JP5547603B2 - 電源装置 - Google Patents
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Description
共振形コンバータでは、スイッチング回路により矩形波状電圧を生成し、この矩形波状電圧のHigh時間率を50%に維持しながら周波数を変化させることにより出力電力を調整する。共振形コンバータの出力電力を微小に変化させるためには、矩形波状電圧の周波数の変調分解能を上げる必要があり、矩形波状電圧の周期を微小に変化させる必要がある。矩形波状電圧の周期を微小に変化させるため、通常はクロック信号の周波数を上げている。なお、クロック周波数を上げずに矩形波状電圧の周期の変化を小さくする方法が特許文献1に開示されている。
また、特許文献1に開示された方法では、逓倍器が必要であり、コストアップの要因となるという課題がある。
すなわち、直流端子間に直流電源が接続され交流端子間に矩形波状電圧を出力するスイッチング回路と、交流端子間に入力した電流を整流して、直流負荷および平滑コンデンサが並列接続された直流端子間に出力する整流回路と、前記スイッチング回路の交流端子間に接続された1次巻線と前記整流回路の交流端子間に接続された2次巻線とを有し、前記1次巻線と前記2次巻線とを磁気結合するトランスと、前記1次巻線及び/又は前記2次巻線と直列接続された共振コンデンサ及び共振インダクタと、前記矩形波状電圧の周波数が変化するように前記スイッチング回路が有するスイッチング素子を制御する制御手段と、を備え、前記直流電源の電力を前記直流負荷に供給する電源装置であって、前記制御手段は、前記矩形波状電圧のHigh時間率を正負の対称動作が許容される所定の範囲内で維持しながら、前記矩形波状電圧の周期を前記制御手段の備えるクロック信号の1クロック周期ずつ変化させることを特徴とする。
(第1実施形態)
図1は、本発明の第1実施形態による電源装置1の構成を示す回路図である。この電源装置1は、交流電源5と、直流負荷6との間に備えられ、交流電源5から直流負荷6へ電力を供給する。
電源装置1は、交流電源5の交流電力を入力し、直流のリンク電圧VLINKを出力するAC−DCコンバータ2と、このリンク電圧VLINKを電源とし絶縁しつつ直流負荷6へ直流電力を供給するDC−DCコンバータ3と、これらのAC−DCコンバータ2とDC−DCコンバータ3を制御する制御手段4とを備えている。
また、制御手段4は後記するDC−DCコンバータ3の制御も行う。
また、スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2を直列接続したものを第1のスイッチングレッグ、スイッチング素子Q3とスイッチング素子Q4を直列接続したものを第2のスイッチングレッグと表記する。
また、ダイオードD21とダイオードD22の直列接続点とダイオードD23とダイオードD24の直列接続点との間の交流端子間は巻線N2に接続されている。
以上の電圧センサ21〜23と電流センサ24、25は制御手段4に接続され、制御手段4は電圧センサ21〜23と電流センサ24、25によって検出された各電圧、電流の情報を参照して制御している。
例えば制御手段4は概ね12Vの電源で動作し、リンクコンデンサC1の両端には概ね380Vの直流電圧が加わっている。したがって、スイッチング素子Q1、Q3をオン(ON)させる場合にはスイッチング素子Q1、Q3のゲート(Q1)、(Q3)に380Vよりも12V高い電圧を加える必要がある。制御手段4からは直接には、このような高い電圧は供給できないので、変換回路(不図示)を介して高い信号電圧に変換してからスイッチング素子Q1、Q3のゲート(Q1)、(Q3)に供給している。
次に、図2を用いてAC−DCコンバータ2の回路動作を説明する。ここでは、交流電源5の電圧が交流で正負反転する際の片側の1極性の場合について説明する。交流電源5の電圧が反転して、他の側である逆極性の場合の動作は、極性が逆であるだけで容易に類推可能であるので図示は省略している。
また、図2において、図2(a)、(b)は、スイッチング素子Q10がオン(ON)した状態である「モードa」と、スイッチング素子Q10がオフ(OFF)した状態である「モードb」における回路動作を示す。なお、図2(a)、(b)において、矢印のついた破線で電流の流れる方向と経路を示している。
図2(a)に示したモードaでは、スイッチング素子Q10がオン状態である。交流電源5の電圧がダイオードD11とダイオードD14を介して平滑インダクタL1に印加され、交流電源5のエネルギーが平滑インダクタL1に蓄積される。
図2(b)に示したのがモードbである。スイッチング素子Q10をターンオフ(オフ)すると、モードbの状態となる。モードbでは、平滑インダクタL1に蓄積されたエネルギーがダイオードD11とダイオードD14、および昇圧ダイオードD10を介してリンクコンデンサC1に放出される。
なお、交流電源5は商用電源周波数の50Hz〜60Hzであるのに対して、スイッチング素子Q10は概ね20KHz〜100KHzでスイッチングされる。したがって、図2においては、交流電源5の極性が図示した状態のまま変化しない間に、スイッチング素子Q10は数100回から数1000回、スイッチングを繰り返すことになる。
また、前記したように、交流電源5の極性が反転した場合については図示していないが、極性が反転した場合にはダイオードD12とダイオードD13を介して前記したことと同様のことが行われる。
次に、図3A〜図3Dを参照してDC−DCコンバータ3の回路動作を説明する。図3A〜図3Dは、それぞれ「モードA」〜「モードD」における回路動作を示す。
図3AにモードAの状態を示す。モードAでは、スイッチング素子Q1、Q4がオン状態である。ノードNd1−Nd2間には、ノードNd1が正の向きに、リンクコンデンサC1の電圧VLINKが印加されている。リンクコンデンサC1から共振コンデンサCr1と共振インダクタLr1による共振電流が巻線N1に流れている。巻線N2に誘導された電流は、ダイオードD21、D24を介して、平滑コンデンサC2と出力の直流負荷6へ流れている。また、図3Aにおいて、矢印のついた破線で電流の流れる方向と経路を示している。
また、一次側に巻線N1と二次側に巻線N2を備えたトランスT1において、一次側の交流電圧の巻線比(N2/N1)に略比例した交流電圧が二次側に誘起される。
図3BにモードBの状態を示す。流れた電流により共振コンデンサCr1に電荷が蓄積し、共振コンデンサCr1と共振インダクタLr1による共振電流が流れ終わると、モードBの状態となる。モードBでは、巻線N1にはトランスT1の励磁電流が流れている。巻線N2の電圧は、出力の平滑コンデンサC2の電圧より低く、ダイオードD21、D24があるために巻線N2には電流が流れていない。
図3CにモードCの状態を示す。スイッチング素子Q1、Q4をターンオフすると、モードCの状態となる。なお、モードAにおいて、共振電流が流れ終わる前にスイッチング素子Q1、Q4をターンオフすると、モードBが省略される場合がある。モードCでは、スイッチング素子Q1、Q4を流れていた共振インダクタLr1の電流が、ダイオードD2、D3を流れ、リンクコンデンサC1へ流れる。このとき、ノードNd1−Nd2間には、ノードNd2が正の向きに、リンクコンデンサC1の電圧が生じている。
次に、モードDに移行する前にスイッチング素子Q2、Q3をターンオン(オン)しておく。
図3DにモードDの状態を示す。巻線N1の電流が反転したのがモードDの状態である。モードDではスイッチング素子Q2、Q3がオンしているので、モードCの最終段階において、共振インダクタLr1のエネルギーがすべて吐き出されるとリンクコンデンサC1から共振インダクタLr1へ電流、つまりエネルギーが流れ込むことになる。
また、巻線N2に誘導された電流は、ダイオードD22、D23を介して、平滑コンデンサC2と出力の直流負荷6へ流れている。
以降、モードB、Cの対称動作が行われ、その後、再びモードAへ戻る。なお、対称動作の図示と説明は省略する。
次に、図4(a)〜(c)を用いてノードNd1−Nd2間の矩形波状電圧の生成方法を説明する。なお、図4(a)〜(c)において示されている項目は、(1)制御手段4における基本のクロック信号、(2)スイッチング素子Q1、Q4のそれぞれのゲート波形であるゲート:Q1、Q4、(3)スイッチング素子Q2、Q3のそれぞれのゲート波形であるゲート:Q2、Q3、(4)ノードNd1−Nd2間の矩形波状電圧である。また横軸は経過する時間である。
図4(a)は、クロック信号と、スイッチング素子Q1〜Q4のゲート信号と、ノードNd1−Nd2間の矩形波状電圧を示している。スイッチング素子Q1〜Q4は、オン時間を4クロック周期、オフ時間を6クロック周期とし、Q1とQ4のオン状態と、Q2とQ3のオン状態との間に、Q1〜Q4の全てがオフ状態となる1クロック周期のデッドタイムを設けている。これにより矩形波状電圧は、High(高電位、正、1)時間とLow(低電位、負、0)時間がともに5クロック周期となり、High時間率が50%、周期が10クロック周期となっている。
次に、図4(b)では、図4(a)より少しだけ出力電力を絞るために、矩形波状電圧の周波数を1階調だけ高くしたときの波形を示している。スイッチング素子Q1、Q4のオン時間を3クロック周期に、スイッチング素子Q2、Q3のオフ時間を5クロック周期にそれぞれ短くしている。これにより、矩形波状電圧のHigh時間が4クロック周期、Low時間が5クロック周期となり、High時間率が44%、周期が9クロック周期となっている。
図4(c)は、矩形波状電圧の周波数を図4(b)より更に1階調だけ高くしたときの波形を示している。スイッチング素子Q1〜Q4は、オン時間を3クロック周期、オフ時間を5クロック周期とし、矩形波状電圧は、High時間とLow時間がともに4クロック周期となり、High時間率が50%、周期が8クロック周期となっている。
なお、この例では「基本的に所定値に」は「基本的に50%に」であるが、これは一例であり、発明の効果の奏する範囲で値は変更可能である。
図4(a)から(c)に示した場合においては、矩形波状電圧のクロック周期が10クロック周期から9クロック周期、そして8クロック周期へとなるにつれ、周波数としてはその逆数であって徐々に高くなる。したがって、スイッチング周波数は共振周波数から離れていくので、出力電力は低下する。すなわち徐々に出力電力が絞られていくのである。
一方、本発明では、矩形波状電圧の周波数を1階調だけ変化させる場合には、矩形波状電圧のHigh時間とLow時間を交互に1クロック周期ずつ変化させることにより、矩形波状電圧の周期を1クロック周期ずつ変化させることができる。これにより、矩形波状電圧の周波数の変調分解能が2倍に向上するため、出力電圧や出力電流を細かく制御することができる。
図4(b)においては、矩形波状電圧のHigh時間率が50%から少し異なった値となっているが、この程度以下の相違であれば、実用的には問題にならないことが多い。
前記したように本発明の第1実施形態である電源装置1は、矩形波状電圧のHigh時間とLow時間を交互に1クロック周期ずつ変化させることにより、スイッチング周波数を細かく調整できるので、精密に定電圧制御や定電流制御をすることができる。
次に第2の実施形態を示す。
図5は、本発明による電源装置1を採用した電気自動車110の電源システムの概要を示す構成図である。電源装置1は、交流電源109に接続するプラグイン充電コネクタ108と、二次電池105に接続されている。
二次電池105には、電装機器101が接続された補機バッテリ106へ電力供給するDC−DCコンバータ100が接続されている。
また、二次電池105には、動力用モータ104を駆動するインバータ103へ電力供給するDC−DCコンバータ102が接続されている。
また、二次電池105には、急速充電器などの外部直流電源を接続して二次電池105を充電する急速充電コネクタ107が接続されている。
なお、電源装置1は、ハイブリッド自動車や電気自動車以外の電動車両などにも適用できる。
以上で説明した共振形のDC−DCコンバータ3では、スイッチング素子を4素子によるフルブリッジ接続した回路と、ダイオードを4素子によるブリッジ接続した回路との組合せとしたが、2素子によるハーフブリッジ回路やセンタタップ回路を組合せた回路方式としても同様の効果が得られる。
この場合には、ゲート信号の立上りや立下りはクロック信号に同期しないが、矩形波状電圧のHigh時間とLow時間がクロック周期の整数倍となる点は図4(a)〜(c)と同じであり、本発明の特徴である前述のHigh時間とLow時間を交互に1クロック周期ずつ変化させる方法が適用できる。
なお、ディザリングにより図4(a)の10クロック周期と図4(c)の8クロック周期とを交互に繰り返せば、見かけの上の周期が9クロック周期の矩形波状電圧を生成できる。
しかしながらこの場合には、出力に9クロック周期の2倍である18クロック周期の脈動が重畳する。一般的に、ディザリングでは、出力に分数調波が重畳する。
一方、前記した本実施形態の図4(b)の周期9クロック周期の矩形波状電圧の場合には、分数調波が重畳しない出力を得ることができる。
以上、本実施形態の電源装置はDC−DCコンバータ3において制御手段4によって矩形波状電圧のHigh時間率を概ね50%に維持しながら周波数の変調分解能を向上させることで、出力電力を細かく制御した電源装置を提供することができる。
そして、クロック周波数を上げず、また逓倍器を用いないので、低コストで低消費電力を実現した電源装置を提供することができる。
また、本実施形態の電源装置は、矩形波状電圧により共振電流を流し、デジタル的に周波数を変化させて出力を制御するシステムに広く適用することができる。例えば、前記したようにIH(誘導加熱)システムに本実施形態の電源装置を用いれば、被加熱導体の発熱量を細かく制御することができる。
2 AC−DCコンバータ
3 DC−DCコンバータ
4 制御手段
5 交流電源
6 直流負荷
7 昇圧チョッパ回路
8 スイッチング回路
21、22、23 電圧センサ
24、25 電流センサ
101 電装機器
100、102 DC−DCコンバータ
103 インバータ
104 動力用モータ
105 二次電池
106 補機バッテリ
107 急速充電コネクタ
108 プラグイン充電コネクタ
109 交流電源
110 電気自動車。
C1 リンクコンデンサ
C2 平滑コンデンサ
Cr1 共振コンデンサ
D1〜D4 ダイオード、逆並列ダイオード
D10 昇圧ダイオード
D11〜D14 ダイオード、整流ダイオード
D21、D22 ダイオード(第1のダイオードレッグ)
D23、D24 ダイオード(第2のダイオードレッグ)
L1 平滑インダクタ
Lr1 共振インダクタ
N1、N2 巻線
Nd1、Nd2 ノード
Q1、Q2 スイッチング素子(第1のスイッチングレッグ)、ゲート、ゲート波形
Q3、Q4 スイッチング素子(第2のスイッチングレッグ)、ゲート、ゲート波形
Q10 スイッチング素子、昇圧スイッチング素子
T1 トランス
VLEAK リンク電圧、電圧
VO 出力電圧
Claims (14)
- 直流端子間に直流電源が接続され交流端子間に矩形波状電圧を出力するスイッチング回路と、
交流端子間に入力した電流を整流して、直流負荷および平滑コンデンサが並列接続された直流端子間に出力する整流回路と、
前記スイッチング回路の交流端子間に接続された1次巻線と前記整流回路の交流端子間に接続された2次巻線とを有し、前記1次巻線と前記2次巻線とを磁気結合するトランスと、
前記1次巻線及び/又は前記2次巻線と直列接続された共振コンデンサ及び共振インダクタと、
前記矩形波状電圧の周波数が変化するように前記スイッチング回路が有するスイッチング素子を制御する制御手段と、
を備え、前記直流電源の電力を前記直流負荷に供給する電源装置であって、
前記制御手段は、前記矩形波状電圧のHigh時間率を正負の対称動作が許容される所定の範囲内で維持しながら、前記矩形波状電圧の周期を前記制御手段の備えるクロック信号の1クロック周期ずつ変化させることを特徴とする電源装置。 - 請求項1において、前記所定の範囲内とは、前記矩形波状電圧のHigh時間率が44%から56%の範囲内とすることを特徴とする電源装置。
- 請求項1または請求項2において、前記電源装置は、さらにAC−DCコンバータを備え、
該AC−DCコンバータの入力端子間に交流電源が接続され、出力端子は前記スイッチング回路の直流端子間に接続されたことを特徴とする電源装置。 - 請求項1乃至請求項3のいずれか一項において、前記制御手段は、前記矩形波状電圧のHigh時間とLow時間とを前記クロック信号の1クロック周期ずつ交互に変化させることを特徴とする電源装置。
- 請求項1乃至請求項4のいずれか一項において、前記制御手段は、前記矩形波状電圧の周波数を変化させて前記直流負荷に供給する電力を変化させることを特徴とする電源装置。
- 請求項1乃至請求項5のいずれか一項において、前記整流回路は、第1、第2のダイオードを直列接続した第1のダイオードレッグと、第3、第4のダイオードを直列接続し、かつ前記第1のダイオードレッグに並列接続された第2のダイオードレッグとを備え、前記第1のダイオードレッグの両端間を直流端子間とし、前記第1、第2のダイオードの直列接続点と前記第3、第4のダイオードの直列接続点との間を交流端子間としたことを特徴とする電源装置。
- 請求項6において、前記第3、第4のダイオードをそれぞれ第1、第2の分圧コンデンサに置き換えたことを特徴とする電源装置。
- 請求項1乃至請求項7のいずれか一項において、前記スイッチング回路は、第1、第2のスイッチング素子を直列接続した第1のスイッチングレッグと、第3、第4のスイッチング素子を直列接続し、かつ前記第1のスイッチングレッグに並列接続された第2のスイッチングレッグとを備え、前記第1のスイッチングレッグの両端間を直流端子間とし、前記第1、第2のスイッチング素子の直列接続点と前記第3、第4のスイッチング素子の直列接続点との間を交流端子間としたことを特徴とする電源装置。
- 請求項8において、前記共振コンデンサは、前記第3、第4のスイッチング素子をそれぞれ置き換えた第1、第2の共振コンデンサとしたことを特徴とする電源装置。
- 請求項8または請求項9において、前記第1〜第4のスイッチング素子のそれぞれに逆並列ダイオードを備えたことを特徴とする電源装置。
- 請求項1乃至請求項10のいずれか一項において、前記制御手段は、前記電源装置の出力を定電流定電圧制御することを特徴とする電源装置。
- 直流端子間に直流電源が接続され交流端子間に矩形波状電圧を出力するスイッチング回路と、
前記スイッチング回路の交流端子間に接続された巻線と、
前記巻線と直列接続された共振コンデンサと、
前記矩形波状電圧の周波数を変化させるように前記スイッチング回路が備えたスイッチング素子を制御する制御手段と、
を備え、
前記直流電源の電力により前記巻線と磁気結合した被加熱導体を誘導加熱する電源装置であって、
前記制御手段は、前記矩形波状電圧のHigh時間率を正負の対称動作が許容される所定の範囲内で維持しながら、前記矩形波状電圧の周期を前記制御手段の備えるクロック信号の1クロック周期ずつ変化させることを特徴とする電源装置。 - 請求項12において、前記所定の範囲内とは、前記矩形波状電圧のHigh時間率が44%から56%の範囲内とすることを特徴とする電源装置。
- 請求項12または請求項13において、前記電源装置は、さらにAC−DCコンバータを備え、
該AC−DCコンバータの入力端子間に交流電源が接続され、出力端子は前記スイッチング回路の直流端子間に接続されたことを特徴とする電源装置。
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