KR101572873B1 - 전기에너지 저장 시스템의 양방향 인버터 - Google Patents

전기에너지 저장 시스템의 양방향 인버터 Download PDF

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김민성
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Abstract

본 발명은 전기 에너지를 저장하는 시스템에서 계통전원에 연계하여 전력을 양방향으로 변환하는 양방향 인버터를 구현함에 있어서, 고전력 밀도를 갖는 전력을 출력하고 저비용으로 구현할 수 있도록 하는 기술에 관한 것이다.
이에 따른 본 발명은, 부스트 컨버터 타입과 벅 컨버터 타입이 포함된 형태의 쿡 컨버터를 이용하여 전기 에너지 저장 시스템에 저장된 직류전압을 정현파 전압이 전파 정류된 형태의 전압으로 변환하거나 그 반대로 변환하고, 언폴딩 브릿지 회로부를 통해서는 정현파 전압이 전파 정류된 형태의 전압을 정현파의 전압으로 변환하거나 정현파의 전압을 전파 정류하여 출력하는 것을 특징으로 한다.

Description

전기에너지 저장 시스템의 양방향 인버터{DUAL DIRECTIONAL INVERTER OF ELECTRIC ENERGY STORAGE SYSTEM}
본 발명은 전기 에너지를 저장하는 시스템에서 계통전원에 연계하여 전력을 양방향으로 변환하는 기술에 관한 것으로, 특히 배터리에 저장된 직류 전원을 교류 계통의 전원으로 변환하거나 그 반대로 변환하여 출력하고, 전력밀도를 향상시킬 수 있도록 한 전기에너지 저장 시스템의 양방향 인버터에 관한 것이다.
일반적으로, 전기 에너지 저장 시스템 등에 적용되는 양방향 인버터란 직류(DC) 전원을 교류(AC) 계통의 전원으로 변환하거나 반대로 AC 계통의 전원을 DC 전원으로 변환하는 장치를 의미한다. 상기 전기 에너지 저장 시스템에 전원을 공급하는 장치에는 여러 가지가 있을 수 있는데, 예를 들어 전기 에너지 저장 시스템의 전원 공급장치가 포함될 수 있다. 상기 전기 에너지 저장 시스템에는 배터리가 포함될 수 있다.
이와 같은 양방향 인버터를 구현하는데 요구되는 사항이 여러 가지가 있을 수 있는데, 그 중에서 저비용으로 구현하는 것과 고전력 밀도를 갖는 전원으로 변환하여 출력하는 것이 절실하게 요구되고 있다.
그럼에도 불구하고, 종래의 전기 에너지 저장 시스템 등에 적용되는 양방향 인버터는 저비용으로 구현하는데 어려움이 있을 뿐만 아니라 고전력 밀도를 갖는 전원으로 변환하지 못하는 결함이 있다.
본 발명이 해결하고자 하는 과제는 부스트 컨버터 타입(boost converter type)과 벅 컨버터 타입(buck converter type)이 포함된 형태의 쿡 컨버터(Cuk converter)를 이용하여 직류전압을 정현파 전압이 전파 정류된 형태의 전압으로 변하거나 그 반대로 변환하고, 언폴딩 브릿지 회로부를 통해서는 정현파 전압이 전파 정류된 형태의 전압을 정현파 전압으로 변환하거나 그 반대로 변환하는데 있다.
상기 기술적 과제를 이루기 위한 본 발명의 실시예에 따른 전기에너지 저장 시스템의 양방향 인버터는, 부스트 컨버터부와 벅 컨버터부가 포함된 형태의 쿡 컨버터를 구비하여, 디시 전원으로부터 공급되는 직류전압을 정현파 전압이 전파 정류된 형태의 전압으로 변환하여 출력하거나, 그 반대로 변환하여 출력하는 디시-디시 컨버터부; 상기 디시-디시 컨버터부에서 출력되는 상기 정현파 전압이 전파 정류된 형태의 전압 중 짝수번째 구간을 부극성으로 변환하여 정현파의 출력전압을 생성하거나, 그 반대로 변환하여 출력하는 언폴딩 브릿지 회로부; 및 상기 디시-디시 컨버터부의 입출력전압 및 입출력전류와 상기 언폴딩 브릿지 회로부의 출력전압을 근거로 상기 디시-디시 컨버터부의 동작을 제어하는 메인 제어부를 포함한다.
본 발명은 부스트 컨버터 타입과 벅 컨버터 타입이 포함된 형태의 쿡 컨버터를 이용하여 전기 에너지 저장 시스템에 저장된 직류전압을 정현파 전압이 전파 정류된 형태의 전압으로 변환하거나 그 반대로 변환하고, 언폴딩 브릿지 회로부를 통해서는 정현파 전압이 전파 정류된 형태의 전압을 정현파의 전압으로 변환하거나 그 반대로 변환하여 계통전원에 연계시킴으로써, 양방향 인버터를 저비용으로 구현할 수 있는 효과가 있고, 고전력 밀도를 갖는 전원을 출력할 수 있는 효과가 있다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 전기에너지 저장 시스템의 양방향 인버터의 블록도이다.
도 2의 (a),(b)는 도 1에서 디시-디시 컨버터부와 언폴딩 브릿지 회로부의 출력 파형도이다.
도 3a는 도 1에서 디시-디시 컨버터부의 상세 회로도이다.
도 3b는 도 1에서 언폴딩 브릿지 회로부의 상세 회로도이다.
도 4a 및 도 4b는 디시-디시 컨버터부의 제1 스위치 온,오프에 따른 동작 설명을 나타낸 회로도이다.
도 5a 및 도 5b는 디시-디시 컨버터부의 제2 스위치 온,오프에 따른 동작 설명을 나타낸 회로도이다.
도 6a는 디시 전압을 정현파형이 전파정류된 형태의 전압으로 변환할 때 부스트 컨버터의 스위칭 제어를 위한 메인 제어부의 상세 블록도이다.
도 6b는 정현파형이 전파정류된 형태의 전압을 디시 전압으로 변환할 때 벅 컨버터의 스위칭 제어를 위한 메인 제어부의 상세 블록도이다.
이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 상세히 설명하면 다음과 같다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 고전력 밀도를 갖는 전기에너지 저장 시스템의 양방향 인버터의 블록도로서 이에 도시한 바와 같이, 디시 전원(110), 디시-디시(DC-DC) 컨버터부(120), 언폴딩 브릿지(unfolding bridge) 회로부(130), 계통전원(140), 제1 전압/전류 센서부(151), 제2 전압/전류 센서부(152), 출력전압 센서부(153) 및 메인 제어부(160)를 포함한다.
디시 전원(110)은 전기 에너지 저장 시스템에 저장된 디시 전원을 공급받는데, 이 디시 전원의 전압은 일사량 또는 주변의 온도변화에 따라 변동된다.
디시-디시 컨버터부(120)는 부스트 컨버터부와 벅 컨버터부가 포함된 형태의 쿡 컨버터(Cuk converter)를 구비하여, 상기 디시 전원(110)으로부터 공급되는 디시 전압을 도 2의 (a)와 같이 정현파 전압이 전파 정류된 형태의 전압으로 변환하여 출력하거나, 그 반대로 변환하여 출력한다.
상기 디시-디시 컨버터부(120)는 샘플링 주기마다 듀티 비율을 다르게 설정하여 정현파 전압이 전파 정류된 형태의 전압으로 출력할 수 있다. 상기 디시-디시 컨버터부(120)는 벅 컨버터 혹은 부스트 컨버터만 사용하는 것이 아니라 상기와 같은 쿡 컨버터를 사용함으로써, 내부적으로 전압을 상승시키는 동작과 하강시키는 동작을 모두 수행할 수 있다. 이에 따라, 상기 디시-디시 컨버터부(120)는 고전력밀도를 갖는 전력을 출력할 수 있고 입력과 출력 전력 모두에서 리플을 최소화 할 수 있다. 게다가, 전압 변환 비율의 영역대가 넓어지기 때문에 다양한 전압영역 디시 링크에 연결할 수 있어 그만큼 호환성이 향상된다. 그리고, 상기 디시-디시 컨버터부(120)는 상기 부스트 컨버터부와 벅 컨버터를 트랜스 포머를 통해 연결함으로써, 입력과 출력 전력 간에 절연효과를 얻을 수 있고, 쿡 컨버터의 듀티 비율 입력 영역대를 줄여서 상대적으로 듀티 비율 변화에 따른 전압 변화가 민감한 높은 듀티 비율 영역대를 피할 수 있다.
도 3a는 상기 디시-디시 컨버터부(120)의 구현예를 나타낸 회로도로서 이에 도시한 바와 같이, 부스트 컨버터부(121)와 벅 컨버터부(123)를 구비하며, 상기 부스트 컨버터부(121)와 벅 컨버터부(123)는 트랜스포머(122)에 의해 절연된 상태로 연결된 구조를 갖는다.
부스트 컨버터부(121)는 입력전압(Vin)의 양측 단자 사이에 직렬 연결된 인덕터(L1), 커패시터(C1) 및 트랜스포머(122)의 1차 코일(NP),입력전압(Vin)의 양측 단자 사이에 연결된 커패시터(C2) 및 상기 인덕터(L1)와 상기 커패시터(C1)의 연결노드와 입력전압(Vin)의 타측 단자 사이에 연결된 스위치(S1)를 포함한다. 여기서, 상기 스위치(S1)는 모스 트랜지스터로 구현될 수 있으며, 이하 설명에서는 상기 스위치(S1)를 모스 트랜지스터라 칭한다.
벅 컨버터부(123)는 출력전압(Vo1)의 양측 단자 사이에 직렬로 연결된 인덕터(L2), 커패시터(C4) 및 상기 트랜스포머(122)의 2차 코일(NS) 및 상기 인덕터(L2) 및 커패시터(C4)의 연결노드와 상기 출력전압(Vo1)의 타측 단자 사이에 연결된 스위치(S2)를 포함한다. 여기서, 상기 스위치(S2)는 모스 트랜지스터로 구현될 수 있으며, 이하 설명에서는 상기 스위치(S1)를 모스 트랜지스터라 칭한다.
도 4a는 상기 디시-디시 컨버터부(120)에서 스위치인 모스 트랜지스터(S2)가 오프된 상태를 유지하고 모스 트랜지스터(S1)가 온되었을 때의 전류 흐름을 도식화 한 것이고, 도 4b는 모스 트랜지스터(S2)가 오프된 상태를 유지하고 상기 모스 트랜지스터(S1)가 오프되었을 때의 전류 흐름을 도식화 한 것으로 이들을 참조하여 상기 디시-디시 컨버터부(120)에서 디시 전압을 정현파 전압이 전파 정류된 형태의 전압으로 변환하는 작용을 설명하면 다음과 같다.
도 4a를 참조하면, 디시-디시 컨버터부(120)에서 메인제어부(160)로부터 공급되는 펄스폭변조신호(PWM1)에 의해 모스 트랜지스터(S1)가 온되면, 인덕터(L1)에만 입력전압(Vin)이 공급되어 상기 인덕터(L1)를 통해 흐르는 전류가 상승되고, 이에 의해 상기 인덕터(L1)에 전기에너지가 축적된다. 이와 같은 동작은 종래의 부스트 컨버터의 스위치 온 모드의 동작과 유사하다. 그리고, 커패시터(C1)에 충전되어 있던 전기에너지가 트랜스포머(122)의 1차 코일(NP)에 전달되어 그에 따른 전기에너지가 상기 트랜스포머(122)의 2차 코일(NS)에 전달된다. 상기 트랜스포머(122)의 2차 코일(NS)에 전달된 전기에너지와 커패시터(C3)에 충전되어 있던 전기에너지가 함께 방출되어 인덕터(L2)와 커패시터(C4)에 전달된다. 따라서, 디시-디시 컨버터부(120)의 출력전압(VO1)은 상기 커패시터(C4)의 양측 단자 사이에 걸린 전압과 같다. 이와 같은 동작은 종래 벅 컨버터의 스위치 오프 모드의 동작과 유사하다.
도 4b를 참조하면, 상기 디시-디시 컨버터부(120)에서 상기 펄스폭변조신호(PWM1)에 의해 모스 트랜지스터(S1)가 오프되면, 인덕터(L1)에 축적된 전기에너지가 방전되는데, 이때 입력전압(Vin)과 인덕터(L1)의 전압 극성이 서로 같다. 이에 따라, 입력전압(Vin)과 인덕터(L1)의 전압이 합해져서 커패시터(C1)와 트랜스포머(122)의 1차 코일(NP)에 전달된다. 따라서, 상기 트랜스포머(122)의 1차 코일(NP)과 2차 코일(NS)의 권선비(NP/NS)로 승압된 전압이 트랜스포머(122)로부터 커패시터(C3)에 전달되어 충전된다. 이와 같은 동작은 종래 부스트 컨버터의 스위치 오프 모드의 동작과 유사하다. 그리고, 상기 인덕터(L2)에 축적된 전기에너지가 방출되어 커패시터(C4)에 충전되므로 디시-디시 컨버터부(120)의 출력전류량은 줄어들게 된다. 이와 같은 동작은 벅 컨버터의 스위치 온 모드의 동작과 유사하다.
종래의 디시디시 컨버터부가 디시 전압을 출력하는데 비하여, 디시-디시 컨버터부(120)는 정현파 전압이 전파 정류된 형태의 전압을 출력하므로 적은 용량의 커패시터(C4)를 사용할 수 있다.
한편, 도 5a는 상기 디시-디시 컨버터부(120)에서 스위치인 모스 트랜지스터(S1가 오프 상태를 유지하고 모스 트랜지스터(S2가 온되었을 때의 전류 흐름을 도식화 한 것이고, 도 5b는 모스 트랜지스터(S1)가 오프된 상태를 유지하고 상기 모스 트랜지스터(S2)가 오프되었을 때의 전류 흐름을 도식화 한 것으로 이들을 참조하여 상기 디시-디시 컨버터부(120)에서 정현파 전압이 전파 정류된 형태의 전압을 디시 전압으로 변환하는 작용을 설명하면 다음과 같다.
도 5a를 참조하면, 디시-디시 컨버터부(120)에서 메인제어부(160)로부터 공급되는 펄스폭변조신호(PWM2)에 의해 모스 트랜지스터(S2)가 온되면, 인덕터(L2)에만 전압이 공급되어 상기 인덕터(L2)를 통해 흐르는 전류가 상승되고, 이에 의해 상기 인덕터(L2)에 전기에너지가 축적된다. 이와 같은 동작은 종래의 부스트 컨버터의 스위치 온 모드의 동작과 유사하다. 그리고, 커패시터(C3)에 충전되어 있던 전기에너지가 트랜스포머(122)의 2차 코일(NS)에 전달되어 그에 따른 전기에너지가 상기 트랜스포머(122)의 1차 코일(NP)에 전달된다. 상기 트랜스포머(122)의 1차 코일(NP)에 전달된 전기에너지와 커패시터(C1)에 충전되어 있던 전기에너지가 함께 방출되어 인덕터(L1)와 커패시터(C2)에 전달된다. 따라서, 디시-디시 컨버터부(120)의 출력전압은 상기 커패시터(C2)의 양측 단자 사이에 걸린 전압과 같다. 이와 같은 동작은 종래 벅 컨버터의 스위치 오프 모드의 동작과 유사하다.
도 5b를 참조하면, 상기 디시-디시 컨버터부(120)에서 상기 펄스폭변조신호(PWM2)에 의해 모스 트랜지스터(S2)가 오프되면, 인덕터(L2)에 축적된 전기에너지가 방전되는데, 이때 입력전압과 인덕터(L2)의 전압 극성이 서로 같다. 이에 따라, 입력전압과 인덕터(L2)의 전압이 합해져서 커패시터(C3)와 트랜스포머(122)의 2차 코일(NS)에 전달된다. 따라서, 상기 트랜스포머(122)의 2차 코일(NS)과 1차 코일(NP)의 권선비(NS/NP)로 강압된 전압이 트랜스포머(122)로부터 커패시터(C1)에 전달되어 충전된다. 이와 같은 동작은 종래 부스트 컨버터의 스위치 오프 모드의 동작과 유사하다. 그리고, 상기 인덕터(L1)에 축적된 전기에너지가 방출되어 커패시터(C2)에 충전되므로 디시-디시 컨버터부(120)의 출력전류량은 줄어들게 된다. 이와 같은 동작은 벅 컨버터의 스위치 온 모드의 동작과 유사하다.
언폴딩 브릿지 회로부(130)는 상기 디시-디시 컨버터부(120)에서 출력되는 도 2의 (a)와 같은 정현파 전압이 전파 정류된 형태의 전압 중에서 짝수번째 구간(또는 홀수번째 구간)을 부극성 구간으로 전환하여 도 2의 (b)와 같은 정현파 형태의 출력전압(Vo2)을 생성한 후 상기 출력전압(Vo2)을 계통전원(140)에 연계시킨다. 이와 반대로, 언폴딩 브릿지 회로부(130)는 도 2의 (b)와 같은 정현파 형태의 전압을 도 2의 (a)와 같은 정현파 전압이 전파 정류된 형태의 전압으로 변환한다.
도 3b는 상기 언폴딩 브릿지 회로부(130)의 구현예를 나타낸 회로도로서 이에 도시한 바와 같이, 상기 디시-디시 컨버터부(120)의 출력전압(VO1)에 연결된 양측 입력단자의 사이에 직렬연결된 스위치(S3,S4), 상기 디시-디시 컨버터부(120)의 출력전압(VO1)에 연결된 양측 입력단자의 사이에 직렬연결된 스위치(S5,S6), 상기 스위치(S5,S6)의 연결노드와 출력전압(VO2)의 일측 단자 사이에 연결된 인덕터(L3) 및 상기 스위치(S5,S6)의 연결노드와 출력전압(VO2)의 타측 단자 사이에 연결된 커패시터(C5)를 포함한다. 여기서, 상기 스위치(S3-S6)는 모스 트랜지스터로 구현될 수 있으며, 이하 설명에서는 상기 스위치(S1)를 모스 트랜지스터라 칭한다.
도 3b를 참조하면, 계통전원(140)이 정극성(+)일 때 제1 스위칭모드가 설정되어 모스트랜지스터(S4,S5)가 온되고 모스트랜지스터(S3,S6)가 오프되어 전파 정류된 홀수번째 정현파 전압이 그대로 출력전압(VO2)으로 출력된다. 그리고, 상기 계통전원(140)이 부극성(-)일 때에는 제2 스위칭모드가 설정되어 상기 모스트랜지스터(S4,S5)가 오프되고 상기 모스트랜지스터(S3,S6)가 온되어 전파 정류된 전압에서 짝수번째의 구간이 부극성으로 전환된다. 이에 따라, 언폴딩 브릿지 회로부(130)의 출력전압(Vo2)이 도 2의 (b)와 같은 정현파 형태의 전압으로 출력된다. 예를 들어, 계통전원(140)의 주파수가 60 Hz일 때 이에 상응되는 주기로 공급되는 펄스폭변조신호(PWM3,PWM4),(PWM5,PWM6)에 의해 모스트랜지스터(S3,S4),(S4,S6)가 상기 제1스위칭 모드와 제2 스위칭 모드로 스위칭 동작한다.
언폴딩 브릿지 회로부(130)의 출력단에 연결된 인덕터(L3)와 커패시터(C5)로 이루어진 LC 필터는 전력 리플을 최소화 하는 역할을 한다. 종래의 인버터부에서는 디시 전압을 스위칭하여 구형파를 생성한 후 필터를 통해 교류전력으로 출력하는데 비하여, 언폴딩 브릿지 회로부(130)는 디시-디시 컨버터부(120)에서 정현파 전압이 전파 정류된 형태의 전압의 극성을 바꾸어주는 역할만 수행한다. 따라서, 인덕터(L3)와 커패시터(C5)로 이루어진 LC 필터의 역할을 최소화할 수 있으므로 상기 인덕터(L3)와 커패시터(C7)의 용량을 최소화할 수 있다.
제1 전압/전류 센서부(151)는 상기 디시전원(110)로부터 입력되는 전압과 전류를 검출하여 그에 따른 입력전압(Vin) 및 입력전류(iin)를 출력한다.
제2 전압/전류 센서부(152)는 상기 디시-디시 컨버터부(120)에서 출력되는 전파정류된 전압과 전류를 검출하여 그에 따른 출력전압(Vo1)과 출력전류(io1)를 출력한다.
출력전압 센서부(153)는 상기 언폴딩 브릿지 회로부(130)에서 출력되는 전압을 검출하여 그에 따른 출력전압(Vo2)을 출력한다.
메인 제어부(160)는 상기 제1 전압/전류 센서부(151)에서 출력되는 상기 입력전압(Vin) 및 입력전류(iin), 상기 제2 전압/전류 센서부(152)에서 출력되는 출력전압(Vo1) 및 출력전류(io1) 및 상기 출력전압 센서부(153)에서 출력되는 출력전압(Vo2)을 근거로 해당 듀티비를 갖는 펄스폭변조신호(PWM1)를 생성하여 상기 부스트 컨버터부(121)에서 모스트랜지스터(S1)의 스위칭 동작을 제어하거나, 펄스폭변조신호(PWM2)를 생성하여 상기 벅 컨버터부(123)에서 모스트랜지스터(S2)의 스위칭 동작을 제어한다. 이에 따라, 디시-디시 컨버터부(120)가 직류 형태의 입력전압(Vin)을 상기 정현파의 출력전압(Vo1)으로 변환하여 출력할 수 있게 되는데, 이에 대하여 도 6a 및 도 6b를 참조하여 좀 더 상세히 설명하면 다음과 같다.
도 6a는 상기 메인 제어부(160)에서 디시 전압을 정현파형이 전파정류된 전압으로 변환할 때, 펄스폭변조신호(PWM1)를 생성하기 위한 제1 실시예를 나타낸 상세 블록도로서 이에 도시한 바와 같이, 제1 기준듀티전압 생성부(161A), 위상동기 루프부(162), 제1 기준출력전류 연산부(163A), 제1 합산기(164A), 제1 제어기(165A), 제2 합산기(166A), 제1 비교기(167A) 및 제1 게이트 드라이버(168A)를 포함한다.
제1 기준듀티전압 생성부(161A)는 상기 제1 전압/전류 센서부(151)로부터 공급되는 입력전압(Vin)과 제2 전압/전류 센서부(152)로부터 공급되는 출력전압(Vo1)을 공급받고, 다음의 <수학식 1>을 이용하여 기준듀티전압(Vduty_ref)을 출력한다. 상기 기준듀티전압(Vduty_ref)은 상기 디시-디시 컨버터부(120)가 입력전압(Vin)을 정현파 전압이 전파 정류된 형태의 전압(Vo1)으로 변환하는데 사용되는 전압이다.
Figure 112015036870510-pat00001
여기서, Vo1 _ref는 상기 디시-디시 컨버터부(120)가 입력전압(Vin)으로부터 변환하고자 하는 정현파 전압이 전파 정류된 형태의 전압의 기준전압을 의미하고, NS/NP는 트랜스포머(122)의 권선비이다.
그런데, 부하가 불안정한 계통전압인 경우 상기 디시-디시 컨버터부(120)가 상기 기준듀티전압(Vduty_ref)만을 이용하여 정상적인 교류전류를 생성하는데 어려움이 있다. 이를 감안하여 다음과 같은 과정을 통해 추가듀티전압(Vduty _add)을 더 구하게 된다.
위상동기 루프부(162)는 출력전압 센서부(153)로부터 공급되는 출력전압(Vo2)에 동기화 되는 최종 위상값을 도출한다.
제1 기준출력전류 연산부(163A)는 출력전원 즉, 계통전원(140)과 동일한 위상을 갖는 전원을 생성하기 위하여, 임의로 설계된 전력량에 맞추어 외부로부터 공급되는 전원의 전류값에서 획득한 정현파의 전류값(Ai) 및 상기 최종 위상값을 근거로 구한 60Hz에 동기화된 주파수(Wd)를 다음의 <수학식 2>에 적용하여 임의의 디시 전류 즉, 기준입력전류(iin _ref)를 구한다.
Figure 112015036870510-pat00002
제1 합산기(164A)는 상기 제1 기준출력전류 연산부(163A)로부터 공급되는 상기 기준입력전류(iin_ref)와 상기 제2 전압/전류 센서부(152)로부터 공급되는 기준출력전류(io1_ref)의 차값을 구하여 그에 따른 차전류(idiff)를 출력한다.
제1 제어기(165A)는 상기 제1 합산기(164A)에서 출력되는 차전류(idiff)를 비례-적분(Proportional-Integral)하여 그에 따른 추가듀티전압(Vduty _add)을 출력한다.
제2 합산기(166A)는 상기 기준듀티전압(Vduty_ref)과 추가듀티전압(Vduty_add)을 합산하여 그에 따른 듀티전압(Vduty)을 출력한다.
제1비교기(167A)는 상기 제2 합산기(166A)로부터 비반전입력단자에 입력되는 듀티전압(Vduty)을 반전입력단자에 입력되는 삼각파형(RW)과 비교하여 그에 따른 듀티비를 갖는 펄스폭변조신호를 출력한다.
제1 게이트 드라이버(168A)는 상기 제1 비교기(167A)에서 출력되는 펄스폭변조신호를 적절히 가공하여 그에 따른 제1 펄스폭변조신호(PWM1)를 출력한다. 상기 펄스폭변조신호(PWM1)는 상기 부스트 컨버터부(121)의 모스트랜지스터(S1)의 게이트에 공급되어 상기 모스트랜지스터(S1)의 스위칭 동작을 제어한다.
이와 같이 상기 펄스폭변조신호(PWM1)에 의해 상기 모스트랜지스터(S1)가 스위칭 동작할 때 상기 모스트랜지스터(S2)는 펄스폭변조신호(PWM2)에 의해 오프 상태를 유지한다.
상기 설명에서와 같이 상기 제1비교기(167A)가 단순히 상기 제1 기준듀티전압 생성부(161A)로부터 공급되는 상기 기준듀티전압(Vduty_ref)을 상기 삼각파형(RW)과 비교하여 그에 따른 펄스폭변조신호를 출력하는 것이 아니라, 상기와 같은 과정을 통해 획득된 상기 듀티전압(Vduty)과 삼각파형(RW)과 비교하여 그에 따른 듀티비를 갖는 펄스폭변조신호를 출력 함으로써, 상기 디시-디시 컨버터부(120) 및 언폴딩 브릿지 회로부(130)를 통해 정상적인 교류 전류를 출력할 수 있게 된다.
도 6b는 상기 메인 제어부(160)에서 펄스폭변조신호(PWM2)를 생성하기 위한 제2 실시예를 나타낸 상세 블록도로서 이에 도시한 바와 같이, 제2 기준듀티전압 생성부(161B), 제2 기준출력전류 연산부(163B), 제3 합산기(164B), 제2 제어기(165B), 제4 합산기(166B), 제2 비교기(167B) 및 제2 게이트 드라이버(168B)를 포함한다.
제2 기준듀티전압 생성부(161B)는 상기 제1 기준듀티전압 생성부(161A)와 동일한 원리로 상기 기준듀티전압(Vduty _ref)을 생성하여 출력한다.
제2 기준출력전류 연산부(163B)는 상기 제1 전압/전류 센서부(151)로부터 공급되는 입력전류(iin)를 근거로 기준입력전류(iin _ref)를 구한다.
제3 합산기(164B)는 상기 기준입력전류(iin _ref)와 제1 전압/전류 센서부(151)로부터 공급되는 기준출력전류(iO1 _ref)의 차값을 구하여 그에 따른 차전류(idiff)를 출력한다.
제2 제어기(165B)는 상기 제3 합산기(164B)에서 출력되는 차전류(idiff)를 비례-적분하여 그에 따른 추가듀티전압(Vduty _add)을 출력한다.
제4 합산기(166B)는 상기 기준듀티전압(Vduty_ref)과 추가듀티전압(Vduty_add)을 합산하여 그에 따른 듀티전압(Vduty)을 출력한다.
제2비교기(167B)는 상기 제4 합산기(166B)로부터 비반전입력단자에 입력되는 듀티전압(Vduty)을 반전입력단자에 입력되는 삼각파형(RW)과 비교하여 그에 따른 듀티비를 갖는 펄스폭변조신호를 출력한다.
제2 게이트 드라이버(168B)는 상기 제2 비교기(167B)에서 출력되는 펄스폭변조신호를 적절히 가공하여 그에 따른 제2 펄폭변조신호(PWM2)를 출력한다. 상기 펄스폭변조신호(PWM2)는 상기 벅 컨버터부(123)의 모스트랜지스터(S2)의 게이트에 공급되어 상기 모스트랜지스터(S2)의 스위칭 동작을 제어한다.
이와 같이 상기 펄스폭변조신호(PWM2)에 의해 상기 모스트랜지스터(S2)가 스위칭 동작할 때 상기 모스트랜지스터(S1)는 펄스폭변조신호(PWM1)에 의해 오프 상태를 유지한다.
이상에서 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 상세히 설명하였지만, 본 발명의 권리범위가 이에 한정되는 것이 아니라 다음의 청구범위에서 정의하는 본 발명의 기본 개념을 바탕으로 보다 다양한 실시예로 구현될 수 있으며, 이러한 실시예들 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
110 : 디시 전원 120 : 디시-디시 컨버터부
121 : 부스트 컨버터부 122 : 트랜스포머
123 : 벅 컨버터부 130 : 언폴딩 브릿지 회로부
140 : 계통전원 151 : 제1 전압/전류 센서부
152 : 제2 전압/전류 센서부 153 : 출력전압 센서부
160 : 메인 제어부 161A : 제1 기준듀티전압 생성부
162 : 위상동기 루프부 163A : 제1 기준출력전류 연산부
163B : 제2 기준출력전류 연산부 164A : 제1 합산기
164B : 제3 합산기 165A : 제1 제어기
165B : 제2 제어기 166A : 제2 합산기
166B : 제4 합산기 167A : 제1 비교기
167B : 제2 비교기

Claims (20)

  1. 부스트 컨버터부와 벅 컨버터부가 포함된 형태의 쿡 컨버터를 구비하여, 디시 전원으로부터 공급되는 직류전압을 정현파 전압이 전파 정류된 형태의 전압으로 변환하여 출력하거나, 정현파 전압이 전파 정류된 형태의 전압을 직류전압으로 변환하여 출력하는 디시-디시 컨버터부;
    상기 디시-디시 컨버터부에서 출력되는 상기 정현파 전압이 전파 정류된 형태의 전압 중 짝수번째 구간을 부극성으로 변환하여 정현파의 출력전압을 생성하거나, 정현파의 전압을 전파 정류하여 출력하는 언폴딩 브릿지 회로부; 및
    상기 디시-디시 컨버터부의 입출력전압 및 입출력전류와 상기 언폴딩 브릿지 회로부의 출력전압을 근거로 상기 디시-디시 컨버터부의 동작을 제어하는 메인 제어부를 포함하되,
    상기 메인 제어부는
    상기 디시-디시 컨버터부의 입력전압과 입력전류를 센싱하는 제1 전압/전류 센서부;
    상기 디시-디시 컨버터부에서 출력되는 제1 전압과 제1 전류를 센싱하는 제2 전압/전류 센서부; 및
    상기 언폴딩 브릿지 회로부에서 출력되는 제2 전압을 센싱하는 출력전압 센서부에 각기 연결된 것을 특징으로 하는 전기에너지 저장 시스템의 양방향 인버터.
  2. 제1 항에 있어서, 상기 디시-디시 컨버터부는
    샘플링 주기마다 듀티 비율을 다르게 설정하여 그에 따른 전파 정류된 정형파 전압을 출력하는 것을 특징으로 하는 전기에너지 저장 시스템의 양방향 인버터.
  3. 제1 항에 있어서, 상기 디시-디시 컨버터부는
    내부의 제1 스위치가 온되어 상기 디시 전원으로부터 공급되는 직류전압을 승압시켜 주기적으로 축적하는 스위치 온모드로 동작하거나, 상기 제1스위치가 오프된 상태의 스위치 오프모드로 동작하는 부스트 컨버터부;
    내부의 제2 스위치가 온되어 상기 부스트 컨버터부에 축적된 전압을 강하시켜 출력하는 스위치 온모드로 동작하거나, 상기 제2 스위치가 오프된 상태의 스위치 오프모드로 동작하는 벅 컨버터부; 및
    상기 부스트 컨버터부의 출력단과 상기 벅 컨버터부의 입력단을 절연된 상태로 연결하는 트랜스포머를 포함하는 것을 특징으로 하는 전기에너지 저장 시스템의 양방향 인버터.
  4. 제3 항에 있어서, 상기 부스트 컨버터부는
    입력전압의 일측 단자와 상기 트랜스포머의 1차 코일의 일측 탭의 사이에 직렬로 연결된 제1 인덕터 및 제1 커패시터;
    상기 제1 인덕터와 제1 커패시터의 공통 연결노드와 상기 입력전압의 타측 단자의 사이에 연결된 제1 스위치; 및
    상기 입력전압의 양측 단자 사이에 연결된 제2 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 전기에너지 저장 시스템의 양방향 인버터.
  5. 제4 항에 있어서, 상기 제1 스위치는 모스 트랜지스터인 것을 특징으로 하는 전기에너지 저장 시스템의 양방향 인버터.
  6. 제5 항에 있어서, 상기 모스트랜지스터의 양측 단자 사이에 제1 다이오드가 연결된 것을 특징으로 하는 전기에너지 저장 시스템의 양방향 인버터.
  7. 제3 항에 있어서, 상기 벅 컨버터부는
    상기 트랜스포머의 2차코일의 일측 탭과 제1 출력전압의 일측 단자의 사이에 직렬로 연결된 제3 커패시터 및 제2 인덕터;
    상기 제3 커패시터와 제2 인덕터의 연결노드와 상기 제1 출력전압의 타측 단자의 사이에 연결된 제2 스위치; 및
    상기 제1 출력전압의 양측 단자의 사이에 연결된 제4 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 전기에너지 저장 시스템의 양방향 인버터.
  8. 제7 항에 있어서, 상기 제2 스위치는 모스 트랜지스터인 것을 특징으로 하는 전기에너지 저장 시스템의 양방향 인버터.
  9. 제1 항에 있어서, 상기 언폴딩 브릿지 회로부는
    상기 디시-디시 컨버터부의 제1 출력전압에 연결된 양측 입력단자의 사이에 직렬연결된 제3 모스트랜지스터 및 제4 모스트랜지스터; 및
    상기 디시-디시 컨버터부의 제1 출력전압에 연결된 양측 입력단자에 직렬연결된 제5 모스트랜지스터 및 제6 모스트랜지스터를 포함하는 것을 특징으로 하는 전기에너지 저장 시스템의 양방향 인버터.
  10. 제9 항에 있어서, 상기 언폴딩 브릿지 회로부는
    상기 정현파의 정극성 주기에서 상기 제4 모스트랜지스터 및 상기 제5 모스트랜지스터가 온되고, 상기 제3 모스트랜지스터 및 상기 제6 모스트랜지스터가 오프되어 상기 정현파 전압이 전파 정류된 형태의 전압을 그대로 출력하고,
    부극성 주기에서는 상기 제4 모스트랜지스터 및 상기 제5 모스트랜지스터가 오프되고, 상기 제3 모스트랜지스터 및 상기 제6 모스트랜지스터가 온되어 상기 정현파 전압이 전파 정류된 형태의 전압 중에서 짝수번째 주기를 부극성으로 전환하여 출력하는 것을 특징으로 하는 전기에너지 저장 시스템의 양방향 인버터.
  11. 제10 항에 있어서, 상기 정현파의 주기는 60Hz인 것을 특징으로 하는 전기에너지 저장 시스템의 양방향 인버터.
  12. 제9 항에 있어서, 상기 언폴딩 브릿지 회로부는 출력단에 LC 필터를 구비하는 것을 특징으로 하는 전기에너지 저장 시스템의 양방향 인버터.
  13. 제12 항에 있어서, 상기 LC 필터는
    상기 제5 모스트랜지스터 및 제6 모스트랜지스터의 연결노드와 제2 출력전압의 타측 단자 사이에 연결된 제5 커패시터; 및
    상기 제5 모스트랜지스터 및 제6 모스트랜지스터의 연결노드와 제2 출력전압의 일측 단자 사이에 연결된 제3 인덕터로 이루어진 필터를 더 구비하여 상기 정현파의 출력전압의 리플을 제거하는 것을 특징으로 하는 전기에너지 저장 시스템의 양방향 인버터.
  14. 삭제
  15. 제1항에 있어서, 상기 메인 제어부는
    상기 제1 전압/전류 센서부에서 출력되는 입력전압과 입력전류;
    상기 제2 전압/전류 센서부에서 출력되는 출력전압 및 출력전류; 및
    상기 출력전압 센서부에서 출력되는 출력전압을 근거로 해당 듀티비를 갖는 제1 펄스폭변조신호를 생성하여 상기 디시-디시 컨버터부에 구비된 부스트 컨버터의 스위칭 동작을 제어하는 것을 특징으로 하는 전기에너지 저장 시스템의 양방향 인버터.
  16. 제1항에 있어서, 상기 메인 제어부는
    상기 제1 전압/전류 센서부에서 출력되는 입력전압과 입력전류;
    상기 제2 전압/전류 센서부에서 출력되는 출력전압 및 출력전류; 및
    상기 출력전압 센서부에서 출력되는 출력전압을 근거로 해당 듀티비를 갖는 제2 펄스폭변조신호를 생성하여 상기 디시-디시 컨버터부에 구비된 부스트 컨버터의 스위칭 동작을 제어하는 것을 특징으로 하는 전기에너지 저장 시스템의 양방향 인버터.
  17. 제1 항에 있어서, 상기 메인 제어부는
    상기 디시-디시 컨버터부의 입력전압과 제1 출력전압을 근거로 기준듀티전압을 구하는 제1 기준듀티전압 생성부;
    상기 언폴딩 브릿지 회로부에서 출력되는 제2 출력전압에 동기화되는 최종 위상값을 도출하는 위상동기 루프부;
    계통전원과 동일한 위상을 갖는 전원을 생성하기 위하여, 임의로 설계된 전력량에 맞추어 외부로부터 공급되는 전원의 전류값에서 획득한 정현파의 전류값 및 상기 최종 위상값을 근거로 60Hz에 동기화된 주파수를 구하고 상기 전류값 및 상기 주파수를 근거로 기준입력전류를 구하여 출력하는 제1 기준출력전류 연산부;
    상기 기준출력전류와 상기 디시-디시 컨버터부에서 출력되는 제1 출력전류의 차값을 구하여 그에 따른 차전류를 출력하는 제1 합산기;
    상기 차전류를 비례-적분하여 그에 따른 추가듀티전압을 출력하는 제1 제어기;
    상기 기준듀티전압과 상기 추가듀티전압을 합산하여 그에 따른 듀티전압을 출력하는 제2 합산기;
    상기 듀티전압과 삼각파형을 비교하여 그에 따른 듀티비를 갖는 제1 펄스폭변조신호를 생성하는 제1 비교기; 및
    상기 제1 비교기에서 출력되는 펄스폭변조신호를 근거로 제1 펄스폭변조신호 를 생성하여 상기 부스트 컨버터의 스위칭 동작을 제어하는 제1 게이트 드라이버를 포함하는 것을 특징으로 하는 전기에너지 저장 시스템의 양방향 인버터.
  18. 제17 항에 있어서, 상기 제1 기준듀티전압 생성부는 다음의 <수학식>을 이용하여 상기 기준듀티전압(Vduty_ref)을 구하는 것을 특징으로 하는 전기에너지 저장 시스템의 양방향 인버터.
    Figure 112015094303661-pat00003

    여기서, Vo1_ref는 상기 디시-디시 컨버터부가 입력전압으로부터 변환하고자 하는 정현파 전압이 전파 정류된 형태의 전압의 기준전압이고, Vin은 상기 디시-디시 컨버터부의 입력전압이며, NS/NP는 상기 디시-디시 컨버터부에 구비된 트랜스포머의 권선비이다.
  19. 제18 항에 있어서, 상기 제1 기준출력전류 연산부는 다음의 <수학식>을 이용하여 상기 기준입력전류(iin_ref)를 구하는 것을 특징으로 하는 전기에너지 저장 시스템의 양방향 인버터.

    Figure 112015055220712-pat00004

    여기서, Ai는 상기 정현파의 전류값이고, ωd는 상기 위상동기 루프부로부터 공급되는 계통전원과 동기화된 주파수이다.
  20. 제1 항에 있어서, 상기 메인 제어부는
    상기 디시-디시 컨버터부의 입력전압과 제1 출력전압을 근거로 기준듀티전압을 구하는 제2 기준듀티전압 생성부;
    상기 디시-디시 컨버터부의 입력전류를 근거로 기준입력전류를 구하여 출력하는 제2 기준출력전류 연산부;
    상기 기준입력전류와 상기 디시-디시 컨버터부에서 출력되는 기준출력전류의 차값을 구하여 그에 따른 차전류를 출력하는 제3 합산기;
    상기 차전류를 비례-적분하여 그에 따른 추가듀티전압을 출력하는 제2 제어기;
    상기 기준듀티전압과 상기 추가듀티전압을 합산하여 그에 따른 듀티전압을 출력하는 제4 합산기; 및
    상기 듀티전압과 삼각파형을 비교하여 그에 따른 듀티비를 갖는 제2 펄스폭변조신호를 생성하는 제2 비교기; 및
    상기 제2 비교기에서 출력되는 펄스폭변조신호를 근거로 그에 따른 제2 펄스폭변조신호를 생성하여 상기 벅 컨버터의 스위칭 동작을 제어하는 제2 게이트 드라이버를 포함하는 것을 특징으로 하는 전기에너지 저장 시스템의 양방향 인버터.
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