JP2010283616A - 照明光通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】照明光を用いた可視光通信において、通信用のキャリア信号を授受しない非通信時と、キャリア信号を授受する通信時との何れにおいても照明の明るさを一定にするとともに、低コストで、光源の利用効率および電力効率の高い照明光通信用電源を提供する。
【解決手段】照明光通信装置は、直流定電圧源１０と、直流定電圧源１０に直列接続された定電流回路３０及び電流駆動型の半導体発光素子であるＬＥＤ１と、２値を示すキャリア信号のそれぞれの値に対応して、ＬＥＤ１に電流を流す期間と流さない期間との比率が等しく、周波数の異なる２つの変調信号を生成する信号変換回路２０と、変調信号に応じてＬＥＤ１の電流を断続するスイッチング素子Ｑ１とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＬＥＤ（発光ダイオード）などの電流駆動型の半導体発光素子を照明用の光源とし、半導体発光素子を変調制御して通信を行う照明光通信装置に関するものである。

照明光を用いて通信を行う照明光通信装置においては、照明光の強度をデジタル信号で変調することで、信号を送信する方式が一般的に用いられている。この種の照明光通信装置では、信号の送信による光強度の変調が人の目に明るさの変化として感じられないことが求められており、通信時と非通信時とで半導体発光素子に流れる電流の平均値を等しくして、人の目に明るさの変化を感じさせない照明光通信装置が考えられている（例えば、特許文献１、２）。

図１４は、特許文献１の照明装置を示す概略回路図である。この照明装置は、出力電圧が可変の直流電圧源５０と、照明用の半導体発光素子からなるＬＥＤ１と、ＦＥＴからなり、ＬＥＤ１の点灯用電流に変調を加えるためのスイッチング素子Ｑ１と、ＬＥＤ１の平均電流を検出する平均電流検出部５１とを備えている。平均電流検出部５１は、スイッチング素子Ｑ１と直列に接続された低抵抗ｒと、低抵抗ｒの両端電圧の平均値に比例した電圧を出力する積分回路５２と、積分回路５２からの出力を増幅させて直流電圧源５０に出力する増幅器５３とを備える。ここで、信号の送信を行うため、スイッチング素子Ｑ１がＬＥＤ１を変調させると、変調させない非通信時に比べてＬＥＤ１からの平均光量は減少するが、平均電流検出部５１がＬＥＤ１に流れる平均電流を検知し、平均電流値が非通信時における平均電流値と等しくなるように電圧源５０の出力電圧を制御する。これにより、ＬＥＤ１を変調駆動しない非通信時と、変調駆動する通信時の何れにおいても、人の目に明るさの変化を感じさせないようにすることができる。

また図１５（ａ）は、特許文献２のＬＥＤ変調駆動回路を示す概略回路図であり、図１５（ｂ）は図１５（ａ）のＡ点及びＢ点における出力電圧を示すグラフである。このＬＥＤ変調駆動回路は、照明光の強度を変調するＡＳＫ変調回路６０と、光源となるＬＥＤ１を駆動させるＬＥＤ駆動回路６２と、ＡＳＫ変調回路６０及びＬＥＤ駆動回路６２の間に接続されたＬＣ共振回路６１とを備える。ここで、ＬＣ共振回路６１の出力をＬＥＤ駆動回路６２に対して容量結合形式で加えると、Ｂ点の電圧波形はＲｂで決定される基準電圧を中心に振動するような波形となるので（図１５（ｂ）を参照）、非通信時と通信時におけるＬＥＤ１を流れる平均的な電流値が一致する。これにより、非通信時と通信時の何れにおいても、人の目に明るさの変化を感じさせないようにすることができる。

図１６は、ＬＥＤなどの半導体素子を光源とする照明装置の従来例を示し、定電流電源によって回路損失が小さな照明装置の従来例を示すブロック図である。光源となるＬＥＤ１と、スイッチング素子Ｑ３１を備えたＤＣ−ＤＣコンバータ３２と、ＤＣ−ＤＣコンバータ３２からの出力を整流・平滑させるダイオードＤ３１及び平滑コンデンサＣ３１と、ＬＥＤ１を流れる電流を検出する電流検出抵抗ｒ及びエラーアンプＩＣ３１と、ＤＣ−ＤＣコンバータ３２の出力を制御する出力制御部３１とを備える。電流検出抵抗ｒによる電圧降下は、エラーアンプＩＣ３１の−端子側に入力され、エラーアンプＩＣ３１の＋端子側に接続された基準電源Ｖｒとの電位差に基づくエラーアンプＩＣ３１からの出力に応じて、出力制御部３１がＤＣ−ＤＣコンバータ３２の出力の出力を制御させている。これにより、ＬＥＤ１に流れる電流値を一定にするとともに、回路損失の小さな照明装置を提供することができる。

特開２００６−１２０９１０号公報 特開２００８−３１２０８１号公報

ところで、上述のような、通信時には半導体発光素子の変調制御を行うとともに、非通信時と通信時における半導体発光素子を流れる電流値の平均を等しくした照明光通信装置では、通信時は非通信時に比べて電流値が減少するので、この減少を補うために半導体発光素子を流れる電流の波高値が高くなる。例えば、通信時における変調制御の周期に対するオン区間の比率（オンデューティ）が５０％の場合には、通信時の波高値は非通信時の２倍程度になることが予想される。ここで照明用のＬＥＤなどの半導体発光素子では、電極部の構造が発光効率に大きく影響するので、尖頭電流を定格電流に対して余裕のある値に設定することが困難である。このため、通信時の波高値に応じて、定格電流の大きな半導体発光素子を使用する必要があり、コストが高くなるといった問題が考えられる。

また、ＬＥＤのような電流駆動型の半導体素子を用いる場合には、上述の図１６に示した従来例のような定電流制御によって、回路損失を小さくし、半導体素子の利用効率を高めるが、フィードバック制御を安定化するためにはゲイン及び位相補償が重要な要素となる。ここで、特許文献１の照明装置においては、位相補償の最適化が困難であり、点灯効率の低下が考えられる。

また、特許文献１の照明装置においては、スイッチング素子Ｑ１がオフとなる間は無負荷となるため、電圧源５０の出力電圧が過渡的に上昇し、スイッチング素子Ｑ１がオンとなる際にＬＥＤ１にラッシュ電流が生じる可能性があり、ＬＥＤ１を流れる平均的な電流値を一定にすることは難しく、変調時と非通信時において明るさに変化が生じる可能性がある。

また、特許文献２のＬＥＤ変調駆動回路においては、常時増幅領域で動作させるＦＥＴのゲート信号に共振回路による振動を与えるものであり、何らかの要因によって増幅度が変動するとＬＥＤを流れる電流の振動度合いが変化して波高値が大きく変動すると考えられる。このため、ＬＥＤ電流に変調を加えるＦＥＴでの損失が大きくなり、ＬＥＤ変調駆動回路全体での効率が低下することが考えられる。

本発明は、上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的とするところは、照明光を用いた可視光通信において、通信用のキャリア信号を授受しない非通信時と、キャリア信号を授受する通信時との何れにおいても照明の明るさを一定にするとともに、低コストで、光源の利用効率および電力効率の高い照明光通信用電源を提供することにある。

上記目的を達成するために、請求項１の発明では、直流定電圧源と、前記直流定電圧源に直列接続された電流駆動型の半導体発光素子及び定電流回路と、２値を示すキャリア信号のそれぞれの値に対応して、半導体発光素子に電流を流す期間と流さない期間との比率が等しく、周波数の異なる２つの変調信号を生成する信号変換手段と、前記変調信号に応じて前記半導体発光素子の電流を断続する手段とを備えることを特徴とする。

請求項２の発明では、直流定電流電源と、前記直流定電圧源に接続された電流駆動型の半導体発光素子と、前記半導体発光素子に並列接続されたスイッチング素子と、２値を示すキャリア信号のそれぞれの値に対応して、半導体発光素子に電流を流す期間と流さない期間との比率が等しく、周波数の異なる２つの変調信号を生成する信号変換手段と、前記変調信号を反転させて得た信号に応じて前記スイッチング素子をオン／オフさせる手段とを備えることを特徴とする。

請求項３の発明では、直流定電流電源と、前記直流定電圧源に接続された電流駆動型の半導体発光素子と、２値を示すキャリア信号のそれぞれの値に対応して、半導体発光素子に電流を流す期間と流さない期間との比率が等しく、周波数の異なる２つの変調信号を生成する信号変換手段と、前記変調信号に応じて前記直流定電流電源の出力をオン／オフ制御する手段とを備えることを特徴とする。

請求項４の発明では、請求項３記載の発明において、前記半導体発光素子と直列に接続されたスイッチング素子を備え、変調制御手段は、前記変調信号に応じて前記直流定電流電源のオン・オフに同期して、前記スイッチング素子をオン／オフさせることを特徴とする。

請求項５の発明では、請求項２〜４の何れか一項に記載の発明において、前記直流定電流電源は、前記半導体発光素子に流れる電流をフィードバックして定電流制御されるスイッチング電源であることを特徴とする。

請求項６の発明では、請求項２〜４の何れか一項に記載の発明において、前記直流定電流電源は、内部のスイッチング電流の電流波高値が一定に制御される、電流モードのスイッチング電源であることを特徴とする。

請求項７の発明では、請求項５記載の発明において、前記直流定電流電源は、出力部に平滑コンデンサを備えることを特徴とする。

請求項１及び２の発明によれば、半導体発光素子を変調制御するための周波数が異なる２つの変調信号は、変調信号の周期に対するオフ期間の比率（オフデューティ）を等しく設定することで、キャリア信号を送信するために変調制御を行う通信時と、変調制御を行わない非通信時のいずれにおいても、半導体発光素子を流れる電流値をほぼ同じにすることができ、照明の明るさを一定に保つことができる。また、キャリア信号の２値に応じて周波数が異なる２つの変調信号を生成し、半導体発光素子を変調制御することで照明の明るさを一定にしたままの状態で、キャリア信号を送信することができる。

請求項３の発明によれば、請求項１及び２記載の発明における効果に加え、半導体発光素子に電流を流さない期間では、直流定電流電源の動作をオフさせることで、回路損失を低減することができ、利用効率の高い照明光通信装置を提供することができる。

請求項４の発明によれば、半導体発光素子に電流を流さない期間では、直流定電流電源の動作をオフさせるとともに、スイッチング素子をオフすることで、半導体発光素子に電流が確実に流れなくなり、通信の品質が向上し、また、回路損失を低減して利用効率の高い照明光通信装置を提供することができる。

請求項５の発明によれば、半導体発光素子を流れる電流値に基づいて定電流制御されることで、回路損失を小さくすることができ、利用効率の高い照明光通信装置を提供することができる。

請求項６及び７の発明によれば、電流の波高値が一定となるよう制御されることで、定格電流が小さな半導体発光素子を光源として利用することができ、コストを抑えた照明光通信装置を提供することができる。

（ａ）実施の形態１にかかる照明光通信装置を示す概略回路図であり、（ｂ）は同照明光通信装置の細部を示す回路図である。 同照明光通信装置にキャリア信号を入力した際の回路特性を示すグラフであり、（ａ）はキャリア信号がＨレベル時、（ｂ）はキャリア信号がＬレベル時のグラフである。 同照明光通信装置にキャリア信号を入力した際の、光源を流れる電流値を示すグラフである。 （ａ）（ｂ）はそれぞれ同実施の形態にかかる照明光通信装置の他例を示す概略回路図である。 実施の形態２にかかる照明光通信装置を示す概略回路図である。 同照明光通信装置にキャリア信号を入力した際の回路特性を示すグラフである。 実施の形態３にかかる照明光通信装置を示す概略回路図である。 同照明光通信装置にキャリア信号を入力した際の回路特性を示すグラフである。 同実施の形態にかかる照明光通信装置の他例を示す概略回路図である。 （ａ）〜（ｄ）はそれぞれ同照明光通信装置の具体例を示す概略回路図である。 （ａ）は実施の形態４にかかる照明光通信装置を示す概略回路図であり、（ｂ）は同照明光通信装置の他例を示す概略回路図である。 （ａ）（ｂ）はそれぞれ同照明光通信装置の具体例を示す概略回路図である。 同照明光通信装置の他の具体例を示す概略回路図である。 従来の明光通信装置を示す概略回路図である。 従来の他の明光通信装置を示す概略回路図である。 従来の定電流電源を示す概略回路図である。

以下に本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。

（実施の形態１）
本実施の形態を図１及び図２を用いて説明する。本実施の形態にかかる照明光通信装置は、照明光を用いて外部から入力される２値を示すキャリア信号を送信するための照明光通信を行うための装置である。この照明光通信装置は、図１（ａ）に示すように、直流定電圧源１０の出力端子間に、電流駆動型の半導体発光素子であるＬＥＤ１と、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）からなるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２と、電流検出抵抗ｒとが直列に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子にはドライバＩＣ１の出力端子が接続され、ドライバＩＣ１の入力端子には、信号変換回路２０の出力端子Ｐｂが接続されている。また、スイッチング素子Ｑ２のゲート端子には、コンパレータＩＣ２の出力端子が接続されている。

ここで、コンパレータＩＣ２の−端子側には電流検出抵抗ｒによる電圧降下が入力され、また、＋端子側には基準電源Ｖｒが接続されており、電流検出抵抗ｒによる電圧降下が基準電源Ｖｒの電圧と一致するようにコンパレータＩＣ２がスイッチング素子Ｑ２をスイッチングさせることで、スイッチング素子Ｑ２には定電流が流れる。すなわち、コンパレータＩＣ２、コンパレータＩＣ２の＋端子側に接続された基準電源Ｖｒ、スイッチング素子Ｑ２、及び、電流検出抵抗ｒによって定電流回路が構成されている。

信号変換回路２０は、例えば図１（ｂ）に示すような電気回路であり、直流電源と各回路部品（ＩＣ２１〜２７、Ｃ２１、Ｑ２１〜Ｑ２５、Ｒ２１〜Ｒ３８）で構成され、入力端子Ｐａに入力されたキャリア信号Ｓ１に基づいて、出力端子Ｐｂから変調信号Ｓ２をドライバＩＣ１に出力する。

信号変換回路２０を構成するＩＣ２１は、論理反転用のＩＣであり、入力端子Ｐａから入力されたキャリア信号Ｓ１のＬ／Ｈを反転してスイッチング素子Ｑ２４のゲート端子に出力し、キャリア信号Ｓ１がＨの場合にはスイッチング素子Ｑ２４をオフし、Ｌの場合にはスイッチング素子Ｑ２３をオンさせる。

バイポーラトランジスタからなるトランジスタＱ２１、Ｑ２２は、それぞれのエミッタ端子、及び、ベース端子が互いに接続されて、カレントミラー回路を形成している。また、トランジスタＱ２１のコレクタ端子には抵抗Ｒ２４及び抵抗Ｒ２３とスイッチング素子Ｑ２４が接続され、トランジスタＱ２２のコレクタ端子にはコンデンサＣ２１を含む回路が接続されている。

これにより、トランジスタＱ２１を流れる電流は、スイッチング素子Ｑ２４がオンの場合には、抵抗Ｒ２３及び抵抗Ｒ２４の合成抵抗値によって決まり、スイッチング素子Ｑ２４がオフの場合には抵抗Ｒ２３の抵抗値によって決まる。また、トランジスタＱ２１、Ｑ２２が形成するカレントミラーによって、トランジスタＱ２２のコレクタ側を流れる電流は、トランジスタＱ２１のコレクタ側を流れる電流と等しくなる。すなわち、コンデンサＣ２１を充電する充電電流は、スイッチング素子Ｑ２４のオン・オフによって定まり、コンデンサＣ２１はこの充電電流によって直線的に電位が上昇する。

コンパレータＩＣ２６は、コンデンサＣ２１の電位を入力として動作し、抵抗Ｒ３５〜Ｒ３８の値に基づいて、コンデンサＣ２１の電位が第１の基準値Ｖｒ１以上の場合にはＨレベル、第１の基準値Ｖｒ１未満の場合にはＬレベルの電位を出力するように設定されている。コンパレータＩＣ２６の出力は論理反転用ＩＣ２７によって反転され、出力端子Ｐｂに出力される。これにより、信号変換回路２０の出力は、コンデンサＣ２１の電位が第１の基準値Ｖｒ１以上の場合にはＬレベル、第１の基準値Ｖｒ１未満の場合にはＨレベルとなる。

また、コンパレータＩＣ２３は、抵抗Ｒ２７〜Ｒ３０の値に基づいて、コンデンサＣ２１の電位が第１の基準値Ｖｒ１よりも高い値に設定された第２の基準値Ｖｒ２以上の場合にはＨレベル、第２の基準値Ｖｒ２未満の場合にはＬレベルの電位を出力するように設定されている。ここで、コンパレータＩＣ２３の出力は、スイッチング素子Ｑ２３及びスイッチング素子Ｑ２５のゲート端子に出力端子が接続されたＲＳフリップフロップ回路ＩＣ２５のセット端子に接続されており、コンパレータＩＣ２３の出力がＨレベルになると、フリップフロップ回路ＩＣ２５の出力もＨレベルとなり、スイッチング素子Ｑ２３、Ｑ２５がオン状態となる。これにより、バッファＩＣ２２の出力がＬレベルになると同時にスイッチング素子Ｑ２５による放電経路が形成されるので、コンデンサＣ２１の電荷が急速に放電され、コンデンサＣ２１の電位が第１の基準値Ｖｒ１未満となり、信号変換回路２０の出力はＨレベルとなる。

また、コンパレータＩＣ２４は、抵抗Ｒ３１〜Ｒ３４の値に基づいて、コンデンサＣ２１の電位が、第１の基準値Ｖｒ１よりも十分低い値に設定された第３の基準値Ｖｒ３以上の場合にはＬレベル、第３の基準値Ｖｒ３未満の場合にはＨレベルの電位を出力するように設定されている。コンパレータＩＣ２４の出力は、フリップフロップ回路ＩＣ２５のリセット端子に接続されており、コンデンサＣ２１の電位が第３の基準値Ｖｒ３未満になると、フリップフロップ回路ＩＣ２５の出力がＬレベルになるので、スイッチング素子Ｑ２３、Ｑ２５がオフ状態となる。これにより、バッファＩＣ２２の出力がＨレベルになり、コンデンサＣ２１はミラー電流によって充電される。

ここで、図２（ａ）は、キャリア信号Ｓ１がＨレベル時の信号変換回路２０からの出力信号を示すグラフである。信号変換回路２０にＨレベルのキャリア信号Ｓ１が入力されると（時間ｔ０）、スイッチング素子Ｑ２４はオフ状態となり、コンデンサＣ２１の電位が第１の基準値Ｖｒ１未満ではスイッチング素子Ｑ２３、Ｑ２５がオフ状態であるので、抵抗Ｒ２４の値に基づいた充電電流がコンデンサＣ２１に流れ、コンデンサＣ２１の電位が直線的に上昇を始める。このとき、コンパレータＩＣ２６はＬレベルであるので、出力端子Ｐｂには、Ｈレベルの変調信号Ｓ２が出力される。

次に、コンデンサＣ２１の電位がＶｒ１を超えると（時間ｔ１）、コンパレータＩＣ２６はＨレベルを出力するので、出力端子Ｐｂには、Ｌレベルの変調信号Ｓ２が出力される。その後、コンデンサＣ２１の電位がＶｒ２になると、コンパレータＩＣ２３がＨレベルを出力し、フリップフロップ回路ＩＣ２５の出力がＨレベルとなり、スイッチング素子Ｑ２３、Ｑ２５がオン状態となるので、コンデンサＣ２１は放電される。これにより、コンデンサＣ２１の電位は急速に低下し、コンデンサＣ２１の電位がＶｒ３未満になると（時間ｔ２）、フリップフロップ回路ＩＣ２５の出力がＬレベルになり、スイッチング素子Ｑ２３がオフ状態となって、コンデンサＣ２１には再び充電電流が流れるとともに、出力端子Ｐｂには、Ｈレベルの変調信号Ｓ２が出力される。このサイクルを繰り返し行うことで、キャリア信号Ｓ１がＨレベルであることを示す変調信号Ｓ２が出力される。

また、キャリア信号Ｓ１がＬレベル時の場合には、Ｈレベル時における動作と同じ動作によって、変調信号Ｓ２が端子Ｐｂに出力されるが、スイッチング素子Ｑ２４がオン状態となるので、コンデンサＣ２１の充電電流は抵抗Ｒ２３、Ｒ２４の合成抵抗により決定され、Ｈレベル時における充電電流よりも大きな電流が流れて、充放電の周期が短くなる（図２（ｂ）を参照）。ここで、コンデンサＣ２１の電位は、直線的に上昇するので、変調信号Ｓ２におけるＨレベル、Ｌレベルの期間を含む周期Ｔ１（時間ｔ０〜ｔ２）、Ｔ２（時間ｔ０’〜ｔ２’）に対し、変調信号Ｓ２がＬレベルを示す微小期間ΔＴ１（時間ｔ１〜ｔ２）、Δｔ２（時間ｔ１’〜ｔ２’）の比率は一致している。

この信号変換回路２０からの変調信号Ｓ２に応じて、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフが切替えられるので、ＬＥＤ１に流れるＬＥＤ電流Ｉ１は、変調信号Ｓ２のＨレベル／Ｌレベルに対応してオン・オフされる。例えば、図３に示すようなキャリア信号Ｓ１が信号変換回路２０に入力されると、上述したようにキャリア信号Ｓ１のＨレベルの区間では周期Ｔ１の変調信号Ｓ２が出力され（図３では３周期）、キャリア信号Ｓ１がＬレベルの区間では周期Ｔ２の変調信号Ｓ２が出力される（図３では３周期）。これによりＬＥＤ１を流れる電流は、電流を流さない期間をΔＴ１及びΔＴ２、周期がＴ１及びＴ２としたＬＥＤ電流Ｉ１が供給される。

このようにして、キャリア信号Ｓ１のＬ／Ｈに関わらず、半導体発光素子であるＬＥＤ１に電流を流す期間と流さない期間との比率、すなわち、ΔＴ１／Ｔ１とΔＴ２／Ｔ２が等しくなる。これにより、キャリア信号Ｓ１の有無によって２つの周波数を切替えるＦＳＫ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調信号Ｓ２でＬＥＤ１を変調駆動させた場合に、ＬＥＤ１を流れる平均電流が等しくなり、キャリア信号によらず光量を一定にした照明光通信装置を提供することができる。

また、ＬＥＤ１の点灯電流を断続させた変調を行うことで、点灯電流値の増幅領域を用いて変調した場合に比べて変調の不安定さを回避することが出来るとともに、波高値の変動が抑制されるので、定格電流の小さなＬＥＤを用いることができ、製造コストを低くすることができ、利用効率の高い照明光通信装置を提供することができる。

なお、本実施の形態においては、スイッチング素子Ｑ１を用いてＬＥＤ１への供給電力を断続させているが、図４（ａ）に示すように、定電流回路を構成するスイッチング素子Ｑ２と共用してもよい。この場合には、信号変換回路２０から入力される変調信号Ｓ２を抵抗Ｒ１、Ｒ２によって分圧してコンパレータＩＣ２の＋端子に入力させることで、変調信号Ｓ２に基づいてＬＥＤ１を変調制御することができる。これにより、ドライバＩＣ１及びスイッチング素子Ｑ１を無くすことができ、製造コストを低減させることができる。

また、図４（ｂ）に示すように、バイポーラトランジスタＱ３、及び、バイアス抵抗Ｒ３、Ｒ４を用いて、電流検出抵抗ｒとともに定電流回路を構成するようにしてもよい。これにより、ＬＥＤ１を点灯させるための主回路側のスイッチング素子を一つにすることができる。

（実施の形態２）
本実施の形態を、図５及び図６を用いて説明する。本実施の形態にかかる照明光通信装置は、図５に示すように、直流定電流電源３０と、直流定電流電源３０の出力端子間に接続された電流駆動型の半導体発光素子であるＬＥＤ１と、ＬＥＤ１に並列に接続されたＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子に接続された論理反転ＩＣ３を介して、スイッチング素子Ｑ１に変調信号Ｓ２を出力する信号変換回路２０とを備える。なお、実施の形態１と共通する構成要素については、同一の符号を付してその説明は省略する。

直流定電流電源３０は、スイッチング素子Ｑ３１を含むＤＣ−ＤＣコンバータ３２と、整流用のダイオードＤ３１と、ＬＥＤ１に直列接続された電流検出抵抗ｒと、基準電源Ｖｒが接続されたエラーアンプＩＣ３１とを備える。また、エラーアンプＩＣ３１によって計測された、電流検出抵抗ｒにおける電圧降下に基づいて、ＬＥＤ１を流れるＬＥＤ電流Ｉ１の電流値が所定の閾値を超えたことを検知するとスイッチング素子Ｑ３１をオフさせ、別途設定されたオフ時間の経過後に再びスイッチング素子Ｑ３１をオンさせる出力制御部３１を備える。出力制御部３１が、オン・オフ制御を繰り返すことによって、ＬＥＤ電流Ｉ１を一定に保つ直流定電流電源として動作する。なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ３２などの詳細な説明については、機知の技術であるので説明を省略する。

ここで、信号変換回路２０から出力された変調信号Ｓ２は、論理反転ＩＣ３によって反転されてスイッチング素子Ｑ１のゲート端子に印加される。これにより、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフは、周期Ｔ１、Ｔ２に対するオン期間ΔＴ１、ΔＴ２の比率（オンデューティ）が等しくなるように制御されることとなる。スイッチング素子Ｑ１がオン状態の場合には、ＬＥＤ１には電流が流れず、また、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態の間はＬＥＤ電流Ｉ１が流れるため、キャリア信号Ｓ１のＬ／Ｈに関わらず、半導体発光素子であるＬＥＤ１に電流を流す期間と流さない期間との比率、すなわち、ΔＴ１／Ｔ１とΔＴ２／Ｔ２が等しくなり、光量を一定にした照明光通信装置を提供することができる。

（実施の形態３）
本実施の形態を、図７及び図８を用いて説明する。本実施の形態にかかる照明光通信装置は、図７に示すように、直流定電流電源３０’と、直流定電流電源３０’の出力端子間に接続された電流駆動型の半導体発光素子であるＬＥＤ１と、キャリア信号Ｓ１に基づいて変調信号Ｓ２を出力する信号変換回路２０を備える。直流定電流電源３０’は信号変換回路２０からの変調信号Ｓ２に基づいて、直流定電流電源３０’の出力電力をオン・オフ制御している。この点を除いては、実施の形態２と同様であるので共通する構成要素には同一の符号を付してその説明は省略する。

上述のように、信号変換回路２０からの出力は、キャリア信号Ｓ１のオン・オフに対応して、電流を流す期間と流さない期間との比率が等しく、周波数の異なる２つの変調信号Ｓ２を出力する（図８を参照）。入力された変調信号Ｓ２がＨレベルの場合には、直流定電流電源３０’の出力はオン状態となり、変調信号Ｓ２がＬレベルの場合には直流定電流電源３０’の出力はオフ状態となる。これにより、ＬＥＤ電流Ｉ１は、変調信号Ｓ２がＨレベル時にはオン、変調信号Ｓ２がＬレベル時にはオフとなるので、キャリア信号Ｓ１によらず、半導体発光素子であるＬＥＤ１に電流を流す期間と流さない期間との比率、すなわち、ΔＴ１／Ｔ１とΔＴ２／Ｔ２が等しくなり、光量を一定にした照明光通信装置を提供することができる。

なお、図９に示すように、論理反転ＩＣ３を介して信号変換回路２０からの変調信号Ｓ２がゲート端子に入力されるスイッチング素子Ｑ１をＬＥＤ１と並列に接続するようにしても良い。なお本実施例は、実施の形態２における図５に示した照明光通信装置と同様であるので、共通する構成要素には同一の符号を付してその説明は省略する。ここで、基準電源Ｖｒ、エラーアンプＩＣ３１、出力制御部３１は、電流検出抵抗ｒによる電圧降下によって示されるＬＥＤ１を流れる電流値が、別途設定された閾値に達する毎にスイッチング素子３１をオフさせる定電流フィードバック系を構成している。また、信号変換回路２０からの変調信号Ｓ２は、入力値に応じてスイッチング素子Ｑ３１のスイッチング動作を断続する、出力制御部３１のＥＡ（ＥＮＡＢＬＥ）端子に入力される。このようにすることで、変調信号Ｓ２に応じてＬＥＤ１への供給電力がスイッチング素子Ｑ１によってオン・オフされるとともに、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフ切替と直流定電流電源３０’からの出力電力が同期するので、ＬＥＤ１の供給電力のオン・オフがより確実に行われる。

また、図１０（ａ）（ｂ）は、それぞれ上述したＤＣ−ＤＣコンバータ３２の具体例を示している。図１０（ａ）に示すＤＣ−ＤＣコンバータ３２を用いた照明光通信装置では、チョークコイルＬ３１、スイッチング素子Ｑ３１、ダイオードＤ３１を用いて降圧チョッパ回路を構成している。また、エラーアンプＩＣ３１からの出力をフィードバック入力させるＦＢ端子と、信号変換回路２０からの変調信号Ｓ２が入力されるＥＡ（ＥＮＡＢＬＥ）端子とを有し、各端子への入力に基づいてスイッチング素子Ｑ３１をオン・オフ制御する制御部ＩＣ部３４を備える。制御部ＩＣ３４は、信号変換回路２０からの変調信号Ｓ２及び、ＦＢ端子へのフィードバック入力に応じて、スイッチング素子Ｑ３１をオン・オフ制御し、ＬＥＤ１に定電流を流している。

図１０（ｂ）に示すＤＣ−ＤＣコンバータ３２を用いた照明光通信装置では、降圧チョッパ回路の変形回路を用いており、信号変換回路２０からの変調信号Ｓ２及び、ＦＢ端子へのフィードバック入力に応じて、スイッチング素子Ｑ３１がオン・オフ制御され、ＬＥＤ１に定電流を流している。

（実施の形態４）
本実施の形態を、図１１を用いて説明する。本実施の形態にかかる照明光通信装置は、図１１（ａ）に示すように、直流定電流電源３０’とＬＥＤ１に直列に接続され、ゲート端子にドライバＩＣ３を介して信号変換回路２０からの変調信号Ｓ２が入力されるスイッチング素子Ｑ１を備えている。この点を除いては、図９に示した実施の形態３と同様であるので共通する構成要素については、同一の符号を付してその説明は省略する。

上述のように、信号変換回路２０からの出力は、キャリア信号Ｓ１のオン・オフに対応して、電流を流す期間と流さない期間との比率が等しく、周波数の異なる２つの変調信号Ｓ２を出力する（図８を参照）。変調信号Ｓ２に応じて、スイッチング素子Ｑ１がオン・オフされるとともに、直流定電流電源３０’の出力電力がオン・オフされる。これによりＬＥＤ電流Ｉ１は、変調信号Ｓ２がＨレベル時にはオン、変調信号Ｓ２がＬレベル時にはオフとなるので、キャリア信号Ｓ１によらず、半導体発光素子であるＬＥＤ１に電流を流す期間と流さない期間との比率、すなわち、ΔＴ１／Ｔ１とΔＴ２／Ｔ２が等しくなり、光量を一定にするとともに、回路損失が低減されて高効率な照明光通信装置を提供することができる。

なお、本実施の形態において、図１１（ｂ）に示すように、直流定電流電源３０’が有するＤＣ−ＤＣコンバータ３２の出力に平滑コンデンサＣ３１を接続してもよい。ここで、直流定電流電源３０’の出力は平滑コンデンサＣ３１によって平滑化され、より直流化された電流がＬＥＤ１に供給されているが、スイッチング素子Ｑ１を設けない場合には、変調信号Ｓ２に応じてＤＣ−ＤＣコンバータ３２の出力を停止させても、平滑コンデンサＣ３１の電位がＬＥＤ１のオン電圧以下になるまで平滑コンデンサＣ３１が放電されるため、ＬＥＤ電流Ｉ１の変調が困難になる。本回路では、スイッチング素子Ｑ１を設け、変調信号２に応じてスイッチング素子Ｑ１がオン・オフされ、ＬＥＤ電流Ｉ１を変調制御してキャリア信号Ｓ１の送信を確実に行うことができる。

また、図１２（ａ）（ｂ）、図１３は、それぞれ上述した定電流電源３０’の具体例を示している。図１２（ａ）に示す定電流電源３０’を用いた照明光通信装置では、チョークコイルＬ３１、スイッチング素子Ｑ３１、ダイオードＤ３１を用いて昇圧チョッパ回路を構成し、その出力側に平滑コンデンサＣ３１を設けている。また、エラーアンプＩＣ３１からの出力をフィードバック入力させるＦＢ端子と、信号変換回路２０からの変調信号Ｓ２が入力されるＥＡ（ＥＮＡＢＬＥ）端子とを有し、各端子への入力に基づいてスイッチング素子Ｑ３１をオン・オフ制御する制御部ＩＣ３２を備える。制御部ＩＣ３２は、信号変換回路２０からの変調信号Ｓ２がＨレベルであれば、フィードバック入力に応じてスイッチング素子Ｑ３１をオン・オフ制御してＬＥＤ１への出力電流を定電流とし、また、変調信号Ｓ２がＬレベルであればスイッチング素子Ｑ１をオフしてＬＥＤ電流Ｉ１を遮断するとともに、スイッチング素子Ｑ３１をオフして昇圧動作を停止し、無負荷による平滑コンデンサＣ３１の異常昇圧を防いでいる。

図１２（ｂ）に示す定電流電源３０’を用いた照明光通信装置では、チョークコイルＬ３１、スイッチング素子Ｑ３１、ダイオードＤ３１を用いて降圧チョッパ回路を構成し、その出力側に平滑コンデンサＣ３１を設けている。また、エラーアンプＩＣ３１からの出力をフィードバック入力させるＦＢ端子と、信号変換回路２０からの変調信号Ｓ２が入力されるＥＡ（ＥＮＡＢＬＥ）端子とを有し、各端子への入力に基づいてスイッチング素子Ｑ３１をオン・オフ制御する制御部ＩＣ３４を備える。制御部ＩＣ３４は、信号変換回路２０からの変調信号Ｓ２がＨレベルであれば、フィードバック入力に応じてスイッチング素子Ｑ３１をオン・オフ制御してＬＥＤ１への出力電流を定電流とし、また、変調信号Ｓ２がＬレベルであればスイッチング素子Ｑ１をオフしてＬＥＤ電流Ｉ１を遮断するとともに、スイッチング素子Ｑ３１をオフして平滑コンデンサＣ３１の異常昇圧を防いでいる。

図１３に示す定電流電源３０’を用いた照明光通信装置では、商用電源Ｖａｃを電源とし、ヒューズＦ４１、ラインフィルターＦＴ４１、ノイズ防止用のコンデンサＣ４１、整流ブリッジＤＢ４１、及び、入力の平滑コンデンサＣ４２などで入力直流電源を構成している。また、上記の入力直流電源間にスイッチング素子Ｑ４１、Ｑ４２の直列回路が接続されるとともに、スイッチング素子Ｑ４２と並列にチョークコイルＬ３１、トランスＴ４１の一次巻線Ｐ４１、コンデンサＣ４３の直列回路を設けて複合共振型ハーフブリッジを形成している。トランスＴ４１の二次巻線Ｓ４１、Ｓ４２には、ダイオードＤ３１、Ｄ３２及びコンデンサＣ３１が接続されて、トランスＴ４１からの出力は平滑化されて複数のＬＥＤが直列に接続されたＬＥＤ１…ｎに出力される。また、ＬＥＤ１…ｎと平滑コンデンサＣ３１との間には、スイッチング素子Ｑ１、電流検出抵抗ｒが直列に接続されている。

また、定電流電源３０’は、スイッチング素子Ｑ４１、Ｑ４２を交互にオン・オフ制御させる制御部ＩＣ３６（例えば、オン・セミコンダクタ社：ＮＣＰ１３９６Ａ）を備え、変調信号Ｓ２に応じてスイッチング素子Ｑ４４がスイッチングすることで、制御部ＩＣ３６のＦａｓｔＦａｕｌｔ端子（図中の８番端子）が制御される。また、信号変換回路２０からの変調信号Ｓ２は、フォトカプラＰＣ２を介してスイッチング素子Ｑ１のゲート端子に入力され、上述のハーフブリッジの断続動作と連動してＬＥＤ１への給電を断続させる。これにより、ＬＥＤ１は変調信号Ｓ２に基づいて確実にオン・オフ制御されるとともに、ＬＥＤ１を流れる電流は制御部ＩＣ３６のフィードバック端子（図中の６番端子）に入力され、定電流が流れるよう制御される。

１０ 直流定電圧源
２０ 信号変換回路
３０、３０’ 直流定電流電源（定電流回路）
ＬＥＤ１ ＬＥＤ（半導体発光素子）
Ｑ１、Ｑ２ スイッチング素子
Ｐａ、Ｐｂ 端子
ｒ 電流検出抵抗
Ｖｒ 基準電源
ＩＣ１ ドライバＩＣ
ＩＣ２ コンパレータ

Claims (7)

1. 直流定電圧源と、
   前記直流定電圧源に直列接続された電流駆動型の半導体発光素子及び定電流回路と、
   ２値を示すキャリア信号のそれぞれの値に対応して、半導体発光素子に電流を流す期間と流さない期間との比率が等しく、周波数の異なる２つの変調信号を生成する信号変換手段と、
   前記変調信号に応じて前記半導体発光素子の電流を断続する手段とを備えることを特徴とする照明光通信装置。
2. 直流定電流電源と、
   前記直流定電圧源に接続された電流駆動型の半導体発光素子と、
   前記半導体発光素子に並列接続されたスイッチング素子と、
   ２値を示すキャリア信号のそれぞれの値に対応して、半導体発光素子に電流を流す期間と流さない期間との比率が等しく、周波数の異なる２つの変調信号を生成する信号変換手段と、
   前記変調信号を反転させて得た信号に応じて前記スイッチング素子をオン／オフさせる手段とを備えることを特徴とする照明光通信装置。
3. 直流定電流電源と、
   前記直流定電圧源に接続された電流駆動型の半導体発光素子と、
   ２値を示すキャリア信号のそれぞれの値に対応して、半導体発光素子に電流を流す期間と流さない期間との比率が等しく、周波数の異なる２つの変調信号を生成する信号変換手段と、
   前記変調信号に応じて前記直流定電流電源の出力をオン／オフ制御する手段とを備えることを特徴とする照明光通信装置。
4. 前記半導体発光素子と直列に接続されたスイッチング素子を備え、
   変調制御手段は、前記変調信号に応じて前記直流定電流電源のオン・オフに同期して、前記スイッチング素子をオン／オフさせることを特徴とする請求項３記載の照明光通信装置。
5. 前記直流定電流電源は、前記半導体発光素子に流れる電流をフィードバックして定電流制御されるスイッチング電源であることを特徴とする請求項２〜４の何れか一項に記載の照明光通信装置。
6. 前記直流定電流電源は、内部のスイッチング電流の電流波高値が一定に制御される、電流モードのスイッチング電源であることを特徴とする請求項２〜４の何れか一項に記載の照明光通信装置。
7. 前記直流定電流電源は、出力部に平滑コンデンサを備えることを特徴とする請求項５記載の照明光通信装置。

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