JP2012222951A - 充電装置 - Google Patents

Abstract

【課題】力率の低下を招くことなく、小型化及び低コスト化が容易な充電装置を提供すること。
【解決手段】充電装置１はＡＣ−ＤＣ変換部２とＤＣ−ＤＣ変換部３とからなる。ＡＣ−ＤＣ変換部２は、交流入力電圧を全波整流して入力整流電圧を生成する入力整流回路２１と、ＤＣ−ＤＣ変換部３に入力される直流電圧を生成する平滑コンデンサ２３とを備える。ＤＣ−ＤＣ変換部３は、パルス一次電圧を生成するスイッチング回路３１と、パルス二次電圧を生成するトランス３２と、パルス整流電圧を生成する出力整流回路３３と、出力電力を生成する出力平滑回路３４とを備える。スイッチング回路３１は、パルス一次電圧の時比率を調整することによって、出力電力に脈流を持たせ、出力電力の波形が交流電源１２からの交流入力電力の波形と同期するように制御されている。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流電源から二次電池への充電を行うための充電装置に関する。

交流電源から二次電池への充電を行うための充電装置は、交流電力を直流電力に変換するＡＣ−ＤＣ変換部を備えている。そして、ＡＣ−ＤＣ変換部には、交流入力電圧を整流した後の整流電圧を平滑化するための平滑コンデンサが設けてある。
この平滑コンデンサは、充電装置の出力電圧を充分に平滑化すべく、充分な容量を備えるものであることが一般に必要とされている。その理由としては、平滑コンデンサが充分な容量を備えていないと、出力電圧に脈流が生じることとなってしまい、一定電圧かつ一定電流にて二次電池への充電を行うことができなくなってしまうためである。

それゆえ、上記平滑コンデンサとして、大容量のコンデンサを用いる必要があり、充電装置のコスト低減、小型化が困難となる。
そこで、特許文献１に記載の充電装置においては、ＡＣ−ＤＣ変換部に設けたスイッチング素子によるスイッチング制御によって、交流入力電流の波形を、基本波成分とその高調波成分とを含むような波形に制御し、また、出力電圧の波形に所定の脈流を持たせるように制御している。これにより、平滑コンデンサの容量を小さくすることを可能としている。

特開２０１０−８８１５０号公報

しかしながら、交流入力電流の波形を、上記のような基本波成分とその高調波成分とを含むような波形とすると、力率が低下してしまうこととなる。また、目標とする交流入力電流の波形が正弦波ではないため、その制御をマイコンで行う必要が生じるなど、複雑な制御が必要となる。その結果、安価な充電装置を得ることが困難となる。
また、出力電圧に所定の脈流を持たせるような制御は、特に二次電池の容量が大きい場合には難しい。それゆえ、電気自動車やハイブリッド自動車等に搭載する二次電池のように容量の大きい二次電池を充電するための充電装置においては、出力電圧に所定の脈流をもたせる制御は現実的ではない。

本発明は、かかる問題点に鑑みてなされたもので、力率の低下を招くことなく、小型化及び低コスト化が容易な充電装置を提供しようとするものである。

本発明は、交流電源から二次電池への充電を行うための充電装置であって、
上記交流電源に接続されるＡＣ−ＤＣ変換部と、上記二次電池に接続されるＤＣ−ＤＣ変換部とからなり、
上記ＡＣ−ＤＣ変換部は、交流入力電圧を全波整流して入力整流電圧を生成する入力整流回路と、上記入力整流電圧を平滑化して上記ＤＣ−ＤＣ変換部に入力される直流電圧を生成する平滑コンデンサとを備え、
上記ＤＣ−ＤＣ変換部は、上記直流電圧からパルス一次電圧を生成するスイッチング回路と、上記パルス一次電圧を変圧してパルス二次電圧を生成するトランスと、上記パルス二次電圧を全波整流してパルス整流電圧を生成する出力整流回路と、上記パルス整流電圧を平滑化して上記二次電池を充電するための出力電力を生成する出力平滑回路とを備え、
上記スイッチング回路は、上記パルス一次電圧の時比率を調整することによって、上記出力電力に脈流を持たせ、該出力電力の波形が上記交流電源からの交流入力電力の波形と同期するように制御されていることを特徴とする充電装置にある（請求項１）。

上記充電装置においては、上記スイッチング回路の制御によって、上記出力電力に脈流を持たせると共に出力電力の波形が交流入力電力の波形と同期するよう構成されている。そのため、上記交流電源から供給される交流入力電力が大きいとき、出力電力が大きく、交流入力電力が小さいとき、出力電力が小さいという状態となる。それゆえ、ＡＣ−ＤＣ変換部における平滑コンデンサに蓄えるべき電力量、また平滑コンデンサからＤＣ−ＤＣ変換部側へ補充すべき電力量を小さくすることが可能となる。それゆえ、平滑コンデンサの容量を小さくすることができる。その結果、平滑コンデンサの小型化、低コスト化を図ることができ、ひいては充電装置の小型化、低コスト化を容易にすることができる。

また、上記の制御は、出力電力の波形を制御するものであるため、交流入力電流を制御するものではない。それゆえ、交流入力電流の波形が正弦波から遠ざかることによる力率の低下を招くおそれがない。
また、上記の制御は、スイッチング回路におけるパルス一次電圧の時比率の調整によって容易に行うことができるため、複雑な制御は必要ない。
また、出力電圧を制御するわけではなく、出力電力を制御するものであるため、容量の大きい二次電池を充電する場合にも、その制御が容易である。

また、上記充電装置は、上記ＤＣ−ＤＣ変換部を備えるため、上記二次電池を充電する際の出力電圧を高くすることも可能である。それゆえ、出力電圧が変動してもその下限値が二次電池の電圧（バッテリー電圧）を下回らないようにすることができる。その結果、出力電流が不連続となることを防ぐことができ、リプル電流を小さくすることができる。これにより、二次電池の寿命に悪影響を及ぼすことを防ぐことができる。

以上のごとく、本発明によれば、力率の低下を招くことなく、小型化及び低コスト化が容易な充電装置を提供することができる。

実施例１における、充電装置の回路図。 実施例１における、（Ａ）交流入力電圧の波形図、（Ｂ）交流入力電流の波形図、（Ｃ）交流入力電力の波形図。 実施例１における、（Ａ）入力整流電圧の波形図、（Ｂ）入力整流電流の波形図。 実施例１における、（Ａ）平滑コンデンサの容量が比較的大きい場合の直流電圧の波形図、（Ｂ）平滑コンデンサの容量が比較的小さい場合の直流電圧の波形図。 実施例１における、パルス一次電圧の波形図。 実施例１における、パルス二次電圧の波形図。 実施例１における、パルス整流電圧の波形図。 実施例１における、出力電圧の波形図。 実施例１における、パルス一次電圧の時比率を高くしたときの、（Ａ）パルス一次電圧の波形図、（Ｂ）パルス二次電圧の波形図、（Ｃ）パルス整流電圧の波形図、（Ｄ）出力電圧の波形図。 実施例１における、パルス一次電圧の時比率を低くしたときの、（Ａ）パルス一次電圧の波形図、（Ｂ）パルス二次電圧の波形図、（Ｃ）パルス整流電圧の波形図、（Ｄ）出力電圧の波形図。 実施例１における、パルス一次電圧の時比率を中間としたときの、（Ａ）パルス一次電圧の波形図、（Ｂ）パルス二次電圧の波形図、（Ｃ）パルス整流電圧の波形図、（Ｄ）出力電圧の波形図。 実施例１における、（Ａ）出力電圧及び出力電流の波形図、（Ｂ）出力電力の波形図。 （Ａ）実施例１における、交流入力電力及び出力電力の波形図、（Ｂ）出力電力が脈流をもたない場合の交流入力電力及び出力電力の波形図。 実施例１における、制御部の制御フロー図。

上記充電装置は、例えば、電気自動車やプラグインハイブリッド車等の車両に搭載されたバッテリー（二次電池）に、商用電源（交流電源）から充電を行うための充電装置とすることができる。

また、上記充電装置は、上記交流入力電力を検出する入力検出手段と、上記出力電力を検出する出力検出手段と、上記スイッチング回路を制御する制御部とを備え、該制御部は、上記入力検出手段によって検出した上記交流入力電力を基に、目標とする上記出力電力である目標出力電力を算出すると共に、該目標出力電力と上記出力検出手段によって検出した上記出力電力との差分を基に、上記目標出力電力に実際の上記出力電力を近づけるように上記スイッチング回路を制御するよう構成されていることが好ましい（請求項２）。この場合には、出力電力の波形を理想に近い波形に制御することが容易となる。それゆえ、一層容易かつ確実に、上記平滑コンデンサの容量を小さくすることができる。

また、上記ＡＣ−ＤＣ変換部は、上記入力整流回路と上記平滑コンデンサとの間に、上記ＤＣ−ＤＣ変換部へ入力される上記直流入力電流の波形を正弦波に近づけるための力率改善回路を備えていることが好ましい（請求項３）。この場合には、充電装置の力率を容易に向上させることができる。

（実施例１）
本発明の実施例にかかる充電装置につき、図１〜図１４を用いて説明する。
本例の充電装置１は、図１に示すごとく、交流電源１１から二次電池１２への充電を行うための充電装置であって、交流電源１１に接続されるＡＣ−ＤＣ変換部２と、二次電池１２に接続されるＤＣ−ＤＣ変換部３とからなる。

ＡＣ−ＤＣ変換部２は、交流入力電圧Ｖｉｎを全波整流して入力整流電圧Ｖａを生成する入力整流回路２１と、入力整流電圧Ｖａを平滑化してＤＣ−ＤＣ変換部３に入力される直流電圧Ｖｂを生成する平滑コンデンサ２３とを備えている。
ＤＣ−ＤＣ変換部３は、直流電圧Ｖｂからパルス一次電圧Ｖｐ１を生成するスイッチング回路３１と、パルス一次電圧Ｖｐ１を変圧してパルス二次電圧Ｖｐ２を生成するトランス３２と、パルス二次電圧Ｖｐ２を全波整流してパルス整流電圧Ｖｐ３を生成する出力整流回路３３と、パルス整流電圧Ｖｐ３を平滑化して二次電池１２を充電するための出力電力Ｐｏｕｔを生成する出力平滑回路３４とを備えている。
スイッチング回路３１は、パルス一次電圧Ｖｐ１の時比率を調整することによって、図１３（Ａ）に示すごとく、出力電力Ｐｏｕｔに脈流を持たせ、該出力電力Ｐｏｕｔの波形が交流電源１１からの交流入力電力Ｐｉｎの波形と同期するように制御されている。

また、図１に示すごとく、ＡＣ−ＤＣ変換部２は、入力整流回路２１と平滑コンデンサ２３との間に、ＡＣ−ＤＣ変換部２へ入力される交流入力電流Ｉｉｎの波形を正弦波に近づけるためのＰＦＣ回路（力率改善回路）２２を備えている。

本例の充電装置１は、電気自動車やプラグインハイブリッド車等の車両に搭載されたバッテリー（二次電池１１）に、商用電源（交流電源１２）から充電を行うための充電装置である。
ＡＣ−ＤＣ変換部２は、商用電源等の交流電源１１から入力される交流電力を直流電力に変換する。ＡＣ−ＤＣ変換部２における入力整流回路２１は、４個のダイオード２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄによって構成されるブリッジ型の整流回路である。ダイオード２１ａのアノード及びダイオード２１ｂのカソードは、交流電源１１における一方の電極に接続され、ダイオード２１ｃのアノード及びダイオード２１ｄのカソードは、交流電源１１における他方の電極に接続されている。

ダイオード２１ａ、２１ｃのカソードは、入力高電位ラインＨ１に接続され、ダイオード２１ｂ、２１ｄのアノードは、入力低電位ラインＬ１に接続されている。
かかる構成によって、入力整流回路２１は、入力された交流入力電圧Ｖｉｎを全波整流して、入力高電位ラインＨ１と入力低電位ラインＬ１との間に、入力整流電圧Ｖａを生成する。

入力高電位ラインＨ１と入力低電位ラインＬ１との間に、平滑コンデンサ２３が接続されている。
そして、入力整流回路２１と平滑コンデンサ２３の一端との間における入力高電位ラインＨ１上にインダクタ２２１が配置されている。また、入力高電位ラインＨ１上のインダクタ２１における入力整流回路２１側と反対側の端子と、入力低電位ラインＬ１との間に、スイッチング素子２２２が接続されている。スイッチング素子２２２としては、例えば、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物電界効果トランジスタ）等を用いることができる。
また、スイッチング素子２２２の一端と平滑コンデンサ２３の一端との間における入力高電位ラインＨ１には、ダイオード２４が配置されている。

このような回路構成によって、ＡＣ−ＤＣ変換部２はＰＦＣ回路２２を形成している。また、ＰＦＣ回路２２は、図示しない汎用のＰＦＣ−ＩＣ等によってスイッチング素子２２２をオンオフ制御するよう構成されている。

上記のように構成されたＡＣ−ＤＣ変換部２は、交流電源１１からの交流入力電圧Ｖｉｎを整流すると共に平滑化し、ＤＣ−ＤＣ変換部３へ直流電圧Ｖｂを入力する。なお、ここでいう平滑化は、完全な平滑化ではなく、電圧波形の脈の大きさ（電圧の変動幅）を低減することを意味する。

ＤＣ−ＤＣ変換部３は、入力高電位ラインＨ１と入力低電位ラインＬ１との間に、スイッチング回路３１を備えている。スイッチング回路３１は、４個のスイッチング素子３１ａ、３１ｂ、３１ｃ、３１ｄによって構成されたフルブリッジ型のスイッチング回路である。スイッチング素子３１ａ、３１ｃは、入力高電位ラインＨ１に一端を接続し、他端を他のスイッチング素子３１ｂ、３１ｄの一端にそれぞれ接続している。また、スイッチング素子３１ｂ、３１ｄは、他端を入力低電位ラインＬ１に接続している。

そして、互いに接続されたスイッチング素子３１ａ、３１ｂの間、及び互いに接続されたスイッチング素子３１ｃ、３１ｄとの間において、それぞれトランス３２における一次コイル３２１の一対の端子が接続されている。また、トランス３２の二次コイル３２２の一対の端子は、出力整流回路３３に接続されている。

出力整流回路３３は、４個のダイオード３３ａ、３３ｂ、３３ｃ、３３ｄによって構成されたブリッジ型の整流回路である。ダイオード３３ａのアノード及びダイオード３３ｂのカソードは、トランス３２の二次コイル３２２における一方の端子に接続され、ダイオード３３ｃのアノード及びダイオード３３ｄのカソードは、二次コイル３２２における他方の端子に接続されている。
ダイオード３３ａ、３３ｃのカソードは、出力高電位ラインＨ２に接続され、ダイオード３３ｂ、３３ｄのアノードは、入力低電位ラインＬ２に接続されている。

出力整流回路３３と二次電池１２との間には、出力平滑回路３４が配置されている。
出力平滑回路３４は、出力高電位ラインＨ２に配置されたインダクタ３４１と、出力高電位ラインＨ２と出力低電位ラインＬ２との間に接続された出力平滑コンデンサ３４２とからなる。
このようにして構成されたフルブリッジ型のＤＣ−ＤＣ変換部３は、ＡＣ−ＤＣ変換部２から供給された直流電圧Ｖｂを変圧（本例においては昇圧）して、二次電池１２へ出力電力Ｐｏｕｔを供給する。二次電池１２は、例えばリチウムイオン電池、ニッケル水素電池等とすることができる。

次に、本例の充電装置１における各部の作用につき説明する。
まず、交流電源１１からＡＣ−ＤＣ変換部２に入力される交流入力電圧Ｖｉｎは、図２（Ａ）に示すような正弦波の波形を有する。ここで、本例においては、交流入力電圧Ｖｉｎの周波数を５０Ｈｚとする。
また、交流電源１１からＡＣ−ＤＣ変換部２に入力される交流入力電流Ｉｉｎも、図２（Ｂ）に示すように、同様の正弦波の波形を有する。これは、上述したＰＦＣ回路２２によって制御された結果得られるものである。
そして、交流電源１１からＡＣ−ＤＣ変換部２に入力される交流入力電力Ｐｉｎも、図２（Ｃ）に示すような正弦波となるが、その周波数は、交流入力電圧Ｖｉｎの周波数の倍である１００Ｈｚとなる。

上記のような波形の交流入力電圧Ｖｉｎは、入力整流回路２１において全波整流され、図３（Ａ）に示すような波形の入力整流電圧Ｖａとなる。この入力整流電圧Ｖａは、周波数が交流入力電圧Ｖｉｎの２倍の１００Ｈｚとなる。また、整流された電流である入力整流電流Ｉａの波形も、図３（Ｂ）に示すように、交流入力電圧Ｖｉｎの２倍の周波数（１００Ｈｚ）となる。

上記入力整流電圧Ｖａは、平滑コンデンサ２３において平滑化されて、直流電圧Ｖｂとなる。ここで、仮に、平滑コンデンサ２３の容量を充分に大きくした場合には、平滑化された直流電圧Ｖｂの波形は、殆ど脈のない直線状の波形となる。しかし、平滑コンデンサ２３の容量をある程度に制限すると、直流電圧Ｖｂの波形は、図４（Ａ）、（Ｂ）に示すごとく、脈をもった波形となる。この脈の周波数は、入力整流電圧Ｖａの波形と同じであり、交流入力電圧Ｖｉｎの波形の２倍（１００Ｈｚ）である。
本例においては、平滑コンデンサ２３の容量を、直流電圧Ｖｂにある程度の脈流が現れる程度の大きさにしていることが前提である。

そして、この直流電圧Ｖｂの変動幅ΔＶｂは、平滑コンデンサ２３の容量によって異なる。つまり、平滑コンデンサ２３の容量が比較的大きい場合は、図４（Ａ）に示すような変動幅ΔＶｂが比較的小さい電圧波形となり、平滑コンデンサ２３の容量が比較的小さい場合は、図４（Ｂ）に示すような変動幅ΔＶｂが大きい電圧波形となる。

このような脈流をもった直流電圧Ｖｂが、ＤＣ−ＤＣ変換部３へ入力される。
直流電圧Ｖｂは、スイッチング回路３１において、パルス一次電圧Ｖｐ１に変換される。スイッチング回路３１において、スイッチング素子３１ａ及びスイッチング素子３１ｄのみをオンする時間と、すべてのスイッチング素子３１ａ〜３１ｄをオフする時間と、スイッチング素子３１ｂ及びスイッチング素子３１ｃのみをオンする時間と、すべてのスイッチング素子３１ａ〜３１ｄをオフする時間とを、順次繰り返すことにより、図５に示すような波形のパルス一次電圧Ｖｐ１を生成し、トランス３２の一次コイル３２１に印加する。このスイッチング制御は高周波にて行い、本例においては５０ｋＨｚにて行う。このスイッチング周波数は、これに限定されるものではないが、交流入力電圧Ｖｉｎの周波数に比べて充分に大きいものである。

上記のようなスイッチング制御を行うと、トランス３２の二次コイル３２２に、図６に示すごとく、昇圧されたパルス二次電圧Ｖｐ２が発生する。本例においては、トランス３２の巻き線比を１：１．５としているため、パルス二次電圧Ｖｐ２は、パルス一次電圧Ｖｐ１の１．５倍に昇圧されている。

このパルス二次電圧Ｖｐ２は、出力整流回路３３において全波整流され、図７に示すごとく、２倍の周波数（１００ｋＨｚ）の矩形波状のパルス整流電圧Ｖｐ３となる。そして、この矩形波状のパルス整流電圧Ｖｐ３は、出力平滑回路３４によって、平滑化された出力電圧Ｖｏｕｔとなる。これに伴い、二次電池１２へ流れる出力電流Ｉｏｕｔも平滑化される。

なお、図５〜図１１に示すグラフにおいて、縦軸が電圧、横軸が時間を表す。また、図５〜図１１における縦の破線にて示した目盛（左右に隣り合う破線の間隔）は、これらの図のすべてにおいて一定の時間を示す。また、図５〜図１１における横の破線にて示した目盛（上下に隣り合う破線の間隔）は、これらの図のすべてにおいて一定の電圧値を示す。また、図５〜図１１における横の破線にて示した目盛（上下に隣り合う破線の間隔）は、これらの図のすべてにおいて一定の電流値を示す。

出力電力Ｐｏｕｔの変動は、出力電流Ｉｏｕｔを変動させることにより行うことができる。Ｐｏｕｔ＝Ｖｏｕｔ×Ｉｏｕｔであるが、本例においては、二次電池１２の容量が大きいため出力電圧Ｖｏｕｔが一定となる。つまり、二次電池１２への充電電圧に適切な脈流を持たせることは困難であるため、出力電流Ｉｏｕｔを変動させることにより出力電力Ｐｏｕｔを変動させる。

出力電流Ｉｏｕｔを変動させるには、パルス整流電圧Ｖｐ３の時比率（デューティ）を変動させる。ここで、パルス整流電圧Ｖｐ３の時比率の変動による出力電流Ｉｏｕｔの変動について説明するにあたり、出力平滑回路３４によって平滑化された後の電圧につき説明する。すなわち、本例の充電装置１においては、二次電池１２の容量が大きいため、実際に二次電池１２に出力される出力電圧Ｖｏｕｔは変動しない。そこで、図１に示す回路構成において二次電池１２の代わりに抵抗を接続した仮想回路を考える。この仮想回路においては、パルス整流電圧Ｖｐ３の時比率（デューティ）を変動させると、出力平滑コンデンサ３４２の両端にかかる電圧（これを仮想電圧Ｖｓとする）が変動する。

ところが、図１２（Ａ）に示すごとく、実際の出力電圧Ｖｏｕｔは上記のごとく変動せず、出力電流Ｉｏｕｔが変動することとなる。つまり、仮想電圧Ｖｓが高いときには出力電流Ｉｏｕｔは大きく、仮想電圧Ｖｓが低いときには出力電流Ｉｏｕｔは小さくなる。それゆえ、出力電流Ｉｏｕｔを適切に変動させるには、仮想電圧Ｖｓが適切に変動するように、上記時比率を変動させればよい。

仮想電圧Ｖｓを高くするには、パルス整流電圧Ｖｐ３の時比率（デューティ）を高くし、仮想電圧Ｖｓを低くするには、パルス整流電圧Ｖｐ３の時比率を低くすればよい。それゆえ、仮想電圧Ｖｓを高くするには、パルス一次電圧Ｖｐ１の時比率を高くし、仮想電圧Ｖｓを低くするには、パルス一次電圧Ｖｐ１の時比率を低くすればよい。これは、出力整流回路３３におけるスイッチング素子３３ａ、３３ｂ、３３ｃ、３３ｄのオンオフ制御によって容易に行うことができる。

つまり、仮想電圧Ｖｓを高くするときには、図９（Ａ）に示すごとくパルス一次電圧Ｖｐ１の時比率を高くする。これに伴い、図９（Ｂ）に示すごとくパルス二次電圧Ｖｐ２の時比率も高くなり、図９（Ｃ）に示すごとくパルス整流電圧Ｖｐ３の時比率も高くなる。そうすると、時比率の高いパルス整流電圧Ｖｐ３を平滑化した仮想電圧Ｖｓは、図９（Ｄ）に示すごとく、高い電圧となる。

これとは反対に、仮想電圧Ｖｓを低くするときには、図１０（Ａ）に示すごとくパルス一次電圧Ｖｐ１の時比率を低くする。これに伴い、図１０（Ｂ）に示すごとくパルス二次電圧Ｖｐ２の時比率も低くなり、図１０（Ｃ）に示すごとくパルス整流電圧Ｖｐ３の時比率も低くなる。そうすると、時比率の低いパルス整流電圧Ｖｐ３を平滑化した仮想電圧Ｖｓは、図１０（Ｄ）に示すごとく、低い電圧となる。

そして、仮想電圧Ｖｓを上記２つの場合の中間の電圧とするときには、図１１（Ａ）に示すごとくパルス一次電圧Ｖｐ１の時比率を上記２つの場合の中間とする。これによって、図１１（Ｂ）、（Ｃ）に示すごとくパルス二次電圧Ｖｐ２及びパルス整流電圧Ｖｐ３の時比率も中間の値となり、図１１（Ｄ）に示すごとく仮想電圧Ｖｓも中間の電圧となる。

このように、スイッチング回路３１の制御によるパルス一次電圧Ｖｐ１の時比率の調整によって、容易に仮想電圧Ｖｓを調整することができ、図１２（Ａ）に示すごとく、出力電流Ｉｏｕｔを調整することができる。その結果、図１２（Ｂ）に示すごとく、出力電力Ｐｏｕｔを調整することが可能となる。それゆえ、パルス一次電圧Ｖｐ１の時比率の変動を適切に制御することによって、容易に出力電力Ｐｏｕｔに所望の脈をもたせることができる。

そこで、本例においては、スイッチング回路３１を適切に制御することにより、出力電流Ｉｏｕｔに所望の脈をもたせ、図１３（Ａ）の曲線Ｐｏｕｔに示すごとく、出力電力Ｐｏｕｔに適切な脈をもたせる。具体的には、出力電力Ｐｏｕｔの波形が、交流入力電力Ｐｉｎの波形と同期するようにする。つまり、出力電力Ｐｏｕｔの周波数を交流入力電力Ｐｉｎの周波数と一致させると共に、交流入力電力Ｐｉｎが高いときに出力電力Ｐｏｕｔが高く、交流入力電力Ｐｉｎが低いときに出力電力Ｐｏｕｔが低くなるようにする。また、出力電力Ｐｏｕｔの平均値が交流入力電力Ｐｉｎの平均値と略一致するようにする。ただし、充電器効率により、出力電力Ｐｏｕｔの平均値の方が低くならざるを得ない。

このような出力電力Ｐｏｕｔの制御を適切に行う方法につき、以下に説明する。
本例の充電装置１は、図１に示すごとく、交流入力電力Ｐｉｎを検出する入力検出手段１３１と、出力電力Ｐｏｕｔを検出する出力検出手段１３２と、スイッチング回路３１を制御する制御部１３３とを備えている。

制御部１３３は、入力検出手段１３１によって検出した交流入力電力Ｐｉｎを基に、目標とする出力電力である目標出力電力Ｐ３を算出する。そして、目標出力電力Ｐ３と出力検出手段１３２によって検出した出力電力Ｐ２との差分を算出する。この差分を基に、目標出力電力Ｐ３に実際の出力電力Ｐｏｕｔを近づけるようにスイッチング回路３１を制御する。

制御の手順の一例を、図１４に示すフローチャートに沿って説明する。
まず、目標出力電力波形の変動の軸（つまり目標出力電力の平均値）となる目標電力ベースＰ１を設定する（ステップＳ１）。
次に、入力検出手段１３１によって、交流入力電力Ｐｉｎを検出する（ステップＳ２）。
次に、上記目標電力ベースＰ１と交流入力電力Ｐｉｎとを用いて、目標出力電力Ｐ３を設定する（ステップＳ３）。つまり、目標出力電力をＰ３として、
Ｐ３＝Ｐ１＋（Ｐｉｎ×Ｋ１）−Ｋ２ ・・・・式（１）
にて、Ｐ３を算出する。この目標出力電力Ｐ３の時間変動が、目標出力電力波形となる。

次に、出力検出手段１３２によって、実際の出力電力Ｐ２を検出する（ステップＳ４）。
次に、目標出力電力Ｐ３と実際の出力電力Ｐ２との差分を算出する（ステップＳ５）。
この差分に基づいて、パルス一次電圧Ｖｐ１の時比率の適切な値を算出し、補正する（ステップＳ６）。
そして、パルス一次電圧Ｖｐ１の時比率がこの算出した時比率となるように、スイッチング回路３１を制御する（ステップＳ７）。

このステップＳ１〜Ｓ７を、パルス整流電圧Ｖｐ３の周波数（１００ｋＨｚ）と同じ周波数にて繰り返す。これにより、出力電力Ｐｏｕｔの波形を理想的な波形として、平滑コンデンサ２３に蓄えるべき電力量、および平滑コンデンサ２３から補充すべき電力量を極力少なくするようにしている。

なお、上述した目標出力電力をＰ３の算出に用いる計算式（１）におけるＫ１及びＫ２は、それぞれ次のような係数である。
つまり、Ｋ１は、目標出力電力Ｐ３の変動幅に関わる係数であり、Ｋ２は、目標出力電力の平均値に関わる係数である。

具体的なＫ１、Ｋ２の設定方法を以下に説明する。
まず、目標出力電力の最大値を１１０Ｗ、最小値を９０Ｗ、そして、目標電力ベースＰ１を１００Ｗとする。また、充電器効率を９０％とする。このとき、交流電源１１の交流入力電力Ｐｉｎは決まっており、Ｐｉｎの最大値が２２２Ｗ、最小値が０Ｗであったとする。目標出力電力Ｐ３は交流入力電力Ｐｉｎと同期させるので、その最大値と最小値のタイミングはそれぞれ一致している。
そうすると、目標出力電力Ｐ３が最大のときの条件と、最小のときの条件とを、上記式（１）にそれぞれ代入する。これによって、次の一組の連立方程式が得られる。

１１０＝１００＋（２２２×Ｋ１）−Ｋ２ ・・・・式（２）
９０＝１００＋（０×Ｋ１）−Ｋ２ ・・・・式（３）

式（２）が、目標出力電力Ｐ３が最大のときの関係式であり、式（３）が、目標出力電力が最小のときの関係式である。
これらの連立方程式を解くことにより、Ｋ１＝０．０９、Ｋ２＝１０Ｗを得る。

それゆえ、上記のような状況においては、目標出力電力Ｐ３の算出に用いる計算式（１）は、
Ｐ３＝Ｐ１＋（Ｐｉｎ×０．０９）−１０ ・・・・式（４）
ということとなる。なお、式（４）の左辺及び右辺の単位は〔Ｗ〕（ワット）である。

次に、本例の作用効果につき説明する。
上記充電装置１においては、スイッチング回路３１の制御によって、出力電力Ｐｏｕｔに脈流を持たせると共に出力電力Ｐｏｕｔの波形が交流入力電力Ｐｉｎの波形と同期するよう構成されている。そのため、図１３（Ａ）に示すごとく、交流電源１１から供給される交流入力電力Ｐｉｎが大きいとき、出力電力Ｐｏｕｔが大きく、交流入力電力Ｐｉｎが小さいとき、出力電力Ｐｏｕｔが小さいという状態となる。それゆえ、ＡＣ−ＤＣ変換部２における平滑コンデンサ２３に蓄えるべき電力量、また平滑コンデンサ２３からＤＣ−ＤＣ変換部３側へ補充すべき電力量を小さくすることが可能となる。

すなわち、図１３（Ａ）における交流入力電力Ｐｉｎの波形と出力電力Ｐｏｕｔの波形とに囲まれる各領域（斜線部分Ｅ）の面積が、平滑コンデンサ２３に蓄えるべき電力量、或いは平滑コンデンサ２３からＤＣ−ＤＣ変換部３側へ補充すべき電力量に相当する。この電力量を、図１３（Ｂ）に示すように出力電力Ｐｏｕｔに脈をもたせない場合に比べて、大幅に低減することができる。

それゆえ、平滑コンデンサ２３の容量を小さくすることができる。その結果、平滑コンデンサ２３の小型化、低コスト化を図ることができ、ひいては充電装置１の小型化、低コスト化を容易にすることができる。

また、上記の制御は、出力電力Ｐｏｕｔの波形を制御するものであるため、交流入力電流Ｉｉｎを制御するものではない。それゆえ、交流入力電流Ｉｉｎの波形が正弦波から遠ざかることによる力率の低下を招くおそれがない。
また、上記の制御は、スイッチング回路３１におけるパルス一次電圧Ｖｐ１の時比率の調整によって容易に行うことができるため、複雑な制御は必要ない。
また、出力電圧Ｖｏｕｔを制御するわけではなく、出力電力Ｐｏｕｔを制御するものであるため、容量の大きい二次電池１２を充電する場合にも、その制御が容易である。

また、充電装置１は、ＤＣ−ＤＣ変換部３を備えるため、ＤＣ−ＤＣ変換部の一次側電圧（Ｖｅ）に比べＤＣ−ＤＣ変換部３の二次側電圧、すなわち二次電池１２を充電する際の出力電圧（仮想電圧Ｖｓ）を高くすることも可能である。それゆえ、ＤＣ−ＤＣ変換部３の一次側電圧（Ｖｅ）が変動してその下限値がバッテリー電圧を下回っても、ＤＣ−ＤＣ変換部３の二次側電圧、すなわち出力電圧（仮想電圧Ｖｓ）の下限値が二次電池１２の電圧（バッテリー電圧）を下回らないようにすることができる。その結果、出力電流Ｉｏｕｔが不連続となることを防ぐことができ、リプル電流を小さくすることができる。これにより、二次電池１２の寿命に悪影響を及ぼすことを防ぐことができる。

以上のごとく、本例によれば、力率の低下を招くことなく、小型化及び低コスト化が容易な充電装置を提供することができる。

１ 充電装置
１１ 交流電源
１２ 二次電池
２ ＡＣ−ＤＣ変換部
２１ 入力整流回路
２２ ＰＦＣ回路（力率改善回路）
２３ 平滑コンデンサ
３ ＤＣ−ＤＣ変換部
３１ スイッチング回路
３２ トランス
３３ 出力整流回路
３４ 出力平滑回路
Ｖｉｎ 交流入力電圧
Ｖａ 入力整流電圧
Ｖｂ 直流電圧
Ｖｐ１ パルス一次電圧
Ｖｐ２ パルス二次電圧
Ｖｐ３ パルス整流電圧
Ｖｏｕｔ 出力電圧
Ｐｉｎ 交流入力電力
Ｐｏｕｔ 出力電力

Claims (3)

1. 交流電源から二次電池への充電を行うための充電装置であって、
   上記交流電源に接続されるＡＣ−ＤＣ変換部と、上記二次電池に接続されるＤＣ−ＤＣ変換部とからなり、
   上記ＡＣ−ＤＣ変換部は、交流入力電圧を全波整流して入力整流電圧を生成する入力整流回路と、上記入力整流電圧を平滑化して上記ＤＣ−ＤＣ変換部に入力される直流電圧を生成する平滑コンデンサとを備え、
   上記ＤＣ−ＤＣ変換部は、上記直流電圧からパルス一次電圧を生成するスイッチング回路と、上記パルス一次電圧を変圧してパルス二次電圧を生成するトランスと、上記パルス二次電圧を全波整流してパルス整流電圧を生成する出力整流回路と、上記パルス整流電圧を平滑化して上記二次電池を充電するための出力電力を生成する出力平滑回路とを備え、
   上記スイッチング回路は、上記パルス一次電圧の時比率を調整することによって、上記出力電力に脈流を持たせ、該出力電力の波形が上記交流電源からの交流入力電力の波形と同期するように制御されていることを特徴とする充電装置。
2. 請求項１に記載の充電装置において、上記交流入力電力を検出する入力検出手段と、上記出力電力を検出する出力検出手段と、上記スイッチング回路を制御する制御部とを備え、該制御部は、上記入力検出手段によって検出した上記交流入力電力を基に、目標とする上記出力電力である目標出力電力を算出すると共に、該目標出力電力と上記出力検出手段によって検出した上記出力電力との差分を基に、上記目標出力電力に実際の上記出力電力を近づけるように上記スイッチング回路を制御するよう構成されていることを特徴とする充電装置。
3. 請求項１又は２に記載の充電装置において、上記ＡＣ−ＤＣ変換部は、該ＡＣ−ＤＣ変換部へ入力される交流入力電流の波形を正弦波に近づけるための力率改善回路を備えていることを特徴とする充電装置。

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