JP5502970B2

JP5502970B2 - バックブーストスイッチングレギュレータ

Info

Publication number: JP5502970B2
Application number: JP2012247578A
Authority: JP
Inventors: リチャード・オズワルド; 隆龍; 完山本
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2007-09-07
Filing date: 2012-11-09
Publication date: 2014-05-28
Anticipated expiration: 2028-09-08
Also published as: US7737668B2; JP2013059252A; JP2009081988A; US20090066301A1

Description

本発明は、出力電圧が、入力される供給電圧よりも小さい状態、供給電圧と等しい状態、または供給電圧よりも大きい状態を可能にする、インダクタベースのスイッチングレギュレータに関する。具体的には、本発明は、バックブースト（ステップダウン・ステップアップ）型のスイッチングレギュレータであって、従来例よりも良好な性能を有するものに関する。

（関連出願）
「能動ダイオード」という発明の名称の米国特許第７，１９９，６３６号（２００５年３月３１日出願）および「ステップダウン電流モードスイッチングレギュレータ用の動作コントローラ」という発明の名称の米国特許出願公開第２００６００４４８５３号（２００５年８月１９日出願）が、本文において参照することにより組み込まれている。

従来例のバックブーストレギュレータのほとんどは、インダクタ電流がまったく計測されない、または少なくとも制御処理において使用されない、電圧モード制御を採用している。従来のバックブーストスイッチングレギュレータの典型的な構造が、テキサスインストルメンツ社によるＴＰＳ６３００Ｘの機能ブロック図を示す図１において示される。このレギュレータは、スイッチング用のＭＯＳトランジスタ、および入力ＭＯＳトランジスタスイッチに流れる電流を用いる。ゲートコントローラは、直接にＶ_ＯＵＴを用いて各ＭＯＳトランジスタを制御する。しかしながら、図１から理解されるように、このレギュレータはインダクタに流れる平均電流を用いない。他のある従来例のスイッチングレギュレータは、瞬間（多くの場合にはピークと称される）電流制御を用い、スイッチ電流またはインダクタ電流を計測して、その時間領域波形をＰＷＭ変調器において「クロック」波形として直接用いている。

電圧モード制御の過渡応答は低速であり、ループ補償が同様に変化しない限りは、連続電流モード（ＣＣＭ：ＣｏｎｔｉｎｕｏｕｓＣｕｒｒｅｎｔＭｏｄｅ）と不連続電流モード（ＤＣＭ：ＤｉｓｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓＣｕｒｒｅｎｔＭｏｄｅ）との間で大きく変化する。電圧モード制御において、パルス幅変調（ＰＷＭ：ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）ゲインは、ＰＷＭ変調器における供給電圧に応じて変動する。これにより、適度によい性能を得るためにはコントローラにおける供給電圧フィードフォワード動作を必要とする。しかしながら、電流計測またはスロープ補償は、電圧モードコントローラの動作において必要とされていない。

従来例の「ピーク」電流モード動作は、本質的に良好な過渡応答を有する。このような装置は、補償を変化することなく、連続および非連続の両方のインダクタ電流モードにおいて動作することが可能である。この動作モードは、さらにＰＷＭ変調器における「クロック」機能として計測された電流波形を用い、したがって本質的に供給電流振幅補償および高速な過渡応答を有する。しかしながら、従来の「ピーク」電流モードは、広帯域幅電流計測を必要とし、電流波形におけるノイズの影響を極めて受けやすく、広い範囲のスイッチデューティサイクルにおいて動作する場合に不安定にならないためにＰＷＭ変調器におけるスロープ補償を必要とし、バックブースト動作を構成することが困難である。

一方、平均電流モードが特にバックブースト機能性においては有利であるのは、より狭い帯域幅とコントローラにおける時間平均で計測されたインダクタ電流とを使用し、補償の変化を伴うことなくＣＣＭおよびＤＣＭの両方おいて動作し、デューティサイクルの有無に関わらずスロープ補償を必要とせず、極めて良好な過渡応答を有するからである。しかしながら、従来の平均電流モード装置は、種々の実装課題に悩まされている。具体的に、このような装置においては、間欠的なスイッチ電流ではなく、連続的インダクタ電流を計測する必要があること；供給電圧が変化する中でも一定のＰＷＭゲインを維持するために供給電圧のフィードフォワードが必要であること；さらには特にバックブースト動作のためにより複雑なＰＷＭ変調器を必要とすることなどが挙げられる。

さらに、固定クロック周波数においてＣＣＭおよびＤＣＭ動作の両方が、小さな負荷における良好な電流効率、および出力電圧の迅速なプログラミングに、必要である。ＤＣＭにおいてより良好な軽負荷効率が得られるのは、スイッチおよびインダクタにおけるＩ^２Ｒロスを低減し、出力電圧リップル振幅をも低減するからである。しかしながら、出力電圧値における急速な減少をプログラムする必要がある場合に、負極のインダクタ電流を提供することは、容易にはできない。ＣＣＭでは、プログラミング変動および負荷変動の両方に応じて出力電圧における急速な増加および減少を提供することが容易にできる。ＣＣＭにおいて、ほぼ一定であるインダクタリップル電流の振幅は、より大きい負荷電流に対して比較的小さなパーセンテージを占める。ＤＣＭとＣＣＭとの間の移行が自動化されると、平均出力効率を著しく減少させることなく、過渡信号の間、ＣＣＭを自動的に使用することが可能となる。

したがって、過度に回路を複雑化することなく平均電流モード制御を用い、ＣＣＭおよびＤＣＭの両方における動作を可能にする、バックブーストスイッチングレギュレータが必要とされている。

本発明の目的は、レギュレータのスイッチに付与される制御信号のデューティサイクルを調整することにより、出力電圧が入力電圧よりも小さい状態、入力電圧と等しい状態、または入力電圧よりも大きい状態を可能にする、バックブーストスイッチングレギュレータを提供することにある。

本発明の別の目的は、ＤＣＭとＣＣＭとの間の自動移行を可能にし、電流モードおよび供給電圧フィードフォワード制御を用いることにより、出力電圧における負荷電流および供給電圧変動の両方を排除することを可能にし、さらに負荷電流動作点に応じて過渡応答時間における変動を最小限にすることを可能にする、バックブーストスイッチングレギュレータを提供することにある。

さらに本発明の別の目的は、ＤＣＭおよびＣＣＭの両方のモードにおいて固定周波数動作を可能にすることにより、バーストモード動作に伴う、所望されない周波数スペクトル信号による悪影響を避けることを可能にする、バックブーストスイッチングレギュレータを提供することにある。

したがって、本発明は、供給電圧を入力する入力端子と、前記供給電圧に応じた電圧を出力する出力端子と、共通線と、前記入力端子に接続される第1端子と、第２端子とを備える第１スイッチと、前記第１スイッチの前記第２端子にカソードが接続され、前記共通線にアノードが接続される第１ダイオードと、前記第１スイッチの前記第２端子及び前記第１ダイオードの前記カソードに接続された第１端子と、第２端子とを有するインダクタと、前記インダクタの前記第２端子に接続された第１端子と、前記共通線に接続された第２端子とを有する第２スイッチと、前記インダクタの前記第２端子及び前記第２スイッチの前記第１端子に接続されたアノードと、前記出力端子に接続されたカソードとを有する第２ダイオードと、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチを制御するコントローラと、を有し、前記コントローラは、第１の基準電圧と、前記出力電圧を表す比例出力電圧とを受け、前記比例出力電圧を前記第１の基準電圧と比較して第１補償エラー信号を出力する第１補償回路と、前記インダクタに流れるインダクタ電流を表す前記電流信号と前記第１補償エラー信号との合計と第２の基準電圧とを受け、前記合計を前記第２の基準電圧と比較して第２補償エラー信号を出力する第２補償回路と、前記供給電圧および前記第２補償エラー信号を受け、前記第１スイッチを制御する第１制御信号及び前記第２スイッチを制御する第２制御信号を出力する変調器回路と、を含み、前記変調器回路は、前記第２補償エラー信号を受けて、前記第２補償エラー信号と線形の関係にあって所定差を有する第１エラー信号と第２エラー信号とに変換するレベルシフト・スケーリング回路と、クロック信号を生成するクロック生成器と、前記第１エラー信号と前記クロック信号とを比較して前記第１制御信号を出力し、前記第２エラー信号と前記クロック信号とを比較して前記第２制御信号を生成するコンパレータ回路と、を備え、前記レベルシフト・スケーリング回路は、さらに前記供給電圧を受け、前記第１エラー信号および第２エラー信号の差は前記供給電圧に比例し、前記クロック信号は、ピーク値、谷値、および傾斜を有する三角波信号であり、前記ピーク値、谷値、および傾斜のうち少なくとも１つは、前記供給電圧に比例する一方、三角波信号の周波数は一定であるスイッチングレギュレータに関する。

本発明のバックブーストスイッチングレギュレータにおけるコントローラは、さらに第１基準電圧、および出力電圧を表す比例出力電圧、を受ける補償回路であって、第１補償エラー信号を出力する第１補償回路と、電流信号および第１補償エラー信号を受ける補償回路であって、第２補償エラー信号を出力する第２補償回路と、入力電圧および第２補償エラー出力信号を受ける変調器回路であって、第１スイッチを制御する第１制御信号、および第２スイッチを制御する第２制御信号、を出力する変調器回路と、を含む。

さらに、本発明は、インダクタ、第１スイッチ、および第２スイッチを含む回路における出力電圧を調整する方法であって、出力電圧を表す比例出力電圧と第１基準電圧とを比較し、第１補償エラー信号を出力するステップと、インダクタに流れる電流を表す電流信号と第１補償出力とを比較し、第２補償エラー信号を出力するステップと、第２補償エラー信号を、第１エラー信号Ｅ_１および第２エラー信号Ｅ_２に変換するステップと、第１エラー信号Ｅ_１とクロック信号とを比較し、第１制御信号を出力して第１スイッチを制御し、第２エラー信号Ｅ_２と同クロック信号とを比較し、第２制御信号を出力して第２スイッチを制御するステップと、を含む方法に関する。

本発明によるスイッチングレギュレータの１つの利点は、小さい値の負荷電流において不連続インダクタ電流モード「ＤＣＭ」における固定周波数動作を与えることにより、優れた軽負荷効率を提供し、大きな値の負荷電流において連続インダクタ電流モード「ＣＣＭ」における動作を与えることにより、インダクタおよび出力コンデンサにおけるリップル電流（よって電圧出力におけるリップル電圧）の値を低減し、重負荷において優れた効率を提供することにある。

さらに別の利点は、ＤＣＭとＣＣＭとの間における自動移行を実現したことにある。さらに、電流モード制御および供給電圧フィードフォワードを用いることにより、出力電圧における負荷電流変動および入力電圧変動の両方の排除が可能になり、さらに負荷電流動作点に応じて過渡応答時間における変動を最小限にし、傾斜補償の必要性とともにこれに伴う複雑さを避けることが可能となる。さらに平均電流モードは、瞬間電流制御よりも電流信号におけるノイズに対して耐性を有する。

本発明のさらなる利点は、以下における本発明の例示的な実施形態の詳細な説明より当業者に対して明らかとなる。

従来例のバックブーストスイッチングレギュレータのブロック図である。本発明によるバックブーストスイッチングレギュレータの一実施形態を示す例示的なブロック図である。本発明による、図２において図示されるコントローラの変調器回路の例示的なブロック図である。

本発明自体は、さらなる目的および利点も含めて以下における詳細な説明と添付図面とを参照することにより、よりよく理解される。

本発明によるスイッチングレギュレータの例示的な構成が図２において示されている。本実施形態におけるスイッチングレギュレータにおいては、平均電流制御モードを用い、供給電圧を良好に排除するために入力電圧（Ｖ_ＩＮ）フィードフォワード構成を採用している。このスイッチングレギュレータは、さらに連続および不連続の両方のインダクタ電流モード（それぞれＣＣＭおよびＤＣＭ）において固定スイッチング周波数で動作し、出力コンデンサおよび負荷において、電流のソース動作およびシンク動作の両方を実施することが可能であり、迅速な出力電圧プログラミングと負荷変動過渡応答とを実現する。すべての電流検知構成要素および周波数応答判定構成要素ならびにスイッチおよびダイオードは、ＩＣ上に一体化させることによりスペースおよび費用を節約することができる。

上述のように、本発明では平均電流モード動作が用いられる。インダクタ電流Ｉ_Ｌが計測され、その値が時間平均され、平均された電流を用いてスイッチングレギュレータのスイッチを制御する。これは、インダクタ電流の計測をまったく実施しないかまたは少なくとも制御処理においてはインダクタ電流を用いないような、従来例の電圧モード制御を用いるバックブーストレギュレータとは対照的である。さらに、本発明によるスイッチングレギュレータは、スイッチ電流またはインダクタ電流を計測して、その時間領域波形をＰＷＭ変調器において「クロック」波形として直接用いるような、従来例の瞬間（多くは「ピーク」と称される）電流制御を用いるレギュレータとも異なる。

図２は、本発明によるバックブーストスイッチングレギュレータの第１の例示的な実施形態を示す。このバックブーストスイッチングレギュレータの回路トポロジーにおいては、電力流路において４つの能動半導体素子、すなわち第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ３、第１ダイオードＤ２、および第２ダイオードＤ４が用いられる。第１スイッチＳＷ１は、入力端子１と、例えばコイルなどのインダクタＬとの間に接続される。第１ダイオードＤ２のカソードは、第１スイッチＳＷ１とインダクタＬとの接続点に接続され、第１ダイオードＤ２のアノードは、例えばアース端子などの共通線に接続される。第２ダイオードＤ４は、インダクタＬと出力端子２との間に接続される。第２ダイオードのアノードは、インダクタＬに接続され、第２ダイオードのカソードは、出力端子２に接続される。第２スイッチＳＷ３は、インダクタＬと第２ダイオードＤ４との間の接続点と、共通線との間に接続される。

本実施形態において、ダイオードのうち少なくとも１つは、能動ダイオードであってもよい。例えば、第１ダイオードＤ２の構成は、米国特許第７，１９９，６３６号の図４において見受けられる。第２ダイオードＤ４の構成は、米国特許第７，１９９，６３６号の図５Ｂ、図７、または図８Ｂにおいて見受けられる。第２ダイオードＤ４は、ＮＭＯＳトランジスタ素子またはＰＭＯＳトランジスタ素子、これらに関連する増幅器、およびオフセット電圧を有し、これらが並列接続されることにより、負供給または入力電圧よりも高くなるようにブーストされた正供給、を必要とすることなく、出力電圧は、Ｖｇｓ−ＯＮよりも低く入力電圧よりも高い定常状態の動作電圧を有し、Ｄ４の増幅器およびゲートドライバを動作させることができる。

第１ダイオードＤ２および第２ダイオードＤ４は、自律的低電圧降下ダイオードとして動作して、Ｒ_Ｌにより必要とされる負荷電流の大きさに応じて固有の定常状態ＣＣＭまたはＤＣＭを提供する。バックモードにおけるこの動作の詳細は、米国特許第７，１９９，６３６号の図５ａ、５ｂおよび図６、さらには対応する記載部分において見受けられる。

第１スイッチＳＷ１および第２スイッチＳＷ３は、コントローラ１００により駆動されるように構成され、本実施形態においては直接駆動される。本実施形態におけるコントローラ１００は、第１補償器２０、第２補償器３０、変調器４０、およびモードコントローラ５０を備える。

以下では、インダクタＬに流れるインダクタ電流Ｉ_Ｌが負でない場合のスイッチングレギュレータの簡略化された定常状態動作について説明する。入力電圧Ｖ_ＩＮが出力電圧Ｖ_ＯＵＴよりも大きい（Ｖ_ＩＮ＞Ｖ_ＯＵＴ）バック動作においては、第１スイッチＳＷ１は、１００％よりも小さいデューティサイクルの間、動作し、第１ダイオードＤ２は、１つのクロック周期（ＣＣＭ）の残りの間、またはＩ_Ｌ＝０（ＤＣＭ）となるまで導通する場合が多い。第２ダイオードＤ４は、Ｉ_Ｌが正の場合、すなわち第２ダイオードにおけるダイオード電流がＩ_Ｄ４＝Ｉ_Ｌである場合に導通する。したがって、ダイオード電流Ｉ_Ｄ４は、Ｄ４のＮＭＯＳトランジスタおよびＰＭＯＳトランジスタの電流を計測し、これらを適切にスケーリングすることにより決定されることができる。スケーリングされたトランジスタ電流の合計は、コントローラ１００に入力されるＩ_Ｌのために使用されることができる。

Ｖ_ＩＮ＜Ｖ_ＯＵＴであるブースト動作の場合、第１スイッチＳＷ１は、連続的にＯＮである。第２スイッチＳＷ３は、１００％よりも小さいデューティサイクルの間、ＯＮであり、第２ダイオードＤ４は、１つのクロック周期（ＣＣＭ）の残りの間、またはＩ_Ｌ＝０（ＤＣＭ）となるまでＯＮである。したがって、第１スイッチに流れるトランジスタ電流Ｉ_ＳＷ１は、このモードにおいてＩ_Ｌと等しく（Ｉ_ＳＷ１＝Ｉ_Ｌ）、Ｉ_ＳＷ１は、従来の手段により計測され、コントローラ１００に入力されるＩ_Ｌのために使用されることができる。

電流検知マルチプレクサ１０は、Ｉ_ＳＷ１またはＩ_Ｄ４の検知値を、I_Lの指標となるスケーリングされた値として選択し、これらのうち選択された１つを電流ループ補償器３０へ出力する。なお、計測されたインダクタ電流は、第２補償回路３０により作用されるまで一般的には平均化されないが、既に平均化した電流を用いてもよい。電流検知マルチプレクサ１０は、電流検知マルチプレクサ１０からの出力が連続的かつＩ_Ｌに比例するように変調器４０により制御される。Ｖ_ＩＮがほぼＶ_ＯＵＴに等しい場合（Ｖ_ＩＮ≒Ｖ_ＯＵＴ）、レギュレータは、バックモードにおいて各クロック周期の一部の間、またブーストモードにおいて各クロック周期の別の部分の間、動作する。この場合、電流検知マルチプレクサ１０は、上述と同様の動作を実施して常にＩ_Ｌに比例する電流信号を電流ループ補償器３０へ供給する。なお、本実施形態において、マルチプレクサ１０の出力、および抵抗Ｒ１の処理を経た補償器２０の出力は、両方とも電流である。Ｇｍ２への他方の入力は、基準電圧である。

電流ループ補償器３０は、電流検知マルチプレクサ１０からの出力、および補償器２０からの出力に基づいて、エラー信号を生成するように構成されている。本実施形態における電流ループ補償器３０は、差動入力相互コンダクタンス増幅器Ｇｍ２を用いる。さらなる詳細は、付けで出願され、という出願番号を有する同時係属出願「集積回路用内部周波数補償器」において詳述されている。相互コンダクタンス増幅器Ｇｍ２の負（−）の入力は、相互コンダクタンスＧ_ｍ２の大きな値、およびフィードバック結合３２により、正（＋）の入力と同じ電位に保たれる。正の入力（＋）は、基準電圧Ｖ_ｒｆ２へ結合される。Ｃ_２およびＲ_２を備える補償ネットワークに付与される電流は、相互コンダクタンス増幅器Ｇｍ２の負（−）の入力ノードにおける正味電流のｋ倍である（ｋは比例定数）。したがって、相互コンダクタンス増幅器Ｇｍ２の出力電圧Ｖ_ＥＩ、すなわち電流ループ補償エラー信号は、

で与えられる（なお、Ｉ（−）は、相互コンダクタンス増幅器Ｇｍ２の負（−）の入力ノードにおける正味電流である）。

第２補償器３０の出力は、変調器４０へ結合される。本実施形態における変調器４０は、レベルシフト・スケーリング回路ブロック４２、クロック生成器４４およびＰＷＭ比較回路４６を備える。変調器の例示的な詳細なブロック図は、図３において示されている。

レベルシフト・スケーリング回路４２は、電流ループ補償エラー信号Ｖ_ＥＩを２つの信号Ｅ_１およびＥ_２に変換する。図３を参照すると、本実施形態におけるレベルシフト・スケーリング回路４２は、２つの演算増幅器４１０および演算増幅器４２０、抵抗Ｒ_１、抵抗Ｒ_２、ならびに電流シンクＩを備える。変換された信号Ｅ_１およびＥ_２は、以下のように得られる：

ここでＶ_Ｍは、Ｖ_ＩＮに比例する電圧であり、抵抗Ｒ_１が参照する電圧である。この電圧Ｖ_Ｍは、比例係数ｋ_１でＶ_ＩＮに比例する、すなわちＶ_Ｍ＝ｋ_１×Ｖ_ＩＮであることを要件とする。

クロック生成器４４は、上位のピーク電圧Ｖ_Ｐと下位の谷電圧Ｖ_Ｖとの間で揺れ動く三角波信号を生成する。なお、Ｖ_Ｐ、Ｖ_Ｖおよび三角波の傾斜のうち少なくとも１つは、入力電圧Ｖ_ＩＮに比例し、クロック信号の周波数は一定である。

本実施形態におけるＰＷＭ比較ロジックブロック４６は、Ｅ_１とクロック信号とを比較する第１コンパレータ４３０、およびＥ_２とクロック信号とを比較する第２コンパレータ４４０、を備える。各コンパレータは、制御信号を出力してそれぞれ第１スイッチＳＷ１と第２スイッチＳＷ２とを制御する。

式２および式３において、電流シンクＩがＶ_Ｖ／Ｒ_２に設定されると、以下のようになる：

一例としてクロック波形生成器とコンパレータの共通モード電圧性能を設計する際の便宜上、Ｖ_Ｖを０．１×Ｖ_Ｍ、Ｖ_Ｐを０．９×Ｖ_Ｍとするならば、（Ｖ_Ｐ-Ｖ_Ｖ）＝０．８×Ｖ_Ｍとなる。先程のＶ_ＶおよびＶ_Ｐの選択により、変換された信号Ｅ_１およびＥ_２は、係数（Ｒ_１＋Ｒ_２）／Ｒ_１だけ増幅され、Ｖ_Ｖだけレベルシフトアップされ、ＰＷＭクロックのピーク・トゥ・ピーク振幅の８０％に等しい値（Ｖ_Ｐ−Ｖ_Ｖ）により分離される。

比例係数ｋ_１は、Ｖ_Ｐ、Ｖ_Ｖ、および三角波クロックの傾斜に使用される比例定数にも関連している。実際、ｋ_１（よってＶ_Ｍ）は、式２および式３により定義されるＥ_１とＥ_２との間隔が、Ｖ_ＰとＶ_Ｖとの間隔の１００％未満である一定のパーセンテージであるように選択することにより、Ｖ_ＩＮ≒Ｖ_ＯＵＴである場合、各クロック周期の一部がレギュレータのバック動作を実施し、クロック周期の残りがブースト動作を実施することができるようにする必要があり、その分割パーセンテージは、Ｖ_ＩＮとは無関係である。

電流シンクＩの値は、式２から式６により示されるようにＩ×Ｒ_２＝Ｖ_ＶとなるようにＶ_Ｖにより設定される。これは、ループ補償回路２０の出力が最低値である０または図示されるように接地されている場合（そして補償回路２０において増幅器Ｇｍ１により設定されている場合）、インダクタ電流Ｉ_Ｌがゼロである場合にＥ_１がＶ_Ｖに等しくなるようにし、デッドゾーンがないように変調器のダイナミックレンジを最適化するためである。なお、同じＩ×Ｒ_２がＥ_２においても含まれるようにしてＥ_２−Ｅ_１がＩの値によって左右されないようにする。実際、Ｅ_２−Ｅ_１は一定ではなく、むしろ上述および式６で定義したようにＶ_Ｖに比例する。

実施上なされる実用的な設計は、レール・トゥ・レール入力ではなくｐタイプ入力のステージだけを、クロック回路の増幅器が有することを可能にするのに十分な電圧だけ、許容される最低値Ｖ_ＩＮにおけるＶ_ＩＮよりも十分に小さくなるように、Ｖ_Ｐを選択することであり、これによりＶ_Ｍのための比例係数ｋ_１の値が設定される。同様に、Ｖ_Ｖの最小値は、接地リファレンス型のスイッチング回路がクロック回路において用いられることができるように、最小値Ｖ_ＩＮにおいて接地からの十分なヘッドルームが必要であることから決定される。したがって、一般的には（Ｖ_Ｖ−接地）＝（Ｖ_Ｍ−Ｖ_Ｐ）であることが便利であり、上述のように（Ｅ_２−Ｅ_１）≒（０．８〜１．０）×（Ｖ_Ｐ−Ｖ_Ｖ）である。

電流ループ補償器３０は、電流エラー信号を平均化するための積分を実施し、極めて大きなＤＣゲインを提供する。さらに、Ｒ２およびＣ２を駆動する相互コンダクタンス増幅器Ｇｍ２の出力は電流であるため、電圧Ｖ_ＥＩは、第１補償器２０および電流検知マルチプレクサ１０からの電流ループ補償器に対する正味電流の時間積分

である。積分器のＤＣゲインは、（少なくとも理想的には）無限であることは公知である。

したがって、定常状態における動作時には、Ｖ_ＥＩの値と変調器のクロックとによりバックモードまたはブーストモードにおける変調器４０からのデューティサイクル信号Ｄ_ＢＵＣＫおよびＤ_{ＢＯＯＳＴ}が得られ、必要なＶ_ＯＵＴをＶ_ＩＮから生成する：
バックモード：

ブーストモード：
実際のスイッチおよび構成要素においてはロスが生じるので、これらの関係（７）および（８）は正確ではないものの、実施において実用的な洞察を得るには十分に正確である。なお、Ｄ_ＢＵＣＫとは、第１スイッチＳＷ１の通電率であり、Ｄ_{ＢＯＯＳＴ}とは、第２スイッチＳＷ３の通電率である。なお、Ｖ_ＥＩと変調器クロックを比較した場合、グラフにより表すことができる０と１との間のデューティサイクルが与えられる。Ｖ_ＯＵＴは従属変数であるため、Ｖ_ｒｆ１およびＶ_ＩＮの関数、Ｖ_ＥＩ、ならびにクロックが、Ｄ_ＢＵＣＫおよびＤ_{ＢＯＯＳＴ}を生成し、またこれらにより式７および式８において示されるようにＶ_ＯＵＴが生成される。

例えば、Ｖ_ＯＵＴ＝０．６×Ｖ_ＩＮであることを所望する場合、第２スイッチＳＷ３は、常にＯＦＦであるべきであり（Ｄ_{ＢＯＯＳＴ}は負であるため）、第１スイッチＳＷ１は、その通電率が約０．６の状態でＯＮであるべきである。したがって、制御によってＥ_１は、Ｖ_ＶとＶ_Ｐとの間における電圧の約６０％に安定し、Ｅ_２は、Ｖ_Ｖよりも低くなるため（接地飽和型）ＳＷ３は常にＯＦＦであり、スイッチングレギュレータは、バックモードにおいて動作する。

例えば、Ｖ_ＯＵＴ＝１．５×Ｖ_ＩＮであることを所望する場合、第１スイッチＳＷ１は、常にＯＮであるべきであり（Ｄ_ＢＵＣＫが１より大きいため）、第２スイッチＳＷ３は、その通電率が０．５／１．５＝３３％である状態でＯＮであるべきである。したがって、制御によってＶ_ＥＩを増加させ、Ｅ_２がＶ_ＶとＶ_Ｐとの間における電圧の約３３％になるようにし、Ｅ_１は、Ｅ_２よりも大きく、またＶ_Ｐよりも大きくなるため、第１スイッチＳＷ１は常にＯＮであり、スイッチングレギュレータは、ブーストモードにおいて動作する。

例えば、Ｖ_ＯＵＴがＶ_ＩＮに等しい（Ｖ_ＯＵＴ＝Ｖ_ＩＮ）ことを所望する場合、望ましくはＤ_ＢＵＣＫ＝１およびＤ_{ＢＯＯＳＴ}＝０である。しかしながら、実際の実装ではこの条件を達成することが困難であるため、式６においてＲ_１およびＲ_２を選択することにより、（Ｅ_１―Ｅ_２）が大略０．８×（Ｖ_Ｐ−Ｖ_Ｖ）となるようにする。したがって、Ｄ_ＢＵＣＫ〜０．９およびＤ_{ＢＯＯＳＴ}〜０．１となり、これによっても平均Ｖ_ＯＵＴ＝Ｖ_ＩＮが得られる。この場合、変調器の電圧における許容誤差に基づく「デットゾーン」効果を防止する、小さなリップルが存在する。さらに、変調器４０は、選択信号を電流検知マルチプレクサ１０へ送信することにより、以下の条件が満たされる場合、第２ダイオードＤ４から電流信号Ｉ_Ｄ４を選択する：

これはバックモードであるが、そうでなければ、システムがブーストモードにあるため、第１スイッチＳＷ１における電流信号Ｉ_ＳＷ１を選択する。

図２において、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、外部電圧源（図示せず）から供給される外部電圧Ｖ_ＡＤＪにより調整されることができる。Ｖ_ＯＵＴは、以下のとおりＶ_ＡＤＪの関数である：

ここでＶ_{ＳＥＮＳＥ}は、Ｇｍ１の正（＋）の入力における電圧である。式１０におけるＶ_ＡＤＪ項の前にあるマイナス（−）記号は、正だけの値にＶ_ＡＤＪを調整することにより、ｒ_１、ｒ_２、およびｒ_３を選択することにより決定される範囲内で、Ｖ_ＯＵＴがＶ_{ＳＥＮＳＥ}よりも大きいか、小さいか、または等しくすることが可能であることを意味する。

図２におけるコントローラ１００は、さらに電圧ループ補償器２０を有することができる。本実施形態における電圧ループ補償器２０は、差動入力相互コンダクタンス増幅器Ｇｍ１、ならびにＣ１およびＲ１を含む補償回路を備える。相互コンダクタンス増幅器Ｇｍ１は、その反転入力において第１基準電圧Ｖ_ｒｆ１を受け、その非反転入力において電圧Ｖ_{ＳＥＮＳＥ}を受ける。相互コンダクタンス増幅器Ｇｍ１からの出力電流から生じる電圧であって、Ｒ１およびＣ１の直列接続に与えられる電圧は、ユニティゲインバッファ増幅器Ｘ１と抵抗Ｒ１とを介して、電流ループ補償器３０へ結合される。相互コンダクタンス増幅器Ｇｍ１からの出力電流は、電圧エラー信号に比例する。

相互コンダクタンス増幅器Ｇｍ１の出力電流は、補償ネットワークＣ１およびＲ１を駆動し、定常状態においてＶ_{ＳＥＮＳＥ}＝Ｖ_ｒｆ１および以下のようになるように電圧エラー信号（Ｖ_{ＳＥＮＳＥ}−Ｖ_ｒｆ１）の積分を実施する：

Ｖ_ＯＵＴがＶ_ＡＤＪまたは負荷（Ｒ_Ｌ）における変動に迅速に追随しながらも、小さい値の定常状態負荷でも改善されたＤＣＭ効率を有することが望ましい。第１ダイオードＤ２および第２ダイオードＤ４を、コントローラ駆動スイッチとしてではなく自律ダイオードとして構成することにより、クロック周期の重要な部分におけるＤＣＭ動作（Ｉ_Ｌ＝０））が本質的に可能となるため、優れた軽負荷効率が提供されることになる。しかしながら、ダイオードを用いることにより、さらにＩ_Ｌ＜０となることも防止することが可能であり、すなわちＶ_ＯＵＴが現在値よりも小さな値にプログラムされている場合、負荷キャパシタンスＣ_Ｌが負荷Ｒ_Ｌによってのみ放電可能となり、よってＤＣＭを可能にするダイオード構成の場合、Ｖ_ＡＤＪに対するＶ_ＯＵＴの応答がより遅くなることを意味する。

これに打ち勝つには、ダイオードＤ２およびダイオードＤ４などの能動ダイオードを用い、Ｖ_ＯＵＴの過渡電流の間、一時的にダイオードＤ２およびダイオードＤ４をスイッチに変換する。能動ダイオードＤ２および能動ダイオードＤ４は、これらの内部トランジスタをスイッチとしてＯＮするための「ＦＯＲＣＥ」入力を備え、これにより過渡電流の間、逆インダクタ電流Ｉ_Ｌ＜０を可能にする。能動ダイオードＤ２および能動ダイオードＤ４の「ＦＯＲＣＥ」入力は、強制連続電流モード（ＦＣＣＭ）信号を用いてコントローラ１００により制御される。

図２におけるコントローラ１００は、モード制御ブロック５０をも有することができる。本実施形態におけるモード制御ブロック５０は、第１ウィンドウコンパレータ５２、第２ウィンドウコンパレータ５４およびＦＣＣＭラッチ５６を備える。第１ウィンドウコンパレータ５２は、第１基準電圧Ｖ_ｒｆ１およびＶ_{ＳＥＮＳＥ}を受け、これらの電圧における差と第１しきい値電圧とを比較し、第１比較信号を出力するように構成される。第２ウィンドウコンパレータ５４は、相互コンダクタンス増幅器Ｇｍ１からの第２出力を電圧として受け、この電圧と第２しきい値電圧との差を比較し、第２比較信号を出力するように構成される。ＦＣＣＭラッチ５６は、セット（Ｓ）入力およびリセット（Ｒ）入力において、それぞれ第１比較信号および第２比較信号を受けるように構成される。

第１ウィンドウコンパレータ５２において設定された許容可能なしきい値よりも、Ｖ_ｒｆ１とＶ_{ＳＥＮＳＥ}との差が大きいような、Ｖ_ＯＵＴの迅速な過渡電流変動が必要である場合に、ＦＣＣＭラッチ５６がセットされる。過渡応答が完了すると、Ｖ_ｒｆ１とＶ_{ＳＥＮＳＥ}との差は小さくなり、相互コンダクタンス増幅器Ｇｍ１およびコンパレータのオフセット電圧の差よりも潜在的に小さくなり、モード制御ブロックにおいて間違った機能を生じさせる可能性がでてくる。

この問題は、相互コンダクタンス増幅器Ｇｍ１からの電流出力値を用いて、第２ウィンドウコンパレータ５４を駆動し、ＦＣＣＭラッチ５６をＤＣＭに戻すようにリセットすることにより解消される。相互コンダクタンスＢ×Ｇ_ｍｌ（Ｂ＞＞１）を有する相互コンダクタンス増幅器Ｇｍ１の第２出力と、大きな値の抵抗ｒ_ｗとを用いると、第２ウィンドウコンパレータ５４の入力における信号は、そのオフセットよりもはるかに大きくすることが可能である。なお、第２ウィンドウコンパレータ５４の入力における信号は、補償回路Ｒ_１、Ｃ_１を駆動する相互コンダクタンス増幅器Ｇｍ１の第１出力からの出力信号と同じゼロしきい値を維持し続けることになる。したがって、第２ウィンドウコンパレータ５４は、一定の共通モード電圧を有し、そのしきい値がＧｍ１の入力に対して参照されて、その値がＧｍ１の入力に直接接続された場合、信頼できる動作のために用いられていたであろう値よりも小さく保つことが可能となる。これにより、相互コンダクタンス増幅器Ｇｍ１と第２ウィンドウコンパレータ５４の入力においてオフセットが生じた場合であっても、電圧プログラミング用過渡電流の終わりを正確に検知することが可能になる。

なお、第１しきい値電圧は、Ｇｍ１の入力の線形範囲をちょうど超える差動電圧であってもよい。Ｇｍ１の入力に参照される第２しきい値電圧は、第１しきい値電圧よりもはるかに小さくすることが可能である。

上述のとおり、本発明にしたがって構成されたスイッチングレギュレータは、従来例の装置に比べて数多くの利点を有する。１つの利点は、小さい値の負荷電流において不連続インダクタ電流モード「ＤＣＭ」における固定周波数動作を与えることにより、優れた軽負荷効率を提供し、大きな値の負荷電流において連続インダクタ電流モード「ＣＣＭ」における固定周波数動作を与えることにより、インダクタおよび出力コンデンサにおけるリップル電流（よって電圧出力におけるリップル電圧）の値を低減し、重負荷において優れた効率を提供することにある。出力電圧は、入力電圧よりも小さくても多くても、またはこれに等しくてもよく、これら状態の間で変動する際には途切れが生じない。

他の利点は、ＤＣＭとＣＣＭとの間の自動移行を実現したことにある。供給電圧フィードフォワードを用いた電流モード制御により、出力電圧における負荷電流変動および入力電圧変動の両方を排除し、負荷電流動作点に応じて過渡応答時間における変動を最小限にすることが可能となる。

本発明の１つの特有である実施形態について開示したが、本発明は、その趣旨または基本的な特徴から逸脱することなく、別の形態でも実施されることができる。したがって、本実施形態は、あらゆる意味において単に例示的であって限定的ではないとして検討されるべきであり、本発明の範囲は、添付の請求の範囲において示されるため、これら請求項の意義と等価物の範囲内における変更は、これらに包含される。

本発明は、バックブーストスイッチングレギュレータに利用できる。

Claims

供給電圧を入力する入力端子と、
前記供給電圧に応じた電圧を出力する出力端子と、
共通線と、
前記入力端子に接続される第1端子と、第２端子とを備える第１スイッチと、
前記第１スイッチの前記第２端子にカソードが接続され、前記共通線にアノードが接続される第１ダイオードと、
前記第１スイッチの前記第２端子及び前記第１ダイオードの前記カソードに接続された第１端子と、第２端子とを有するインダクタと、
前記インダクタの前記第２端子に接続された第１端子と、前記共通線に接続された第２端子とを有する第２スイッチと、
前記インダクタの前記第２端子及び前記第２スイッチの前記第１端子に接続されたアノードと、前記出力端子に接続されたカソードとを有する第２ダイオードと、
前記第１スイッチおよび前記第２スイッチを制御するコントローラと、
を有し、
前記コントローラは、
第１の基準電圧と、前記出力電圧を表す比例出力電圧とを受け、前記比例出力電圧を前記第１の基準電圧と比較して第１補償エラー信号を出力する第１補償回路と、
前記インダクタに流れるインダクタ電流を表す前記電流信号と前記第１補償エラー信号との合計と第２の基準電圧とを受け、前記合計を前記第２の基準電圧と比較して第２補償エラー信号を出力する第２補償回路と、
前記供給電圧および前記第２補償エラー信号を受け、前記第１スイッチを制御する第１制御信号及び前記第２スイッチを制御する第２制御信号を出力する変調器回路と、
を含み、
前記変調器回路は、
前記第２補償エラー信号を受けて、前記第２補償エラー信号と線形の関係にあって所定差を有する第１エラー信号と第２エラー信号とに変換するレベルシフト・スケーリング回路と、
クロック信号を生成するクロック生成器と、
前記第１エラー信号と前記クロック信号とを比較して前記第１制御信号を出力し、前記第２エラー信号と前記クロック信号とを比較して前記第２制御信号を生成するコンパレータ回路と、
を備え、
前記レベルシフト・スケーリング回路は、さらに前記供給電圧を受け、前記第１エラー信号および第２エラー信号の差は前記供給電圧に比例し、
前記クロック信号は、ピーク値、谷値、および傾斜を有する三角波信号であり、
前記ピーク値、谷値、および傾斜のうち少なくとも１つは、前記供給電圧に比例する一方、三角波信号の周波数は一定であるスイッチングレギュレータ。