を接続する構成の場合、共振系の定数に対して十分大きな容量のコンデンサとなるため、動作時のコンデンサ電圧はほぼ出力電圧と同等の直流電圧となり、単に平滑機能を有するのみとなる。また、高周波駆動では大容量コンデンサはリアクトル成分となるため、別途、高周波特性のよりセラミックコンデンサ等を並列接続する必要がある等、本来不要である高周波用コンデンサ部品の増加を招く。

＜本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ＞
図２に、本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ２０の回路構成を示す。１次側の構成は図１と同様である。

他方、２次側の回路構成に関しては、２次側コイルＬ３にインダクタＬ４が接続され、さらに整流回路としての整流ダイオードＤ２、Ｄ３が接続される。図１の構成では、整流ダイオードＤ２の後段に高周波ノイズを除去するためのＬＣフィルタとしてコンデンサＣ３及びインダクタＬ４を接続しているが、図２の構成では、同様に高周波ノイズを除去するためコンデンサＣ３及びインダクタＬ６からなるＬＣフィルタを接続するとともに、その前段、つまり整流ダイオードＤ２、Ｄ３と、ＬＣフィルタとの間に、共振動作を補助増幅するための補助回路２２が接続される。補助回路２２は、図に示すようにコンデンサＣ２及びインダクタＬ５から構成される。

本実施形態の回路構成において、トランスの１次側コイルＬ１に交流電圧が印加されると、トランスの２次側コイルＬ３に同相の交流電圧が発生する。その電圧が補助回路２２のコンデンサＣ２の電圧より大きくなると、整流ダイオードが順方向にバイアスされるため通電が開始される。通電が開始されるとコンデンサＣ２が充電され、コンデンサＣ２の電圧が上昇する。

その後、トランス側の電圧がコンデンサＣ２の電圧より低くなると、整流ダイオードは逆バイアスされるため電流はオフ状態になる。一方、補助回路２２のインダクタＬ５には常時負荷ＲＬに流れる直流電流とほぼ同じ電流、あるいは直流電流より小さい交流電流を加算した電流が流れているため、整流ダイオードがオフ時にはインダクタＬ５の電流によりコンデンサＣ２が放電し、電圧が低下する。この動作は共振過程と同じサイクルで発生し、コンデンサＣ２には共振周波数と同じ電圧成分が発生する。コンデンサＣ２に発生するこの交流電圧は、コンデンサＣ２とインダクタＬ５の定数を最適化することにより、コンバータの最大出力付近で十分大きな交流電圧とすることができる。

また、コンデンサＣ２に発生する交流電圧の位相は、トランスの１次側に印加される交流電圧とは逆の位相成分を含むため、図１に示す構成と比較して、コイルＬ１とＬ３の結合率を１とした場合の寄生成分に相当するインダクタＬ４に印加される電圧は増加し、２次側電流が増大する。このため出力が増大する。すなわち、コンデンサＣ２とインダクタＬ５から構成される補助回路２２により共振現象が増幅されることになり、コンデンサＣ２とインダクタＬ５は共振現象を増幅する効果を有する。

本実施形態における補助回路２２は、その後段に接続されるＬＣフィルタと同様のフィルタ機能を有するだけでなく、共振動作を補助増幅する機能を有する点に留意すべきである。

なお、コンデンサＣ２の容量は小さくて済むため、高周波特性に優れたセラミックコンデンサあるいはフィルムコンデンサ等で対応可能であり、高周波駆動に適したものとなる。

また、インダクタＬ５はフィルタ効果も併せて有するため、純粋にＬＣフィルタとして付加するコンデンサＣ３及びインダクタＬ６の容量は小さくて済み、２次側回路全体を小型化することもできる。

次に、図２に示す回路構成をより具体的に説明する。

図２の各回路素子の定数は、例えば以下のように設定する。
Ｌ１＝Ｌ３＝１．５μＨ
Ｌ２＝０．８μＨ
Ｌ４＝０．１μＨ
Ｌ５＝Ｌ６＝１μＨ
Ｃ１＝２．６ｎＦ
Ｃ２＝３０ｎＦ
Ｃ３＝２μＦ
ＲＬ＝２０Ω

図３に、入力電圧を２００Ｖとし、周波数１．５ＭＨｚで駆動した場合の補助回路２２のコンデンサＣ２の電圧波形を示す。また、図４に、比較のためコンデンサＣ２を平滑用の容量（２μＦ）とした図１の回路構成の電圧波形を示す。両図において、横軸は時間、縦軸は電圧を表す。

図３に示すように、本実施形態の回路構成では、約２５０Ｖｐｐ、１．５ＭＨｚの交流電圧が発生しているが、図４では平滑用のため直流となっている。

また、解析により求めたインダクタＬ４の電圧に関し、図５に、本実施形態の回路構成の場合を示し、図６に、図１の回路構成の場合を示す。両図において、横軸は時間、縦軸は電圧を表す。本実施形態の回路構成では、最大電圧Ｖｐ＝７５Ｖ程度の電圧が印加されているのに対し、図１の回路構成では、最大電圧Ｖｐ＝５４Ｖ〜５６Ｖとなっており、本実施形態では２次側電流が３〜４割増大している。この結果、同じ２０Ωの負荷でありながら、出力電圧は図１の回路構成では１９５Ｖの電圧しか得られないのに対し、本実施形態の回路構成では２３７Ｖと約４７％出力が増大することになる。本実施形態における補助回路２２の共振増幅作用は明らかである。

なお、以上の説明では出力電圧が変動しているが、出力電圧を一定とする制御を行うことも勿論可能である。

＜他の実施形態の共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ＞
上記の実施形態では、単相共振型ＤＣ／ＤＣコンバータについて説明したが、単相駆動では低負荷時に効率が低下する場合がある。このため、低負荷時の効率低下を抑制すべく多相駆動とすることが考えられるが、単に多相化、例えば２相化したのでは部品点数の増大を招く。

そこで、本実施形態では、多相駆動にするとともに、２次側部品を共通化して低コスト化を図ることができる多相共振型ＤＣ／ＤＣコンバータについて説明する。多相駆動においても、上記の実施形態のようにＬＣフィルタの前段に補助回路２２を設けることで共振増幅を行うことが可能である。

図７及び図８に、本実施形態の多相共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成を示す。図２に示す回路構成を２つ並列に接続して２相駆動とし、かつ、２次側出力部の所定箇所で２相の出力を結合した回路構成である。

図７に示す２相共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、２つのコンバータの２次側を補助回路２２を構成するコンデンサＣ２で結合した構成である。２相構成のうちの第１相の２次側は２次側コイルＬ２、インダクタＬ４及び整流ダイオードを備え、整流ダイオードに補助回路２２が接続され、さらに補助回路２２の後段にＬＣフィルタ用のコンデンサＣ３及びインダクタＬ６が接続される。また、２相構成のうちの第２相の２次側も２次側コイルＬ２、インダクタＬ４及び整流ダイオードを備え、整流ダイオードに第１相の補助回路２２が接続される。すなわち、補助回路２２及びＬＣフィルタは、第１相と第２相で共通化され、第１相と第２相の２次側出力は、補助回路２２のコンデンサＣ２で互いに結合される。

また、図８に示す２相共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ４０は、２つのコンバータの２次側をＬＣフィルタのコンデンサＣ３で結合するとともに、その前段の補助回路２２のインダクタＬ５を２相間で磁気結合した構成である。２相構成のうちの第１相の２次側は２次側コイルＬ２、コイルＬ４及び整流ダイオードを備え、整流ダイオードに補助回路２２が接続され、さらに補助回路２２の後段にフィルタ用のコンデンサＣ３及びコイルＬ６が接続される。２相構成のうちの第２相の２次側も２次側コイルＬ２，コイルＬ４及び整流ダイオードを備え、整流ダイオードに補助回路２２’が接続される。補助回路２２’は、コンデンサＣ２’及びインダクタＬ５’から構成され、インダクタＬ５’は補助回路２２のインダクタＬ５と磁気結合する。補助回路２２’はコンデンサＣ３に接続される。すなわち、補助回路２２、２２’は各相毎に設けられ、ＬＣフィルタは第１相と第２相で共通化される。第１相と第２相の２次側出力は、ＬＣフィルタのコンデンサＣ３及び補助回路２２、２２’のインダクタＬ５、Ｌ５’で互いに結合される。

まず、図７に示す２相共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０についてその動作を説明する。

図９に、２つのコンバータを並列に接続した場合の回路構成を示す。また、図１０に、図７の回路構成と同一の回路構成を示す。図９において、２つのコンバータの整流ダイオード側から見たコンデンサＣ２以降のインピーダンスＺをＺ＝２×Ｚｏとする。２つのコンバータが同じ仕様で、同じ動作をした場合、各部のポイントは同じ電位のため両者を接続しても電流は流れず、同じ回路とみなすことができる。従って、図９と図１０は実質的に同一回路になる。

次に、２つのコンバータが同じ仕様であっても片側のみが動作する場合を考える。この場合、コンデンサＣ２以降のインピーダンスＺは図９の場合にはＺ＝２×Ｚｏであるが、図１０の場合にはインピーダンスＺはＺ＝Ｚｏとなる。すなわち、図１０の構成（つまり図７の構成）に着目すると、整流ダイオード以降のインピーダンスＺは２つのコンバータが同時に動作した場合にはＺ＝２×Ｚｏであるのに対し、片側動作のみの場合はＺ＝Ｚｏとなり、動作条件に応じてインピーダンスＺが変化することになる。

ここで、図１０の構成（図７の構成）において、２次側の整流ダイオードが通電するオン状態と通電しないオフ状態があり、半波整流のため通電期間は全周期の１／２以下となる。このため、２相間で同じ動作をしても、位相差が０°と位相差が１８０°の場合で状況が異なることになる。

位相差が０°の場合、２相が同じ動作のため、上記のように整流ダイオード以降のインピーダンスＺはＺ＝２×Ｚｏとなり、位相差が１８０°の場合、片側の整流ダイオードが通電時には他方は非通電のため等価的な片側動作となり、上記のように整流ダイオード以降のインピーダンスＺはＺ＝Ｚｏとなる。但し、通電開始時に他方の動作の影響が通電開始時の初期状態の変化として残っているので、純粋な片側動作とは若干異なる。結局、図１０の構成（図７の構成）では、位相差が１８０°から０°に変化するに従って、２次側のインピーダンスＺがＺｏから２×Ｚｏへと最大２倍に増加することになる。

図１０の構成（図７の構成）は２相駆動であるため、低負荷時は単相のみの動作とすることで高効率化を図ることができる。また、２次側部品が整流ダイオード以降で共通化されているので、部品点数の削減も可能である。さらに、上記のように２相間の位相差によりインピーダンスが変化するため、同じ条件でも２相間の位相差が１８０°でインピーダンスが小さくなる場合には出力電圧は低下し、２相間の位相差が０°でインピーダンスが大きくなる場合には出力電圧は増加する。結果として、２相間の位相差により出力電圧を制御することが可能となり、制御性が向上する。

位相差による出力電圧の制御は、２次側が低インピーダンス領域で変化する場合の方が制御域が広いため、高出力側領域で有効である。ＥＭＩ（電磁妨害）は高出力領域で支配的となるため、高出力側で同一周波数で出力制御可能であることは、周波数を変化させて制御する方式と比較して、予め高周波領域で効果的なフィルタを設けることでＥＭＩ低減が可能となる理由でより好ましいといえる。

次に、図８の回路構成について説明する。

図８の回路構成では、さらに２相がインダクタＬ５、Ｌ５’で磁気結合した効果が付加される。インダクタＬ５、Ｌ５’を結合係数（Ｋ）が正となるようにすると、位相差０°での２つのコンバータ動作により同時に同じ電流をインダクタＬ５、Ｌ５’に流そうとすると、磁気結合の効果によりインダクタＬ５、Ｌ５’は最大２倍のインダクタンス成分となる。

一方、片側動作に近い位相差１８０°動作の場合については、インダクタＬ５にインダクタＬ５’とコンデンサＣ２’が付加されることになる。しかし、コンデンサＣ３の容量がコンデンサＣ２の容量に対して十分大きくなっているので（コンデンサＣ３はフィルタ用であり、コンデンサＣ２はインピーダンス変換用であるため、Ｃ２＜＜Ｃ３である）、インダクタＬ５’とコンデンサＣ２’の影響は無視でき、結局片側動作とみなすことができる。

次に、図８に示す回路構成をより具体的に説明する。

図１１に、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０の構成を示す。２次側の第１相の図中Ａの構成は、２次側の第２相の構成にも同一の構成として存在する。各素子の定数は、例えば以下の通りである。
Ｃ１＝２．６ｎＦ
Ｃ２＝Ｃ２’＝３０ｎＦ
Ｃ３＝２μＦ
Ｌ１＝Ｌ２＝１．５μＨ
Ｌ３＝０．８μＨ
Ｌ４＝０．１μＨ
Ｌ５＝Ｌ５’＝Ｌ６＝１μＨ
Ｋ（Ｌ５／Ｌ５’）＝１

図１２に、１．７ＭＨｚで駆動し、２相間の位相差を変化させた場合の位相差と出力電圧の関係を示す。図において、横軸は位相差、縦軸は出力電圧を表す。負荷抵抗が５００Ωと大きい場合には１次側定数への影響がもともと小さいため、２相間の位相差を変えても出力電圧の変化は小さい。他方、負荷抵抗が１０Ωと小さい場合には、２相間の位相差を変えることにより出力電圧が変化し、位相差０°の方がインピーダンスは大きくなり、出力電圧は大きくなる。５００Ωの条件で電圧変化が小さいのは、１次側のインピーダンスが負荷インピーダンスに対して小さいために、負荷側のインピーダンス変化が出力電圧の変化として現れないからである。必要な負荷領域に合わせて、１次側及びトランスのインピーダンスを設定することで、必要な負荷領域において常に位相差により出力電圧を制御することが可能となる。

図１３に、駆動周波数と出力電流の関係を示す。図において、横軸は出力電流、縦軸は駆動周波数とデューティを表す。入力電圧１７０Ｖ〜２３０Ｖ、出力電圧２００Ｖの条件で、出力電流０〜２０Ａの制御が、駆動周波数１．４６ＭＨｚ〜１．９ＭＨｚで達成できていることが分かる。この制御周波数範囲は、従来のＬＬＣコンバータ（単相駆動）での制御周波数範囲と比較して大幅に小さな制御周波数範囲である。また、図１３の範囲では全てソフトスイッチング動作を保持している。

２相間の位相差は、１０Ａ〜２０Ａの出力の範囲内で位相差０°であり、それ以下では位相差１８０°である。１０Ａ以下の中負荷域では位相差１８０°であり、位相差１８０°時には電源からの入力電流は２相間で位相差１８０°となり基本波が打ち消し合うために位相差０°に対して電流リップルが小さくなるため、中負荷域では１８０°位相差動作が望ましい。また、図１２では２相動作時の制御性を示すため２相動作となっているが、低負荷域では単相動作とすることで高効率化が可能である。以上をまとめると、
低負荷域：単相動作
中負荷域：２相動作で位相差１８０°
高負荷域：２相動作で位相差０°
が望ましいといえる。

なお、位相差１８０°での周波数範囲は１．３ＭＨｚ〜１．９ＭＨｚ、位相差０°での周波数範囲は１．４６ＭＨｚ〜１．９ＭＨｚであるが、位相差１８０°の利点は、奇数倍波が打ち消されるため入力側の電流リップルが小さいこと、及び出力側の電圧リップルが小さいことである。このことからも、定常出力域（中負荷域）は位相差１８０°で制御し、否定常時の最大出力（高負荷時）は位相差０°での制御が望ましいといえる。

図１４に、素子電圧の最大値Ｖｐ及びトランス電流の最大値（１次側Ｉｐ（１）、２次側Ｉｐ（２））と出力電流との関係を示す。図において、横軸は出力電流、縦軸はＶｐ、Ｉｐ（１）、Ｉｐ（２）を表す。スイッチング素子としてＳｉＣ製のＭＯＳＦＥＴを用いた結果であるが、素子電圧は１ｋＶ以下、Ｉｐ（１）と同じである素子電流の最大値は３５Ａ以下であるため、Ｓｉ製のＭＯＳＦＥＴを用いることもできる。また、ＧａＮ製のＭＯＳＦＥＴでもよい。

以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明はこれらに限定されず種々の変形が可能である。

例えば、本実施形態では２相のＤＣ／ＤＣコンバータについて説明したが、３相以上の構成としてもよく、第１相に対して同相となる他の相と、第１相に対して１８０°位相差となる他の相の数を切り替える等により、制御範囲を拡大することができる。また、３相構成として例えば中負荷域では２相動作とし、動作している２相間では位相差制御により出力電圧を制御する等も可能である。

また、図７と図８の回路構成を比較すると、図７の回路構成の方が部品点数が少なくて済む反面、位相差制御を実行する際にハードスイッチングになりやすい。他方、図８の回路構成では逆に部品点数は図７よりも多いが、上記のように位相差制御を実行する際にソフトスイッチングを実現できる。従って、これらの特性を考慮し、用途に応じて図７あるいは図８のいずれかを選択すればよい。

さらに、図２の回路構成は半波整流であるが、これを両波整流に拡張することも可能である。

図１５及び図１６に、図２の回路構成を両波整流に拡張した場合の回路構成を示す。図１５は、Ｃ結合の場合であり、図１６はＬ結合の場合である。

図１５において、２次側コイルＬ３は２つのコイルＬ３−１、Ｌ３−２から構成され、コイルＬ４もコイルＬ４−１、Ｌ４−２から構成される。コイルＬ４−１，Ｌ４−２の出力端はともに整流ダイオードを介してコンデンサＣ２に接続される。コンデンサＣ２とインダクタＬ５が補助回路２２を構成する点は図２と同様である。

図１６において、２次側コイルＬ３は２つのコイルＬ３−１，Ｌ３−２から構成され、コイルＬ４もコイルＬ４−１，Ｌ４−２から構成される。コイルＬ４−１の出力端は整流ダイオードを介して補助回路２２に接続され、コイルＬ４−２の出力端は整流ダイオードを介して補助回路２２’に接続される。補助回路２２はコンデンサＣ２及びインダクタＬ５から構成され、補助回路２２’はコンデンサＣ２’及びインダクタＬ５’から構成され、インダクタＬ５、Ｌ５’は磁気結合される。

１０，２０，３０，４０ ＤＣ／ＤＣコンバータ、２２，２２’ 補助回路。

Claims (5)

1. 直流電源に接続される１次側コイル、及び出力負荷に接続される２次側コイルを備えるトランスと、
   前記１次側コイルに接続されるスイッチ素子と、
   前記スイッチ素子に並列接続されるコンデンサと、
   前記２次側コイルに接続される整流回路と、
   を備える共振型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   前記整流回路に接続され、共振動作を補助する補助回路と、
   前記補助回路に接続されるＬＣフィルタと、
   を備え、前記補助回路は、コンデンサ及びインダクタから構成される
   ことを特徴とする共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 直流電源に接続される１次側コイル、及び出力負荷に接続される２次側コイルを備えるトランスと、
   前記１次側コイルに接続されるスイッチ素子と、
   前記スイッチ素子に並列接続されるコンデンサと、
   前記２次側コイルに接続される整流回路と、
   を備える共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを複数個有して多相を構成する多相共振型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   複数の前記共振型ＤＣ／ＤＣコンバータは、
   前記整流回路に接続され、共振動作を補助する補助回路と、
   前記補助回路に接続されるＬＣフィルタと、
   を備え、前記補助回路は、コンデンサ及びインダクタから構成され、かつ、
   複数の前記共振型ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記整流回路の後段において出力が互いに結合される
   ことを特徴とする多相共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. 請求項２記載の多相共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
   前記補助回路及びＬＣフィルタは、複数の前記共振型ＤＣ／ＤＣコンバータに共通して設けられ、
   複数の前記共振型ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記補助回路を構成する前記コンデンサにおいて出力が互いに結合される
   ことを特徴とする多相共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
4. 請求項２記載の多相共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
   前記補助回路は、複数の前記共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ毎に設けられ、
   前記ＬＣフィルタは、複数の前記共振型ＤＣ／ＤＣコンバータに共通して設けられ、
   複数の前記共振型ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記ＬＣフィルタを構成するコンデンサにおいて出力が互いに結合されるとともに、前記補助回路を構成する前記インダクタが互いに磁気結合される
   ことを特徴とする多相共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
5. 請求項２，３のいずれかに記載の多相共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
   多相間の位相差が０°と１８０°の間で変化することを特徴とする多相共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。

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