TWI427908B - 單電感雙輸出電源轉換器與其驅動方法 - Google Patents

單電感雙輸出電源轉換器與其驅動方法 Download PDF

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Description

單電感雙輸出電源轉換器與其驅動方法
本發明係為一種單電感雙輸出電源轉換器及其驅動方法，尤其是有關於一種低互穩壓效應及低能量損失的單電感雙輸出電源轉換器與其驅動方法。
目前電源管理IC(Power Management IC)在可攜帶式電子產品上的運用已經越來越廣泛，從手機、PDA、甚至是筆記型電腦，電源管理都是一個很大且重要的課題。如何讓電池擁有最大的壽命和效率最佳的使用，以達到產品的有最佳的表現以增加相對的競爭力，這是業界所關心的。運用單電感雙輸出電壓的架構，有別於以往的直流/直流轉換器，可以減少外部元件(電感)的使用，用來節省成本和提升產品的競爭力。藉由減少電感的使用，最直接的就是可以減小印刷積體電路板(PCB Board)的面積，進而達到可攜式產品微型化的最終目標。同時，在現今積體電路系統整合(SoC-System on Chip)的趨勢之下，對於電源管理模組而言，必須要從一個電源輸入(電池)，進而提供不同大小的輸出電壓以供應不同系統、不同功能電路來做使用。因此藉由單電感雙輸出電壓(亦或是多輸出電壓)架構的使用，僅需要單一個電源管理模組，用最小的外部儲能元件(電感、電容)，就能達到最佳的電源轉換，以求提供一個穩定的輸出電壓和所需要的輸出電流，並對於電池做最有效率的使用。
先前文獻上所提出的單電感雙輸出(多輸出)架構，由於穩定度與互穩壓(Cross Regulation)，因此使用了假連續導通(Pseudo-CCM)的電流技術來實現，如美國專利公開號2004/0201281 A1及IEEE J. Solid-State Circuits,Vol.38,No. 6,pp. 1007-1014,June,2003。如此一來整體系統就會有不連續電流模式(DCM)的狀態而易於穩定整個系統，且由於擁有一最小電流(相當於不連續電流模式之零電感電流)，故可以有相當程度的解決互穩壓(Cross Regulation)的問題。不過此種控制技巧必須要在整個脈衝寬度變調(PWM)的週期內加入一續流(Freewheel)的階段，來達到此種控制技術。而在真實世界中，因非理想導通開關的等效電阻效應的緣故，不少的功率會消耗在此一階段中，使得整體電路系統的導通損(Conduction Loss)變多，並會影響到效率的轉換。尤其是當電感承受較大電流的形況下，導通損會越為嚴重(Pcon =I2 Ron )。另外由於加入了續流(Freewheel)的階段，在此階段電感中儲存的能量不能夠傳到輸出端，因此平均電感電流會較輸出負载的總和來的大。然而因為單電感雙輸出模組架構上輸出端電感電流不連續的特性，較大的平均電感電流就會造成較大的輸出電壓漣波，故有可能需要一高效能的後級穩壓電路來對此輸出電壓再做處理，而這是使用者端不樂意見到的情形。
IEEE J. Solid-State Circuits,Vol.42,No. 12,pp. 2706-2714,December,2007也提出運用優先次序性的能量分配流程，來達到單電感雙輸出(多輸出)的應用。然而此種提出的架構只適合使用在某些特定的負載狀況，且其用比較器所控制的輸出電壓，相對於閉迴路中有誤差放大器做控制，整體的穩壓狀況(Load Regulation,Line Regulation)皆不是那麼的理想。
緣此，本案之發明人係研究出一種單電感雙輸出(多輸出)電源轉換器與其驅動方法，尤其是有關於一種較佳能量分配的單電感雙輸出的驅動方法，其係可改善習知技術中之現狀。
本發明的主要目的係關於提供一單電感雙輸出電源轉換器，藉由全電流模式的控制方式，以達到最佳的功率轉換效率。同時並具備了良好的輸出穩態(Steady-state)和暫態(Transient)響應。
本發明的次要目的係關於單電感雙輸出電源轉換器與其驅動方法，其可在不同負載的情形，用以來解決互穩壓(Cross Regulation)的問題，卻同時可以改善輸出電壓漣波和暫態響應，讓此單電感雙輸出的電源管理模組更具彈性的使用環境與良好的輸出表現，以達到產品的競爭力。
本發明的又一目的係關於減少功率級開關的數量。不使用續流(Freewheel)的階段來達成系統的穩定與好的響應，因此可以減少功率級開關的使用(被用在Freewheel階段的功率級開關)。同時藉由減少功率級開關的數目(尤其是電感兩端跨接的功率級開關)，就能夠減少開關的導通損(Conduction loss)，藉已達到高效率能量轉換的電源管理晶片。
本發明的又一目的係關於減少導通損，因為不使用續流(Freewheel)技術的原因，因此平均電感電流能夠較先前技藝的技術為降低。
本發明的又一目的係關於減少輸出漣波電壓。
本發明的又一目的係關於使用至少兩個誤差放大器分別用於反應兩個輸出的負載情形，來達到良好的穩壓狀況以達到穩定的多輸出電壓。
因此，本發明係關於一種單電感雙輸出電源轉換器，包括：一功率級電路，包括一電感、一第一輸出端與一第二輸出端；一第一誤差放大器，耦接該第一輸出端，用以輸出一第一誤差訊號；一第二誤差放大器，耦接該第二輸出端，用以輸出一第二誤差訊號；一電流偵測電路，用以偵測該電感上之一端之電流並輸出一第一信號；以及比較單元，係用以接收該第一誤差訊號、該第二誤差信號與該第一信號，且將該第一誤差訊號與該第二誤差信號相加，以產生一第三誤差信號，進而將該第一信號個別比較該第一誤差訊號、該第二誤差信號與該第三誤差信號，以分別產生一第一比較信號、一第二比較信號與一第三比較信號。其中，該功率級電路依據該第一、第二及第三比較信號決定其能量傳遞路徑。
本發明係關於一種一種用於單電感雙輸出電源轉換器之驅動方法，包括：產生一第一誤差信號、一第二誤差信號與一第一信號；將該第一誤差信號與該第二誤差信號相加，以產生一第三誤差信號；以及將該第一信號分別與該第一誤差信號、該第二誤差信號與該第三誤差信號相比較，以分別產生一第一比較信號、一第二比較信號與一第三比較信號。
為使　貴審查委員對於本發明之結構目的和功效有更進一步之了解與認同，茲配合圖示範例詳細說明如後。
圖一之架構係顯示本發明之單電感雙輸出電源轉換器10之一實施例。該單電感雙輸出電源轉換器10包括：一功率級電路113，包括一電感101、一第一輸出端OA及一第二輸出端OB。其中，運用該電感101，來達成兩個輸出電壓的直流/直流轉換器；一第一誤差放大器102，耦接該第一輸出端OA，用以輸出一第一誤差訊號VEA ；一第二誤差放大器OB，耦接該第二輸出端OB，用以輸出一第二誤差訊號VEB ；一電流偵測電路(Current Sensing Circuit)105，用以偵測該電感101上之一端之電流並輸出一第一信號VS ；一斜率補償(Slope Compensation)裝置106，用以輸出一第二信號VSlope ，其中加法器115係將該第一信號VS 與該第二信號VSlope 相加，以產生參考信號VSUM ，然而，於實際設計與需求上，斜率補償裝置係為非必要元件，因為，根據傳統的電流模式控制，控制電壓會加入一斜率補償信號，以確保穩定度，避免次諧波振盪(subharmonic oscillation)及提供前饋控制之特性。一比較單元114，耦接該功率級電路113及該電流偵測電路105，以接收該第一誤差訊號VEA 、該第二誤差信號VEB 與該參考信號VSUM (或該第一信號VS )，且將該第一誤差訊號VEA 與該第二誤差信號VEB 相加，以產生一第三誤差信號VEAB ，進而將該參考信號VSUM (或該第一信號VS )個別比較該第一誤差訊號VEA 、該第二誤差信號VEB 與該第三誤差信號VEAB ，以分別產生一第一比較信號VCA 、一第二比較信號VCB 與一第三比較信號VCAB 。如圖一所示，比較單元114更包括至少三個比較器(Comparator)107、108、109與一加法器104，且該加法器104，用於接收該第一誤差訊號VEA 與該第二誤差信號VEB ，且將該第一誤差訊號VEA 與該第二誤差信號VEB 相加，以產生一第三誤差信號VEAB 。而第一比較器107，用於接收該參考信號VSUM (或該第一信號VS )與該第一誤差訊號VEA ，並將該參考信號VSUM (或該第一信號VS )比較該第一誤差訊號VEA ，以分別產生該第一比較信號VCA ；第二比較器108，用於接收該參考信號VSUM (或該第一信號VS )與該第二誤差訊號VEB ，並將該參考信號VSUM (或該第一信號VS )比較該第二誤差訊號VEB ，以分別產生該第二比較信號VCB ；第三比較器109，用於接收該參考信號VSUM (或該第一信號VS )與該第三誤差訊號VEAB ，並將該參考信號VSUM 比較該第三誤差訊號VEAB ，以分別產生該第三比較信號VCAB 。其中，該功率級電路113依據該第一、第二及第三比較信號VCA, VCB, VCAB 決定其能量傳遞路徑。
該單電感雙輸出電源轉換器10更包括一模式切換電路110，用以接收與比較該第一誤差信號VEA 與該第二誤差信號VEB ，以產生一切換信號VCOM 、一邏輯裝置111， 用以接收該第一、第二與第三比較信號VCA 、VCB 與VCAB ，以產生一第一組路徑信號及一第二組路徑信號，且該邏輯裝置111依據該切換信號VCOM 選擇該第一組路徑信號及該第二組路徑信號二者其中之一。另外，該單電感雙輸出電源轉換器10更包括一驅動器112，耦接該邏輯裝置111，該驅動器112接收該第一組路徑信號及該第二組路徑信號二者其中之一，以驅動該功率級電路113。
單電感雙輸出電源轉換器10之功率級電路113僅運用四個功率級開關(M1 ~M4 )，在傳統的單輸入兩個降壓輸出的架構而言，已是使用最少的功率級開關。此外，單電感雙輸出電源轉換器10運用了兩個誤差放大器(Error Amplifier)102，103分別反應兩個輸出的負載情形，如此一來，輸出就能得到兩個穩定且穩態和暫態響應都良好的電壓，供給系統使用。
單電感雙輸出電源轉換器10主要是在單電感雙輸出的電源管理模組中實現電流控制(Current Programmed Control)的方式。藉由兩個誤差放大器102，103可以取得兩個輸出個別的誤差訊號(VEA 與VEB )，然後用加法器104把此誤差訊號相加，定義出在一個PWM週期中兩個輸出能量的總和。而電流偵測電路(Current Sensing Circuit)105和斜率補償裝置(Slope Compensation)106，藉由跟誤差訊號(VEA 與VEB 以及VEA /VEB 的和)經由比較器107、108、109相切，來得到相對應的責任週期，達成穩定輸出電壓的功效。最後把經由比較單元114內之比較器107、108、109比較出來的比較訊號(VCA 、VCB 與VCAB )，送到邏輯(Logic) 裝置111和驅動器(Driver)112，來驅動功率級開關。因此可以達到電感101的充放電並把輸入端(VIN )的能量藉由電感101的儲能和放能送到輸出端(VOA and VOB )的位置。該邏輯裝置11更包括至少三個D型正反器(D Flip-Flop)、至少二個解碼器與一多工器，其運作過程將於稍後詳述。另外，圖一進一步藉由模式切換電路(Mode exchange circuit)110中的比較器110a，來比較VEA 和VEB 的大小，以產生一切換信號VCOM ，進而完成單電感雙輸出電源轉換器10的模式切換。有關模式切換的實施方式及原理，也會於稍後詳述。
圖二A係顯示根據本發明之一實施例之功率級電路113。該功率級電路113包括：一第一開關M1 ，係耦接於電感101之一端與一輸入端IN之間；一第二開關M2 ，係耦接於電感101之一端與一接地端GND之間；一第三開關M3 係耦接於電感101之另一端與該第一輸出端OA之間；以及一第四開關M4 ，係耦接於電感101之另一端與該第二輸出端OB之間。在功率級電路113之輸入端IN上有一輸入電壓VIN ，而於第一輸出端OA與第二輸出端OB上分別具有一輸出電壓VOA 與VOB ，且IOA 與IOB 分別為該第一輸出端OA上的負載電流量與該第二輸出端OB上的負載電流量，COA 與COB 分別為輸出端VOA 與VOB 上的電容量。因此，功率級電路113之充放電一共會有四種能量傳輸路徑(1)-(4)，且電感101上的電感電流=(1/L)．ʃV(t)d(t)，其中當第一開關M1與第三開關M3為ON且第二開關M2與第四開關M4為OFF時，則形成能量傳輸路徑(1)；當第二開關 M2與第三開關為ON且第一開關M1與第四開關M4為OFF時，則形成能量傳輸路徑(2)；當第一開關M1與第四開關M4為ON且第二開關M2與第三開關M3為OFF時，則形成能量傳輸路徑(3)；以及當第二開關M2與第四開關M4為ON且第一開關M1與第三開關M3為OFF時，則形成能量傳輸路徑(4)。
假設功率級電路113之輸入電壓為3.3V，輸出電壓分別為1.8V和1.2V，因此，產生的四種能量路徑(1)-(4)可以用圖二A來表示，且相對於上述四種能量路徑(1)-(4)的電感L上的充放電斜率，且上述之充放電斜率係為(輸入電壓-輸出電壓)/L可以用圖二B表示。因此，透過排列上述四種能量路徑，再藉由同一個PWM週期可以同時傳遞能量到兩個不同的輸出端。例如，選用路徑(1)→路徑(3)→路徑(4)→路徑(2)的排列方式，可得到一能量傳遞順序圖，如圖三所示，其中，路徑(1)為輸入端IN→第一開關M1 →電感101→第三開關M3 →輸出端OA；路徑(2)為輸入端IN→第二開關M2 →電感101→第三開關M3 →輸出端OA；路徑(3)為輸入端IN→第一開關M1 →電感101→第四開關M4 →輸出端OB；路徑(4)為輸入端IN→第二開關M2 →電感101→第四開關M4 →輸出端OB。
圖三係顯示根據本發明之一實施例之能量傳遞順序圖。於此實施例，如圖三中之左側圖所示，負載電流量IOA >IOB ，因此，能量EA 的面積會大於EB ，代表VOA 比VOB 在此PWM週期中獲得較多的能量。然而，若於輸出端OA上的負載電流量IOA 保持不變，但增加於輸出端OB上的負載電流量IOB ，使得IOA =IOB ，且由兩個誤差放大器102，103所個別輸出的兩個輸出誤差訊號(VEA 與VEB )將會相加，則此時於電感L上之電感電流會相等於兩個負載端電流的總和(IL,avg =IOA +IOB )。接著，若持續增加負載電流量IOB ，則IOA <IOB ，能量EB 的面積會大於EA ，並且此時於電感L上的電感電流也會增加，藉此滿足兩個輸出的負載需求。藉由此發明就可以動態的根據兩個負載的狀況做平均電感電流的調整，並運用所提出的能量傳遞路徑，在同一個PWM週期中同時供給能量給兩個不同的輸出，以達到單電感雙輸出的電源轉換器功效。
圖四A/B係顯示能量傳遞為路徑(1)→ 路徑(3)→ 路徑(4)→ 路徑(2)之詳細的電流模式變換情形。在PWM週期開始，電感電流的能量會對輸出端OA提供能量VOA (EA )，等到滿足VOA 的能量時(例如，比較到VOA 的誤差訊號VEA 時)，再切換為供VOB (EB )能量給輸出OB。若增加OB端的負載(即IOB 上升)，而於OA端的負載不變(即IOA 保持不變)，則在電感L上的整體電感電流將會增加，而於輸出端OA的責任週期區間將會變小，而於輸出端OB上的責任週期區間將會變大，如圖四B所示。然而，若增加OA端的負載(即IOA 上升)，而於OB端的負載不變(即IOB 保持不變)，則在電感L上的整體電感電流將會增加，而於輸出端OA上的責任週期區間將會變大，而於輸出端OB上的責任週期區間將會變小，如圖四A所示，且此時，能量傳遞模式也會從路徑(1)→ 路徑(3)→ 路徑(4)→ 路徑(2)轉換成路徑(3)→ 路徑(1)→ 路徑(2)→ 路徑(4)。如此一來，本發明所揭示的技術在任何負載情況下，都可以先滿足輕載的輸出，再滿足重載的輸出，例如，於本實施例，IOA 較大，即表示VEA >VEB ，而比較器110a的輸出訊號VCOM 即代表VOA 是重載，VOB 是輕載，因此，應用路徑(3)(1)(4)(2)(需先對VOB 充電)；若IOB 較大，即表示VEB >VEA ，而比較器110a的輸出訊號VCOM 即代表VOB 是重載，VOA 是輕載，因此，應用路徑(1)(3)(4)(2)(需先對VOA 充電)。如此一來，可以降低整個系統的互穩壓(Cross Regulation)的影響。
圖五A/B係顯示能量傳遞順序為路徑(3)→ 路徑(1)→ 路徑(2)→ 路徑(4)之詳細的電流模式變換情形。在增加輸出端OA上的負載量，會維持能量傳遞順序路徑(3)→ 路徑(1)→ 路徑(2)→ 路徑(4)來傳遞電感電流，但電感L上之平均電感電流IL,avg 將會提升以供應兩個輸出的負載狀況，如圖五B所示。但若是增加輸出端OB上的負載量，則除了平均電感電流IL,avg 會提升之外，能量傳遞順序模式將會轉換成路徑(1)→ 路徑(3)→ 路徑(4)→ 路徑(2)，如圖五所示，來達到降低互穩壓(Cross Regulation)的效應。
圖六係顯示根據本發明之一實施例之邏輯電路111，其包括：至少三個D型正反器(D Flip-Flop)601、602、603，用以接收與記錄該第一、第二與第三比較信號VCA ,VCB ,VCAB 、至少二個解碼器604、605，用以接收由該至少三個正反器所輸出的該第一、第二與第三比較信號VCA ,VCB ,VCAB ，並輸出具有4位元的第一組及第二組路徑信號、一多工器606，根據該切換信號VCOM ，選擇該第一組路徑信號及該第二組路徑信號二者其中之一。其中，該第一組路徑信號(例如(1)(3)(4)(2))或該第二組路徑信號(例如(3)(1)(2)(4))包括複數個路徑信號VP1, VP2, VP3, VP4 。另外，此邏輯裝置111，更接收一PWM週期(Vclk)，以重置上述之三個正反器，且在PWM週期中，電感電流可在第一輸出端OA與第二輸出端OB完成充放電過程，亦即完成能量路徑1342或路徑3124的能量傳遞過程。於此實施例，運用三個D型正反器(D Flip-Flop)601、602、603可以同時將圖一中三個比較器107、108、109的輸出VCA 、VCB 與VCAB 作處理。當執行PWM週期時，三個D型正反器會做重設(Reset)的動作，之後會紀錄三個比較器107、108、109的輸出結果並經由解碼器(Decoder)604、605來分別得到四個控制能量路徑的訊號。最後，再經由一個多工器(Multiplexer)606選擇，來得到設定模式的控制能量路徑訊號。也就是路徑(1)→路徑(3)→路徑(4)→路徑(2)或是路徑(3)→路徑(1)→路徑(2)→路徑(4)等互相變換使單電感雙輸出電流轉換器10先滿足輕載的輸出，再滿足重載的輸出並進一步降低轉換器10的互穩壓(Cross Regulation)的影響。
此外，為了要更加提升整體電源轉換電路的效率，因此本發明進一步揭示了遮蔽(Bypass)能量轉換路徑的機制。當VOB 的負載電流IOB 大於VOA 的負載電流IOA 時，此時能量轉換路徑會選擇用路徑(1)→路徑(3)→路徑(4)→路徑(2)的方式來傳遞能量到輸出，如圖七A所示。等兩個負載IOA 和IOB 相距在變大時，這時候系統會自動遮蔽能量路徑(1)，使整體系統只使用路徑(3)→路徑(4)→路徑(2)的路徑把能量傳遞到輸出端。若兩個負載在差距又更大時，此時會只 剩下路徑(3)→路徑(4)的路徑來做把能量傳遞到輸出的動作。
相同地，若VOA 的負載IOA 大於VOB 的負載IOB 時，此時能量轉換路徑會選擇用(3)→路徑(1)→路徑(2)→路徑(4)的方式來傳遞能量到輸出，如圖七B所示。在兩個負載差距越來越大之後，系統的能量傳遞路徑會變成路徑(1)→路徑(2)→路徑(4)或甚至路徑(1)→路徑(2)的路徑來傳遞能量。藉由這個遮蔽能量路徑的機制，可以在VOA 的負載電流IOA 與VOB 的負載電流IOB 相差懸殊時，減少功率級開關的切換次數，如此一來就可以有效的降低導通損(Conduction Loss)和切換損(Switching Loss)，用以提昇整體電源轉換器的轉換效率，以期待可以應用於現今的手持式可攜式電子產品中。
在本發明中，相較於傳統的作法，藉由減少續流階段(Freewheel)來減少功率級開關的使用，來降低功率級元件的導通損(Conduction Loss)和切換損(Switching Loss)。此外，本發明所提出的模式切換方式，更可以顯著的降低互穩壓(Cross Regulation)現象，更可以應用在任何情況的負載模式之下。此外，本發明更實現了遮蔽(Bypass)能量傳遞路徑的機制，使在特定的負載狀況之下，更加降低了功率級元件的導通損(Conduction Loss)和切換損(Switching Loss)，使整體的轉換效率更加的提升。
唯以上所述者，僅為本發明之範例實施態樣爾，當不能以之限定本發明所實施之範圍。即大凡依本發明申請專利範圍所作之均等變化與修飾，皆應仍屬於本發明專利涵蓋之範圍內，謹請　貴審查委員明鑑，並祈惠准，是所至禱。
M1 ~M4 ．．．開關
10．．．單電感雙輸出電源轉換器
101．．．電感
102．．．誤差放大器
103．．．誤差放大器
104‧‧‧加法器
105‧‧‧電流偵測電路
106‧‧‧斜率補償裝置
107~109‧‧‧比較器
110‧‧‧模式切換電路
110a‧‧‧比較器
111‧‧‧邏輯裝置
112‧‧‧驅動器
113‧‧‧功率級電路
114‧‧‧比較單元
115‧‧‧加法器
601~603‧‧‧正反器
604~605‧‧‧解碼器
606‧‧‧多工器
圖一之架構係顯示本發明之單電感雙輸出電源轉換器10之一實施例；
圖二A係顯示根據本發明之一實施例之功率級電路113；
圖二B係顯示本發明圖二A之四種能量輸出路徑的斜率之示意圖；
圖三係顯示根據本發明之一實施例之能量傳遞順序圖；
圖四A/B係顯示能量傳遞為路徑(1)→ 路徑(3)→ 路徑(4)→ 路徑(2)之詳細的電流模式變換情形；
圖五A/B係顯示能量傳遞順序為路徑(3)→ 路徑(1)→ 路徑(2)→ 路徑(4)之詳細的電流模式變換情形；
圖六係顯示根據本發明之一實施例之邏輯裝置111；以及
圖七A/B係為用於說明本發明之遮蔽(Bypass)能量轉換路徑的機制。
M1 ~M4 ‧‧‧開關
10‧‧‧單電感雙輸出電源轉換器
101‧‧‧電感
102‧‧‧誤差放大器
103‧‧‧誤差放大器
104‧‧‧加法器
105‧‧‧電流偵測電路
106‧‧‧斜率補償裝置
107~109‧‧‧比較器
110‧‧‧模式切換電路
110a‧‧‧比較器
111‧‧‧邏輯裝置
112‧‧‧驅動器
113‧‧‧功率級電路
114‧‧‧比較單元

Claims (11)

  1. 一種單電感雙輸出電源轉換器，包括：一功率級電路，包括一電感、一第一輸出端及一第二輸出端；一第一誤差放大器，耦接該第一輸出端，用以輸出一第一誤差訊號；一第二誤差放大器，耦接該第二輸出端，用以輸出一第二誤差訊號；一電流偵測電路，用以偵測該電感上之一端之電流並輸出一第一信號；一比較單元，耦接該功率級電路及該電流偵測電路，以接收該第一誤差訊號、該第二誤差信號與該第一信號，且將該第一誤差訊號與該第二誤差信號相加，以產生一第三誤差信號，進而將該第一信號個別比較該第一誤差訊號、該第二誤差信號與該第三誤差信號，以分別產生一第一比較信號、一第二比較信號與一第三比較信號；以及一模式切換電路，用以接收與比較該第一誤差信號與該第二誤差信號，以產生一切換信號；其中，該功率級電路依據該第一、第二及第三比較信號決定其能量傳遞路徑。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之單電感雙輸出電源轉換器，更包括一邏輯裝置，用以接收該第一、第二與第三比較信號以產生一第一組路徑信號及一第二組路徑信 號。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之單電感雙輸出電源轉換器，其中該邏輯裝置依據該切換信號選擇該第一組路徑信號及該第二組路徑信號二者其中之一。
  4. 如申請專利第範圍第2項所述之單電感雙輸出電源轉換器，該邏輯裝置更包括：至少三個正反器，用以接收與記錄該第一、第二與第三比較信號；至少二個解碼器，用以接收由該至少三個正反器所輸出的該第一、第二與第三比較信號，並輸出該第一組及第二組路徑信號；以及一多工器，根據該切換信號，選擇該第一組路徑信號及該第二組路徑信號二者其中之一。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之單電感雙輸出電源轉換器，其中該正反器係為D型正反器。
  6. 如申請專利範圍第4項所述之單電感雙輸出電源轉換器，更包括一驅動器，耦接該邏輯裝置，該驅動器接收該該第一組路徑信號及該第二組路徑信號二者其中之一，以驅動該功率級電路。
  7. 如申請專利範圍第1項所述之單電感雙輸出電源轉換器，其中該比較單元更包括：一加法器，用於接收該第一誤差訊號與該第二誤差信號，且將該第一誤差訊號與該第二誤差信號相加，以產生一第三誤差信號；一第一比較器，用於接收該第一信號與該第 一誤差訊號，並將該第一信號比較該第一誤差訊號，以分別產生該第一比較信號；一第二比較器，用於接收該第一信號與該第二誤差訊號，並將該第一信號比較該第二誤差訊號，以分別產生該第二比較信號；以及一第三比較器，用於接收該第一信號與該第三誤差訊號，並將該第一信號比較該第三誤差訊號，以分別產生該第三比較信號。
  8. 如申請專利範圍第1項所述之單電感雙輸出電源轉換器，其中該功率級電路係包括：一第一開關，耦接於該電感之一端與一輸入端之間；一第二開關，耦接於該電感之一端與一接地端之間；一第三開關，耦接於該電感之另一端與該第一輸出端之間；以及一第四開關，耦接於該電感之另一端與該第二輸出端之間。
  9. 一種用於單電感雙輸出電源轉換器之驅動方法，包括：產生一第一誤差信號、一第二誤差信號與一第一信號；將該第一誤差信號與該第二誤差信號相加，以產生一第三誤差信號；將該第一信號分別與該第一誤差信號、該第二誤差信號與該第三誤差信號相比較，以分別產生 一第一比較信號、一第二比較信號與一第三比較信號；以及比較該第一誤差信號與該第二誤差信號，以產生一切換信號。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之驅動方法，更包括：接收該第一、第二與第三比較信號，以產生一第一組路徑信號及一第二組路徑信號，並根據該切換信號，選擇輸出該第一組路徑信號或該第二組路徑信號。
  11. 如申請專利範圍第10項所述之驅動方法，更包括：接收該第一組路徑信號或該第二組路徑信號，以驅動一功率級電路。
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