JP5437874B2 - 受信装置および受信方法 - Google Patents

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Description

本発明は、内符号として畳み込み符号を用いた縦列連接符号化によって生成された誤り訂正符号を受信して、誤り訂正復号する受信装置および受信方法に関する。
地上デジタル放送の誤り訂正符号化処理として、外符号としてリードソロモン符号を、内符号として畳み込み符号を用いた連接符号化が適用されている。そして、受信側では、ビタビ復号化とリードソロモン復号化とを組み合わせた誤り訂正処理が行われる。
このような受信側の誤り訂正処理を複数回繰り返すことにより、誤り訂正能力を向上する繰り返し復号化手法が提案されている(非特許文献１，２参照)。
非特許文献１に開示された技術では、畳み込み復号処理にSOVA（Soft Output Viterbi Algorithm）復号やMax-log-MAP復号などの軟判定出力方式が用いられている。また、同様にリードソロモン復号にも軟判定出力方式が採用されている。
一方、非特許文献２に開示された技術では、リードソロモン符号の処理単位であるTSP(Transport stream packet)ごとに、誤り訂正の成否に応じて、リードソロモン復号から畳み込み復号へのフィードバック値を生成している。
Lamarca等,”Iterative Decoding Algorithms for RS-Convolutional Concatenated Codes”,2003.
村田等," ISDB-T受信機の誤り訂正復号器における繰り返し復号法",電子情報通信学会総合大会,2008.
ところで、非特許文献１の技法では、受信信号が１と０のいずれであるかを、ある程度の幅をもって表す軟判定方式を用いることにより、受信信号から得られる情報を、誤り訂正処理に利用している。このように、非特許文献１の技法を適用した受信装置では、畳み込み復号処理とリードソロモン復号処理の双方に軟判定出力方式を適用しているため、回路規模が大きくなる。このため、日本の地上デジタル放送であるISDB-T（Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial）にそのまま適用することは困難である。
一方、非特許文献２の技法では、ISDB-Tへの適用を意識して、回路構成の簡略化が図られている。しかしながら、誤り訂正復号の成否情報を畳み込み復号処理にフィードバックするために、畳み込み復号においてメトリックに加算あるいは減算する尤度情報の具体的な生成方法などが示されていない。
本件開示の装置は、畳み込み符号を含む連接符号についての繰返し復号を、回路規模の増大を抑制しつつ実現する受信装置および受信方法を提供することを目的とする。
上述した目的は、以下に開示する受信装置および受信方法によって達成することができる。
一つの観点による受信装置は、受信信号系列から所定のビット数で表される軟判定入力値の系列を生成する軟判定入力生成部と、受信信号系列に対応して生成された軟判定入力値に対して、畳み込み符号に対応する復号処理を行う復号器と、復号器によって得られる復号結果系列に対して誤り訂正処理を行って、受信信号系列に対応する復号データを含む復号データ系列を生成する訂正処理部と、受信信号系列についての第１の誤り訂正復号処理を復号器および訂正処理部に繰り返して行わせる繰り返し制御部と、第１の誤り訂正復号処理よりも前に処理された第２の誤り訂正復号処理において訂正処理部から得られた成否情報により誤り訂正が成功したことが示されるか否かに基づいて、誤り訂正処理部で得られた復号データに一致する復号結果で遷移するブランチと、復号データに一致しない復号結果で遷移するブランチについてそれぞれ異なる値を持つペナルティを算出するペナルティ算出部と、受信信号系列に含まれる各受信信号と復号器に対応する符号器が従う状態遷移系列における符号器出力との距離に相当する基本値に、ペナルティを、当該ブランチの尤度を低下させるように反映してブランチメトリックを算出し、算出したブランチメトリックを第２の誤り訂正復号処理からのフィードバック値として復号器に入力するペナルティ反映部とを備える。
また、一つの観点による受信方法は、受信信号系列に対して、畳み込み符号に対応する復号処理を行う復号器と、復号器によって得られる復号結果系列に対して誤り訂正処理を行って、受信信号系列に対応する復号データを含む復号データ系列を生成する訂正処理部とを用いる復号処理手順と、受信信号系列についての第１の誤り訂正復号処理を復号器および訂正処理部に繰り返して行わせる繰り返し制御手順と、第１の誤り訂正復号処理よりも前に処理された第２の誤り訂正復号処理において訂正処理部から得られた成否情報により誤り訂正が成功したことが示されるか否かに基づいて、誤り訂正処理部で得られた復号データに一致する復号結果で遷移するブランチと、復号データに一致しない復号結果で遷移するブランチについてそれぞれ異なる値を持つペナルティを算出するペナルティ算出手順と、受信信号系列に含まれる各受信信号と復号器に対応する符号器が従う状態遷移系列における符号器出力との距離に相当する基本値に、ペナルティを、当該ブランチの尤度を低下させるように反映してブランチメトリックを算出し、算出したブランチメトリックを第２の誤り訂正復号処理からのフィードバック値として復号器に入力するペナルティ反映手順とを備える。
本件開示の受信装置および受信方法によれば、畳み込み符号を含む連接符号についての繰返し復号を、回路規模の増大を抑制しつつ実現することができる。
受信装置の一実施形態を示す図である。 軟判定入力値を説明する図である。 畳み込み符号を説明する図である。 ペナルティ算出の例を示す図である。 受信装置の別実施形態を示す図である。 第１段の誤り訂正復号処理を表す流れ図である。 第２段の誤り訂正復号処理を表す流れ図である。 受信装置の別実施形態を示す図である。 軟判定入力変換処理を説明する図である。 ブランチメトリックの算出を説明する図である。 受信装置の別実施形態を示す図である。 第１段の誤り訂正復号処理を表す流れ図である。 第２段の誤り訂正復号処理を表す流れ図である。
以下、図面に基づいて、本発明の実施形態について詳細に説明する。
(実施形態１)
図１に、受信装置の一実施形態を示す。図１に示す受信装置は、畳み込み符号を内符号として含む連接符号に対応する復号処理を行う。
図１に示した受信装置に備えられた復調部１００は、到来した変調信号に対して復調処理を行い、畳み込み符号を内符号として含む連接符号の符号系列を表す受信信号を生成する。この受信信号について、繰り返し復号処理部１０１は、後述するようにして繰り返し復号処理を行う。
繰り返し復号処理部１０１は、復号器１０２と訂正処理部１０３と繰り返し制御部１０４とペナルティ算出部１０５とペナルティ反映部１０６と軟判定入力生成部１０７とを備えている。復号器１０２は、軟判定入力生成部１０７によって生成された軟判定入力値の入力を受け、畳み込み符号に対応する復号処理を行う。訂正処理部１０３は、復号器１０２で得られた復号結果に対して誤り訂正処理を行う。繰り返し制御部１０４は、復号器１０２および訂正処理部１０３に受信信号の復号処理を繰り返して実行させる制御を行う。ペナルティ算出部１０５は、訂正処理部１０３による訂正処理結果として得られた復号データと誤り訂正処理が成功したか否かを示す成否情報とに基づいて、受信信号の疑わしさを示すペナルティを求める。このペナルティは、ペナルティ反映部１０６により、復号器１０３が繰り返し復号において畳み込み符号に対応する復号処理に反映される。
軟判定入力生成部１０７は、復調部１００から変調信号の各シンボルに対応する信号点のコンスタレーションにおける位置を示す複素座標(ｉ，ｑ)を受け取り、以下に述べるようにして、対応する軟判定入力値に変換する。
図２に、軟判定入力値を説明する図を示す。図２の例では、変調方式としてＱＰＳＫ(Quadratic Phase Shift Keying)を用いた場合のコンスタレーションを示す。また、図２において、ＱＰＳＫ変調における２ビットの情報(ｂ０、ｂ１)に対応する４つの理想信号点をそれぞれ黒丸および対応する複素座標値を付して示した。
軟判定入力生成部１０７は、例えば、図２に示した４つの理想信号点を頂点とする矩形の内部の領域を、Ｉ軸方向およびＱ軸方向についてそれぞれ１６分割した単位により信号点の座標をデジタルデータ化することができる。このようにして、信号点Ｃの複素座標(ｉｃ，ｑｃ)から、４ビットのデジタル値で表される２つの軟判定入力値(Ｘｃ、Ｙｃ)を生成することができる。このようにして得られた軟判定入力値(Ｘｃ、Ｙｃ)は、ＱＰＳＫ変調における２ビットの情報(ｂ０、ｂ１)に対応する。
なお、受信信号に対応する信号点の座標のいずれかの成分が、上述した矩形領域で示される範囲外である場合は、その成分に対応する最大あるいは最小の軟判定入力値に変換することができる。図２に示した例では、理想信号点(０,０)と理想信号点(０,１)を通る領域の境界上およびその外側にある信号点に対応するＩ軸座標は、情報ｂ０に対応する軟判定入力値”００００”に変換される。一方、理想信号点(１,０)と理想信号点(１,１)を通る領域の境界上およびその外側にある信号点に対応するＩ軸座標は、情報ｂ０に対応する軟判定入力値”１１１１”に変換される。同様に、Ｑ軸方向の領域の境界上およびその外側にある信号点に対応するＱ軸座標は、それぞれ情報ｂ１に対応する軟判定入力値”００００”および”１１１１”に変換される。
復号器１０２では、畳み込み符号の復号処理に、例えば、ビタビアルゴリズムを用いることができる。この場合に、復号器１０２では、上述した軟判定入力値と符号化に用いられた状態遷移系列から想定される符号器出力とを比較して、最も確からしい復号データの系列を推定する処理を行う。
図３に、畳み込み符号を説明する図を示す。図３(ａ)は、拘束長３の畳み込み符号器を示している。また、図３(ｂ)に、図３(ａ)に示した畳み込み符号器の状態遷移を表すトレリス線図の例を示す。図３(ｂ)に示したトレリス線図では、符号器の４つの状態(００)、(１０)、(０１)、(１１)相互間の状態遷移は、符号器出力(Ｘ，Ｙ)と入力Ａとを組み合わせた符号に対応して示されている。
復号器１０２に入力される受信信号の確からしさは、例えば、畳み込み符号器の出力Ｘ，Ｙに対応する理想信号点と受信信号点との距離に基づいて評価することができる。この場合に、復号器１０２は、復号処理の際に、上述した距離に対応するブランチメトリックを状態遷移ごとに求める。そして、受信信号の系列に対応するブランチメトリックに基づいて最小のパスメトリックを与える復号結果の系列を求め、訂正処理部１０３の処理に供する。
訂正処理部１０３では、復号器１０２から渡された復号結果の系列についてパリティチェックなどの誤り訂正処理を行い、誤り訂正された復号データを生成する。例えば、外符号としてリード−ソロモン符号が用いられている場合に、訂正処理部１０３は、リード−ソロモン符号の処理単位であるＴＳＰ(Transport Stream Packet)ごとに誤り訂正処理を行う。そして、ＴＳＰ単位の復号データとともに、ＴＳＰごとの誤り訂正が成功したか否かを示す成否情報が生成される。
ペナルティ算出部１０５は、状態遷移時のビタビ復号出力が「０」となる場合に適用するペナルティＰ０と、ビタビ復号出力が「１」となる場合に適用するペナルティＰ１とを、成否情報と復号データの値との組み合わせに基づいて求める。
図４に、ペナルティ算出の例を示す。図４の例では、「成功」と「失敗」を示す２種類の成否情報と復号データの値「０」、「１」との組み合わせに対応して、ペナルティＰ０，Ｐ１の値を示した。
成否情報によって誤り訂正が成功したことが示されている場合は、誤り訂正後の復号データと値が一致するビタビ復号出力の信頼性は高い。これに対して、成功した誤り訂正処理で得られた復号データと一致しないビタビ復号出力の信頼性は明らかに低い。ペナルティ算出部１０５は、このように、成功した誤り訂正処理で得られた復号データと一致しないビタビ復号出力を与えるブランチに大きなペナルティを課すように、ペナルティＰ０，Ｐ１の値を算出する。他方、誤り訂正が失敗した場合は、誤り訂正後の復号データと値が一致するか否かによって、ビタビ復号出力の信頼性を判断することはできない。このため、ペナルティ算出部１０５は、誤り訂正が失敗した場合に、ビタビ復号結果にかかわらず、中間的な大きさのペナルティを課すように、ペナルティＰ０，Ｐ１の値を算出する。
図４に示した例では、成功した誤り訂正処理で得られた復号データと一致しないビタビ復号出力に対応して、所定の重み係数Ｗと上述した軟判定入力値の表現に用いるビット数で表される最大値ａとの積で表される第１のペナルティが算出される。一方、誤り訂正処理が失敗した場合に対応するペナルティＰ０，Ｐ１には、復号データとビタビ復号出力とが一致する場合に、上述した第１のペナルティの半分の値を持つ第３のペナルティが適用される。そして、失敗した誤り訂正処理で得られた復号データとビタビ復号出力とが一致しない場合に、上述した第３のペナルティに数値「１」を加えた第２のペナルティが適用される。なお、成功した誤り訂正処理で得られた復号データと一致するビタビ復号出力に対応するペナルティとしては、数値「１」が適用される。このようにして、誤り訂正が成功したか否かと、誤り訂正処理で得られた復号データに一致するか否かとに基づいて分けられる各場合について、それぞれのケースを疑わしさの度合いに基づいて序列化し、序列を反映したペナルティを設定することができる。
ペナルティ反映部１０６は、例えば、次のようにして、ペナルティ算出部１０５から成否情報と復号データとの組み合わせに対応するペナルティＰ０，Ｐ１の組を、復号器１０２による復号処理に反映することができる。ペナルティ反映部１０６は、受け取ったペナルティＰ０，Ｐ１を用いて表される式(１)により、ビタビ復号出力が「０」となるブランチメトリックＭｂ０と、ビタビ復号出力が「１」となるブランチメトリックＭｂ１を算出する。
Ｍｂ０＝｜Ｘ−Ｘｃ｜＋｜Ｙ−Ｙｃ｜＋Ｐ０
Ｍｂ１＝｜Ｘ−Ｘｃ｜＋｜Ｙ−Ｙｃ｜＋Ｐ１ ・・・（１）
なお、式(１)においては、畳み込み符号器の出力Ｘ，Ｙに対応する理想信号点と受信信号点(Ｘｃ，Ｙｃ)との距離は、対応する成分相互の差分の絶対値の和として表されている。
このようにして算出されたブランチメトリックＭｂ０，Ｍｂ１には、前回の復号処理において得られた成否情報と復号データとの組み合わせから考えられる復号結果の疑わしさが反映されている。したがって、このように調整されたブランチメトリックＭｂ０，Ｍｂ１に基づいて、復号器１０２が、パスメトリックを最小とするパスを探索する処理を行うことにより、前回の復号処理結果を利用して、より、確からしい復号結果を求めることができる。
ここで、上述したペナルティ算出部１０５には、それぞれ二値で表される成否情報と復号データが入力されている。したがって、誤り訂正処理結果を表す軟判定値を生成する必要はなく、従来と同様の硬判定を行う訂正処理部１０３を利用することができる。また、上述したペナルティＰ０，Ｐ１は、復号処理において得られた成否情報と復号データとの組み合わせに対応して、簡単な算術演算によって求めることができる。また、ペナルティを復号処理に反映する処理もまた、式(１)に示したような算術演算によって実現することができる。
したがって、図１に示したように構成された受信装置では、回路規模の増大を抑制しつつ、畳み込み符号を含む連接符号についての繰り返し復号を実現することができる。このような受信装置を、例えば、地上デジタル放送用の受信装置に適用することにより、受信特性の向上を図ることができる。
次に、地上デジタル放送用の受信装置への適用例について説明する。
(実施形態２)
図５に、受信装置の別実施形態を示す。なお、図５に示した構成要素のうち、図１に示した構成要素と同等のものについては、同一の符号を付して示し、その説明は省略する。
図５に示した受信装置は、地上デジタル放送用の受信装置である。地上デジタル放送用の送受信装置の規格では、畳み込み符号とリード−ソロモン符号とを組み合わせた連接符号にインタリーブ処理およびエネルギー拡散処理が適用されている。
図５の例では、２系列の誤り訂正復号部２００１，２００２を用いて、受信信号の繰り返し復号を実現する。誤り訂正復号部２００１には、軟判定入力生成部１０７から受信信号に対応する軟判定入力値が入力される。一方、誤り訂正復号部２００２には、軟判定入力生成部１０７で生成された軟判定入力値が、入力遅延部２１３を介して入力される。
誤り訂正復号部２００１，２００２は、いずれも、ビタビ復号器２０１とデインタリーバ２０２とエネルギー逆拡散部２０３とリード−ソロモン(Ｒ−Ｓ)復号器２０４を備える。図５において、誤り訂正復号部２００１，２００２に属する各構成要素は、対応する系列を示す添え字を付した符号で示した。以下、誤り訂正復号部２００１，２００２に属する各構成要素を、所属する系列によって区別しない場合には、系列を示す添え字を省略して説明する。
図５に示したビタビ復号器２０１は、復号器１０２に相当する。このビタビ復号器２０１で得られた復号出力は、デインタリーバ２０２およびエネルギー逆拡散部２０３を介して、リード−ソロモン(Ｒ−Ｓ)復号器２０４に渡される。デインタリーバ２０２は、ビタビ復号器２０１による復号結果に対してインタリーブ解除処理を行うことにより、エネルギー拡散処理された複数のＴＳＰを復元する。エネルギー逆拡散部２０３は、エネルギー拡散処理された複数のＴＳＰについてエネルギー拡散処理を解除して、各ＴＳＰのＲ−Ｓ符号を復元する。そして、復元されたＲ−Ｓ符号について、Ｒ−Ｓ復号器２０４により、ＴＳＰごとに誤り訂正処理が行われ、復号データが生成される。
図５に示した受信装置では、誤り訂正復号部２００１のＲ−Ｓ復号器２０４１で得られた復号データは、エネルギー拡散部２０７およびインタリーバ２０８を介して、次の段の誤り訂正復号部２００２における誤り訂正復号処理に供される。
図５に示した成否情報生成部２０５は、Ｒ−Ｓ復号部２０４１においてＴＳＰ単位での誤り訂正が成功したか失敗したかを示すエラーシンドロームから、各ＴＳＰに含まれる各ビットに対応する成否情報を生成する。例えば、成否情報生成部２０５は、誤り訂正が成功したＴＳＰに含まれる各ビットの成否情報としてそれぞれ数値「１」を生成し、誤り訂正が失敗したＴＳＰの各ビットの成否情報としてそれぞれ数値「０」を生成することができる。
このように、図５に示した構成例では、第１段の誤り訂正復号部２００１に備えられたＲ−Ｓ復号器２０４１と成否情報生成部２０５とにより、訂正処理部１０３の機能が実現されている。
上述した成否情報生成部２０５で得られた各ＴＳＰに対応する成否情報は、インタリーバ２０６を介して、次の段の誤り訂正復号部２００２における誤り訂正復号処理に供される。このインタリーバ２０６は、上述したインタリーバ２０８がエネルギー拡散処理された復号データについて行ったインタリーブ処理と同等の組み換え処理を、各ＴＳＰに対応する成否情報に対して実行する。
以下、第１段の誤り訂正復号部２００１によって得られた復号データと成否情報とを用いて、第２段の誤り訂正復号部２００２におけるビタビ復号処理を制御する方法について説明する。
ペナルティ算出部１０５によって算出されるペナルティＰ０，Ｐ１は、予め決定された重み係数Ｗと軟判定入力値のビット数とに基づいて、算出しておくことができる。図５に示したペナルティテーブル２１１には、予め算出されたペナルティＰ０，Ｐ１が、成否情報と復号データとの組み合わせに対応して格納されている。そして、テーブル読出部２１２は、インタリーバ２０６，２０８から受け取った成否情報および復号データに応じて、このペナルティテーブル２１１から対応するペナルティＰ０，Ｐ１を読み出す。つまり、図５に示した構成では、ペナルティテーブル２１１とテーブル読出部２１２とにより、ペナルティ算出部１０５の機能が実現されている。
また、入力遅延部２１３からビタビ復号器２０１２に各信号点に対応する軟判定入力値が入力されるごとに、テーブル読出部２１２によって読み出されたペナルティＰ０，Ｐ１がペナルティ反映部１０６に渡される。そして、ペナルティ反映部１０６により、ビタビ復号器２０１２の出力を「０」、「１」とするブランチのブランチメトリックに、それぞれペナルティＰ０、Ｐ１が加算される。
このように、図５に示した受信装置では、前段の誤り訂正復号部２００１によって得られた復号結果は、２段目の誤り訂正復号部２００２のビタビ復号処理において、誤りである可能性の高い復号結果を与えるブランチに大きなペナルティを課すことで反映される。
なお、ペナルティテーブル２１１、テーブル読出部２１２およびペナルティ反映部１０６は、小容量の記憶素子と小規模の論理演算回路にて実現することが可能である。したがって、地上デジタル放送用の受信装置に要求される回路規模の制約の範囲内で、繰り返し復号による特性の向上を実現することができる。また、３段以上の誤り訂正復号部を備えて、受信装置を構成することも可能である。
また、図５に示した受信装置に備えられる各部の機能は、コンピュータプログラムによっても実現することができる。
図６に、第１段の誤り訂正復号処理を表す流れ図を示す。また、図７に、第２段の誤り訂正復号処理を表す流れ図を示す。
図６に示したステップ３０１〜３１０の処理により、図５に示した誤り訂正復号部２００１、軟判定入力生成部１０７、成否情報生成部２０５、インタリーバ２０６，２０８およびエネルギー拡散部２０７によって果たされる機能が実現される。
ステップ３０１は、受信信号を受け取る手順である。そして、この受信信号は、ステップ３０２において軟判定入力値に変換され、ステップ３０３において、ビタビ復号処理が行われる。ステップ３０４では、ビタビ復号結果を複数のＴＳＰに振り分けて、送信側でのインタリーブ処理を解除する。これらの処理を、インタリーブ処理にかかる全てのＴＳＰ分の受信信号について繰り返して行い、各ＴＳＰ分の復号結果の振り分けが完了したときに、ステップ３０５の肯定判定として、エネルギー拡散解除処理に進む(ステップ３０６)。そして、ステップ３０７において、Ｒ−Ｓ復号処理が行われる。ステップ３０８においては、Ｒ−Ｓ復号処理で得られた復号データに対して、エネルギー拡散処理とインタリーブ処理が適用される。これにより、受信信号系列に対応するように配列された復号データを得ることができる。また一方、Ｒ−Ｓ復号処理の際に各ＴＳＰについて得られた誤り訂正に関する成否情報に基づいて、ステップ３０９において、これらのＴＳＰに含まれる各復号データに対応する成否情報が生成される。そして、ステップ３１０において、生成された成否情報に対してインタリーブ処理を適用することにより、受信信号系列に対応するように配列された成否情報を得ることができる。
なお、ステップ３０８の処理とステップ３０９，３１０の処理とは、並列に実行することもできるし、逆の順番で実行することもできる。そして、上述したステップ３０８，３１０で得られたインタリーブ済みの復号データおよび成否情報は、図７に示す第２段の復号処理に供される。
図７に示したステップ３１１〜３２０の処理により、図５に示した誤り訂正復号部２００２、入力遅延部２１３、ペナルティ算出部２１１、テーブル読出部２１２およびペナルティ反映部１０６によって果たされる機能が実現される。
ステップ３１１は、遅延された軟判定入力値を入力する手順である。そして、ステップ３１２において、軟判定入力値と状態遷移系列の符号器出力に基づいて、畳み込み符号器の出力Ｘ，Ｙに対応する理想信号点と受信信号点(Ｘｃ，Ｙｃ)との距離に相当する基本値が算出される。また、各信号点に対応する軟判定入力値の入力に応じて、ステップ３１３において、対応する復号データおよび成否情報が入力される。そして、成否情報に対応して、ステップ３１４において読み出されたペナルティＰ０，Ｐ１を、復号器出力の状態に応じて上述した基本値に加算する処理が行われる(ステップ３１５)。このようにして、前段の誤り訂正結果がブランチメトリックに反映され、このブランチメトリックを用いて、ステップ３１６において、ビタビ復号処理が行われる。ステップ３１７では、ステップ３０４と同様に、ビタビ復号結果を複数のＴＳＰに振り分けて、送信側でのインタリーブ処理を解除する。これらの処理が、インタリーブ処理にかかる全てのＴＳＰ分の受信信号に対応する軟判定入力値ついて繰り返して行われる。そして、各ＴＳＰ分の復号結果の振り分けが完了したときに、ステップ３１８の肯定判定として、エネルギー拡散解除処理およびＲ−Ｓ復号処理が行われる(ステップ３１９，３２０)。このステップ３２０において行われるＲ−Ｓ復号処理の結果として得られた復号データは、繰り返し復号によって得られた復号データとして出力される。
ところで、ビタビ復号処理において、受信信号点と理想信号点との相関の高さに基づいて、受信信号点の尤度を評価することもできる。以下では、受信信号点と理想信号点との相関の高さを評価指標として、繰り返し復号を実現する方法について説明する。
(実施形態３)
図８に、受信装置の別実施形態を示す。なお、図８に示した構成要素のうち、図１に示した構成要素と同等のものについては、同一の符号を付して示し、その説明は省略する。
図８に示した受信装置は、復号器１０２および軟判定入力生成部１０７に代えて復号器１０９および軟判定入力変換部１０８を備える。
軟判定入力変換部１０８は、復調部１００から変調信号の各シンボルに対応する信号点のコンスタレーションにおける位置を示す複素座標(ｉ，ｑ)を受け取り、以下に述べるようにして、対応する軟判定入力値に変換する。
図９に、軟判定入力変換を説明する図を示す。図９の例では、変調方式としてＱＰＳＫ(Quadratic Phase Shift Keying)を用いた場合のコンスタレーションを示す。また、図９において、ＱＰＳＫ変調における２ビットの情報(ｂ０、ｂ１)に対応する４つの理想信号点をそれぞれ黒丸および対応する複素座標値を付して示した。
軟判定入力変換部１０８は、例えば、図９に示した４つの理想信号点を頂点とする矩形領域で示される範囲を、Ｉ軸およびＱ軸で正負両方向に分割した範囲をそれぞれ７分割した単位により信号点の座標をデジタルデータ化することができる。このようにして、信号点Ｃの複素座標(ｉｃ，ｑｃ)から、１ビットの符号と３ビットの数値で表される２つの軟判定入力値(Ｘｃ、Ｙｃ)を生成することができる。図９に示した例では、三角で示した信号点に対応して、軟判定入力値（３、−５）が生成されている。
なお、受信信号に対応する信号点の座標のいずれかの成分が、上述した矩形領域で示される範囲外である場合は、その成分に対応する最大あるいは最小の軟判定入力値に変換することができる。図９に示した例では、理想信号点(０,０)と理想信号点(０,１)を通る領域の境界上およびその外側にある信号点に対応するＩ軸座標は、情報ｂ０に対応する軟判定入力値”＋７”に変換される。一方、理想信号点(１,０)と理想信号点(１,１)を通る領域の境界上およびその外側にある信号点に対応するＩ軸座標は、情報ｂ０に対応する軟判定入力値”−７”に変換される。同様に、Ｑ軸方向の領域の境界上およびその外側にある信号点に対応するＱ軸座標は、それぞれ情報ｂ１に対応する軟判定入力値”＋７”および”−７”に変換される。つまり、受信信号についての硬判定値「０」、「１」は、軟判定入力値の表現に用いるビット数ｋを用いて表される数値「２ｋ−１」、「−(２ｋ−１)」にそれぞれ変換される。
したがって、軟判定入力変換部１０８により、受信信号点は、２値の硬判定値に対応する座標値がそれぞれ正および負の絶対値が最大の値となるような軟判定入力値に変換される。このような軟判定入力値では、その絶対値の大きさによって受信信号点の信頼性の高さが示される。つまり、受信信号点が理想信号点の近くに位置する場合に、対応する軟判定入力値の絶対値は大きくなり、この受信信号点の信頼性の高さが示される。逆に、理想信号点から離れた受信信号点の座標値は、数値「０」に近い軟判定入力値に変換され、その受信信号点の信頼性の低さが示される。
そして、図８に示した復号器１０９では、このような軟判定入力値と状態遷移系列における符号器出力との相関値に基づいて、以下に述べるような復号処理を行う。復号器１０９のメトリック算出部１１０は、内積算出部１１１と重み算出部１１２と重み付加部１１３とを備えている。内積算出部１１１では、入力される軟判定入力値(Ｘｃ，Ｙｃ)と状態遷移系列における各ブランチに対応する符号器出力との内積を求める処理を行う。このとき、内積算出部１１１は、状態遷移系列における２値の符号器出力を示す値として、上述した軟判定入力値の正および負の絶対値最大の値に変換して得られる出力変換値(Ｘ，Ｙ)を用いて、内積の算出を行うことができる。
図１０に、ブランチメトリックの算出を説明する図を示す。図１０(ａ)は、拘束長３の畳み込み符号器の状態遷移を表すトレリス線図である。図１０(ａ)の例では、符号器の４つの状態(００)、(１０)、(０１)、(１１)相互間の状態遷移を、各ブランチに対応する符号器出力を上述したようにして変換して得られた出力変換値(Ｘ，Ｙ)と入力Ａとを組み合わせた符号に対応して示した。なお、図１０(ａ)の例では、入力Ａについても、数値「０」、「１」をそれぞれ変換後の入力「７」、「−７」として示している。
内積算出部１１１は、図１０(ａ)において変換された符号器出力(Ｘ、Ｙ)で示されるブランチについて、この変換された符号器出力(Ｘ、Ｙ)と入力される軟判定入力値(Ｘｃ，Ｙｃ)との内積Ｐ(Ｘ、Ｙ)を、例えば、式(２)のようにして計算することができる。
Ｐ(Ｘ、Ｙ)＝Ｘ＊Ｘｃ＋Ｙ＊Ｙｃ ・・・（２）
このようにして各ブランチについて算出された内積Ｐ(Ｘ、Ｙ)は、各ブランチに対応する符号器出力と受信信号点との相関の高さを示している。例えば、変換された符号器出力と受信信号に対応する軟判定入力値とが一致する場合に、対応する内積の値は軟判定入力値の最大値を二乗した値の２倍の値を持つ正の数値となる。逆に、変換された符号器出力と受信信号に対応する軟判定入力値とが複素座標系において原点を挟んで互いに反対に位置する場合に、対応する内積の値は軟判定入力値の最大値を二乗した値の２倍の値を持つ負の数値となる。
したがって、復号器１０９により、受信信号系列を最初に復号する際に、図８に示したメトリック算出部１１０は、上述した内積算出部１１１で得られた内積Ｐ(Ｘ、Ｙ)を各ブランチに対応するブランチメトリックとして最尤推定部１１４に渡すことができる。そして、この最尤推定部１１４により、これらのブランチメトリックに基づいて、最も確からしい復号データの系列を推定する処理が行われ、得られた復号データについて訂正処理部１０３による誤り訂正処理が行われる。
図８に示したメトリック算出部１１０の重み算出部１１２は、訂正処理部１０３で得られた誤り訂正済みの復号データと成否情報とに基づいて、確からしい復号結果を与えるブランチのブランチメトリックの値を大きくするような重みＧを算出する。重み算出部１１２は、例えば、２値の復号データを示す値として、上述した軟判定入力値の正および負の絶対値最大の値に変換して得られる変換復号データＤ’を用いて、式(３)のように表される重みＧを求めることができる。
Ｇ＝Ｗ×Ｄ’×Ｂ ・・・・（３）
式(３)において、重みＧは、変換復号データＤ’と所定の係数Ｗと成否情報Ｂとの積として表されている。なお、重み算出部１１２は、誤り訂正の成功／失敗をそれぞれ数値「１」、「０」で表す成否情報Ｂを用いることにより、誤り訂正処理が失敗した場合に、重みＧの値を数値「０」とすることができる。
このようにして復号データと成否情報に対応して得られる重みＧは、重み付加部１１３により、次のようにして、ブランチメトリックに反映される。重み付加部１１３は、例えば、変換された符号器出力(Ｘ，Ｙ)と同様に変換された入力データＡとの組み合わせで示される各ブランチのブランチメトリックＭｂ(Ｘ，Ｙ、Ａ)を、式(４)に基づいて算出することができる。
Ｍｂ(Ｘ，Ｙ、Ａ)＝Ｘ＊Ｘｃ＋Ｙ＊Ｙｃ＋Ａ＊Ｇ ・・・（４）
式(４)で表されるブランチメトリックでは、上述した内積算出部１１１によって各ブランチに対応して算出された内積に、各ブランチの入力データＡと誤り訂正後の復号データＤとの相関を示す値を加算することにより、前回の復号結果が反映されている。
図１０(ｂ)に、軟判定入力値(３、−５)が得られた受信信号を含む受信信号系列の入力に応じて、復号器１０９で求めた復号結果に基づく誤り訂正が成功した場合に、繰り返し復号の際に適用されるブランチメトリックの計算例を示した。図１０(ｂ)に示した例では、上述した受信信号に対応する誤り訂正後の変換された復号データＤ’の値を数値「−７」とし、式(３)における係数Ｗの値を数値「２」としている。この場合に、式(３)で表される重みＧの値は、数値「−１４」となる。
例えば、図１０(ａ)に示したトレリス線図において、状態(１１)から状態(１１)に遷移するブランチ(７、−７)／−７に対応するＭｂ(７、−７、−７)は、式(４)に、軟判定入力値(３、−５)とＧ＝−１４を代入して式(５)に示すように算出することができる。
Ｍｂ（７，−７，−７）＝７×３＋(−７)×(−５)＋(−７)×(−１４)＝１５４・・・(５)
一方、図１０(ａ)に示したトレリス線図において、状態(１０)から状態(１１)に遷移するブランチ(−７、７)／７に対応するＭｂ(−７、７、７)は、同様にして、式(６)に示すように算出することができる。
Ｍｂ（−７、７、７）＝(−７)×３＋７×(−５)＋７×(−１４)＝−１５４・・・(６)
このようにして、トレリス線図で表される状態遷移のそれぞれについて、前回の復号結果を反映して、確からしいブランチに大きな値を与えるようにブランチメトリックを求めることができる。そして、このようにして得られたブランチメトリックを最尤推定部１１４の処理に供することにより、より確からしい復号結果を得ることができる。
上述したメトリック算出部１１０によれば、式(４)に示したように、簡単な算術計算によって、前回の復号結果が繰り返し復号時のブランチメトリックに反映される。つまり、図８に示したように構成されて受信装置においても、受信装置の回路規模を増大させることなく、畳み込み符号を含む連接符号についての繰り返し復号を実現することができる。そして、このような受信装置を、例えば、地上デジタル放送用の受信装置に適用することにより、受信特性の向上を図ることができる。
次に、地上デジタル放送用の受信装置への適用例について説明する。
(実施形態４)
図１１に、受信装置の別実施形態を示す。なお、図１１に示した構成要素のうち、図５および図８に示した構成要素と同等のものについては、同一の符号を付して示し、その説明は省略する。
図１１に示した受信装置に備えられた第１段の誤り訂正復号部は、ビタビ復号器２１１とデインタリーバ２０２１とエネルギー逆拡散部２０３１とＲ−Ｓ復号器２０４１とを備えている。また、第２段の誤り訂正復号部は、ビタビ復号器２１２とデインタリーバ２０２２とエネルギー逆拡散部２０３２とＲ−Ｓ復号器２０４２とを備えている。
第１段の誤り訂正復号部に備えられたビタビ復号器２１１には、軟判定入力変換部１０８によって得られた軟判定入力値が入力される。このビタビ復号器２１１では、内積算出部１１１によって算出された軟判定入力値と状態遷移系列における各符号化出力との相関の高さを示すブランチメトリックに基づいて、最尤推定部１１４により、受信信号系列に対応する復号結果が求められる。この復号結果は、デインタリーバ２０２１およびエネルギー逆拡散部２０３１を介してＲ−Ｓ復号器２０４１に渡され、ＴＳＰ単位の誤り訂正処理が行われる。そして、Ｒ−Ｓ復号器２０４１で得られたＴＳＰ単位の復号データおよび成否情報は、上述した実施形態２と同様に、エネルギー拡散部２０７およびインタリーバ２０６，２０８により、受信信号系列に対応する復号データおよび成否情報の系列に変換される。
図１１に示した第２段の誤り訂正復号部に備えられたビタビ復号器２１２には、上述した軟判定入力値が入力遅延部２１３を介して入力される。また、入力遅延部２１３から各受信信号に対応する軟判定入力値が入力されるごとに、上述したインタリーバ２０６，２０８によってそれぞれ並べ替えられた順序に従って、対応する成否情報および復号データがビタビ復号器２１２に入力される。
このビタビ復号器２１２に入力された軟判定入力値は、ビタビ復号器２１１と同様に、内積算出部１１１による状態遷移系列における各符号化出力との相関値の算出に供される。一方、インタリーバ２０６，２０８を介して入力された成否情報および復号データに基づいて、重み算出部１１２により、上述した式(３)に従って、各ブランチに適用する重みが算出される。重み算出部１１２によって算出された重みは、重み付加部１１３により、上述した式(４)に従って、内積算出部１１１によって各ブランチに対応して算出された軟入力判定値との相関値に対応するブランチメトリックに反映される。
このようにして得られたブランチメトリックを最尤推定部１１４の処理に供することにより、地上デジタル放送システムに適用される畳み込み符号を含む連接符号について、繰り返し復号を実現することができる。
図１１に示した受信装置では、第１段の誤り訂正復号部によって得られた復号結果は、第２段のビタビ復号処理において、誤り訂正が成功した復号データとの相関が高い復号結果を与えるブランチのメトリックに尤度を上げるような重みを付加することで反映される。
なお、重み算出部１１２および重み付加部１１３は、小規模の論理演算回路にて実現することが可能である。したがって、地上デジタル放送用の受信装置に要求される回路規模の制約の範囲内で、繰り返し復号による特性の向上を実現することができる。また、３段以上の誤り訂正復号部を備えて、受信装置を構成することも可能である。
また、図１１に示した受信装置に備えられる各部の機能は、コンピュータプログラムによっても実現することができる。
図１２に、第１段の誤り訂正復号処理を表す流れ図を示す。また、図１３に、第２段の誤り訂正復号処理を表す流れ図を示す。なお、図１２，１３に示した手順のうち、図６、図７に示した手順と同等のものについては、同一の符号を付して示し、その説明は省略する。
図１２に示した流れ図では、図６に示した流れ図のステップ３０２とステップ３０３とが、それぞれステップ３２１，３２２に置き換えられている。
ステップ３２１は、ステップ３０１で受け取った受信信号について、図９を用いて説明したようにして、軟判定入力値に変換する手順である。そして、ステップ３２２では、この軟判定入力値との相関値の高さを評価基準とするビタビ復号処理が行われる。以降のステップ３０４からステップ３１０の処理は、図６に説明した処理と同等である。
図１３に示した流れ図では、図７に示した流れ図のステップ３１２とステップ３１４〜ステップ３１６が、それぞれステップ３３１とステップ３３２〜ステップ３３４に置き換えられている。
ステップ３３１は、入力された軟判定入力値と図１０に示したトレリス線図の各ブランチに示された符号器出力との内積を、各ブランチメトリックの基本値として算出する手順である。そして、ステップ３３２では、前回の復号結果に対応する重みとして、硬判定値「０」「１」を、それぞれ、軟判定入力値の表現に用いるビット数ｋを用いて表される数値「２ｋ−１」「−(２ｋ−１)」に変換された復号データと誤り訂正の成功・失敗を数値「１」／「０」で表す成否情報との積が求められる(式(３)参照)。ステップ３３３では、このようにして算出された重みを、誤り訂正が成功した復号データとの相関が高い復号結果を与えるブランチのメトリックに尤度を上げるように反映する処理を行う。具体的には、式(４)に示したように、各ブランチで与えられる復号結果「０」「１」をそれぞれ数値「２ｋ−１」「−(２ｋ−１)」に変換して得られる値Ａと上述した重みとの積を、ステップ３３１で算出されたブランチメトリックの基本値に加算する。このようにして、前段の誤り訂正結果が反映されたブランチメトリックに基づいて、ステップ３３４において、ブランチメトリックの大きさが尤度の高さを示すものとしてビタビ復号処理が行われる。以降のステップ３１７からステップ３２０の処理は、図７に説明した処理と同等である。
なお、上述した実施形態１乃至４で説明した受信装置は、畳み込み符号器の拘束長にかかわらず、畳み込み符号を含む連接符号の繰り返し復号において、誤り訂正結果を畳み込み符号の復号処理に反映することができる。したがって、地上デジタル放送システムのように、拘束長７の畳み込み符号器を用いた送信装置からの信号を受信する受信装置にも適用することができる。
１００ 復調部
１０１ 繰り返し復号処理部
１０２，１０９ 復号器
１０３ 訂正処理部
１０４ 繰り返し制御部
１０５ ペナルティ算出部
１０６ ペナルティ反映部
１０７ 軟判定入力生成部
１０８ 軟判定入力変換部
１１０ メトリック算出部
１１１ 内積算出部
１１２ 重み算出部
１１３ 重み付加部
１１４ 最尤推定部
２００１，２００２ 誤り訂正復号部
２０１１，２０１２，２１１，２１２ ビタビ復号器
２０２１，２０２２ デインタリーバ
２０３１，２０３２ エネルギー逆拡散部
２０４１，２０４２ リード−ソロモン(Ｒ−Ｓ)復号器
２０５ 成否情報生成部
２０６，２０８ インタリーバ
２１１ ペナルティテーブル
２１２ テーブル読出部
２１３ 入力遅延部

Claims (8)

  1. 受信信号系列から所定のビット数で表される軟判定入力値の系列を生成する軟判定入力生成部と、
    前記受信信号系列に対応して生成された前記軟判定入力値に対して、畳み込み符号に対応する復号処理を行う復号器と、
    前記復号器によって得られる復号結果系列に対して誤り訂正処理を行って、前記受信信号系列に対応する復号データを含む復号データ系列を生成する訂正処理部と、
    前記受信信号系列についての第１の誤り訂正復号処理を前記復号器および前記訂正処理部に繰り返して行わせる繰り返し制御部と、
    前記第１の誤り訂正復号処理よりも前に処理された第２の誤り訂正復号処理において前記訂正処理部から得られた成否情報により誤り訂正が成功したことが示されるか否かに基づいて、前記誤り訂正処理部で得られた復号データに一致する復号結果で遷移するブランチと、前記復号データに一致しない復号結果で遷移するブランチについてそれぞれ異なる値を持つペナルティを算出するペナルティ算出部と、
    前記受信信号系列に含まれる各受信信号と前記復号器に対応する符号器が従う状態遷移系列における前記符号器出力との距離に相当する基本値に、前記ペナルティを、当該ブランチの尤度を低下させるように反映してブランチメトリックを算出し、算出したブランチメトリックを第２の誤り訂正復号処理からのフィードバック値として前記復号器に入力するペナルティ反映部と
    を備えたことを特徴とする受信装置。
  2. 請求項１に記載の受信装置において、
    前記ペナルティ算出部は、
    前記成否情報によって誤り訂正が成功したことが示された受信信号の入力に応じて前記復号器で得られた復号結果が、前記受信信号に対応する復号データと一致しない場合に、この復号結果で遷移するブランチに所定の第１のペナルティを設定する第１ペナルティ設定部と、
    前記成否情報により誤り訂正が失敗したことが示された受信信号の入力に応じて前記復号器で得られる復号結果と前記受信信号に対応する復号データとが一致するか否かに応じて、それぞれの復号結果で遷移するブランチに、前記第１のペナルティより小さい第２のペナルティおよび第３のペナルティをそれぞれ設定する第２ペナルティ設定部とを備えた
    ことを特徴とする受信装置。
  3. 請求項２に記載の受信装置において、
    前記第１ペナルティ設定部は、前記軟判定入力値の表現に用いられる所定のビット数で表される最大値に所定の重み値を乗じた値を、前記第１のペナルティとして設定する
    ことを特徴とする受信装置。
  4. 請求項３に記載の受信装置において、
    前記第２ペナルティ設定部は、前記所定のビット数で表される最大値の半分の値に前記所定の重み値を乗じた値に基づいて、前記第２のペナルティおよび前記第３のペナルティの値を設定する
    ことを特徴とする受信装置。
  5. 請求項４に記載の受信装置において、
    前記第２ペナルティ設定部は、前記成否情報により誤り訂正が失敗したことが示された復号データと一致しない復号結果で遷移するブランチに設定する前記第２のペナルティに、前記第３のペナルティより大きい値を設定する
    ことを特徴とする受信装置。
  6. 受信信号系列に対して、畳み込み符号に対応する復号処理を行う復号器と、前記復号器によって得られる復号結果系列に対して誤り訂正処理を行って、前記受信信号系列に対応する復号データを含む復号データ系列を生成する訂正処理部とを用いる復号処理手順と、
    前記受信信号系列についての第１の誤り訂正復号処理を前記復号器および前記訂正処理部に繰り返して行わせる繰り返し制御手順と、
    前記第１の誤り訂正復号処理よりも前に処理された第２の誤り訂正復号処理において前記訂正処理部から得られた成否情報により誤り訂正が成功したことが示されるか否かに基づいて、前記誤り訂正処理部で得られた復号データに一致する復号結果で遷移するブランチと、前記復号データに一致しない復号結果で遷移するブランチについてそれぞれ異なる値を持つペナルティを算出するペナルティ算出手順と、
    前記受信信号系列に含まれる各受信信号と前記復号器に対応する符号器が従う状態遷移系列における前記符号器出力との距離に相当する基本値に、前記ペナルティを、当該ブランチの尤度を低下させるように反映してブランチメトリックを算出し、算出したブランチメトリックを第２の誤り訂正復号処理からのフィードバック値として前記復号器に入力するペナルティ反映手順と
    を備えたことを特徴とする受信方法。
  7. 入力される受信信号系列に含まれる各シンボルに対応する信号点の座標の各成分を、２値の硬判定値に対応する座標値がそれぞれ正および負の絶対値が最大の値となるように所定のビット数で表す軟判定入力値の系列に変換する軟判定入力変換部と、
    前記軟判定入力変換部によって得られた軟判定入力値の系列について、畳み込み復号に対応する復号処理を行う復号器と、
    前記復号器によって得られる復号結果系列に対して誤り訂正処理を行って、前記受信信号系列に対応する復号データを含む復号データ系列を生成する訂正処理部と、
    前記受信信号系列についての第１の誤り訂正復号処理を前記復号器および前記訂正処理部に繰り返して行わせる繰り返し制御部とを備え、
    前記復号器は、前記復号器に入力される各軟判定入力値と前記復号器に対応する符号器が従う状態遷移系列における前記符号器出力との相関値に基づいて、当該ブランチの尤度の高さを値の大きさで示すブランチメトリックを算出し、算出したブランチメトリックを前記復号器における最尤推定処理に供するメトリック算出部を備え、
    前記メトリック算出部は、
    前記復号器および前記訂正処理部により誤り訂正復号処理が繰り返して行われる際に、前記第１の誤り訂正復号処理よりも前に処理された第２の誤り訂正復号処理の過程において前記訂正処理部から得られた誤り訂正処理についての成否情報と復号データとに基づいて、前記復号器に入力される各軟判定入力値に対応して前記成否情報を反映した重みを求める重み算出部と、
    前記重み算出部によって算出された重みを、対応する軟判定入力値について求めたブランチメトリックに加算する重み付加部とを備える
    ことを特徴とする受信装置。
  8. 請求項７に記載の受信装置において、
    前記メトリック算出部は、前記復号器に入力される各信号点の座標に対応する軟判定入力値で示されるベクトルと、前記状態遷移系列における前記符号器出力に対応する軟判定値で示されるベクトルとの内積として、前記軟判定入力値と前記状態遷移系列における前記符号器出力との相関値を求める内積算出部とを備え、
    前記重み算出部は、前記訂正処理部によって生成された復号データ系列に含まれる各復号データを対応する軟判定値と、誤り訂正が成功したか否かをそれぞれ数値１と数値０とで表す成否情報と、所定のゲインパラメータとの積として前記重みを算出する構成であり、
    前記重み付加部は、前記状態遷移系列における符号器入力を前記軟判定入力変換部で変換することで得られる軟判定値と前記重み算出部で得られた重みとの積を、前記内積算出部で算出された相関値に基づいて算出したブランチメトリックに加算することによって前記重みを反映する構成である
    ことを特徴とする受信装置。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5796510B2 (ja) 2012-02-16 2015-10-21 富士通株式会社 電子装置、受信装置及び誤り訂正方法
US20140089763A1 (en) * 2012-09-26 2014-03-27 Asolid Technology Co., Ltd. Flash memory and accessing method thereof
US8976910B1 (en) * 2013-05-07 2015-03-10 Ixia Methods, systems, and computer readable media for smart decoding of downlink signals in the presence of interference caused by reference signals of different generation air interface equipment
WO2016063728A1 (ja) * 2014-10-21 2016-04-28 ソニー株式会社 受信装置、および、受信装置の受信方法、並びにプログラム
JP7007115B2 (ja) * 2017-06-01 2022-01-24 Ｎｅｃプラットフォームズ株式会社 ビタビ復号装置、及び、ビタビ復号方法
CN109347771B (zh) * 2018-08-30 2020-11-24 西安电子科技大学 基于软判决译码的非正交多址接入串行干扰消除方法

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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5014276A (en) * 1989-02-06 1991-05-07 Scientific Atlanta, Inc. Convolutional encoder and sequential decoder with parallel architecture and block coding properties
JP2755045B2 (ja) * 1992-05-26 1998-05-20 日本電気株式会社 ビタビ復号器
JPH05335972A (ja) * 1992-05-27 1993-12-17 Nec Corp ビタビ復号器
US5539757A (en) * 1993-12-22 1996-07-23 At&T Corp. Error correction systems with modified Viterbi decoding
US5875199A (en) * 1996-08-22 1999-02-23 Lsi Logic Corporation Video device with reed-solomon erasure decoder and method thereof
US7430257B1 (en) * 1998-02-12 2008-09-30 Lot 41 Acquisition Foundation, Llc Multicarrier sub-layer for direct sequence channel and multiple-access coding
JP4599625B2 (ja) * 2008-02-20 2010-12-15 株式会社シンセシス 誤り訂正復号器
US8065596B2 (en) * 2008-03-14 2011-11-22 Newport Media, Inc. Iterative decoding for layer coded OFDM communication systems

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