JP5430938B2 - 無線通信システムにおける逆方向リンク・ローディングを推定するための方法及び装置 - Google Patents

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本特許出願は、２００５年１０月２７日に出願された、“無線通信システムにおける逆方向リンク・ローディングを推定するための方法及び装置”と題する、米国特許仮出願番号第６０／７３１，１３２号、及び、２００５年１０月２７日に出願された、“モバイル・ブロードバンド無線アクセス・システム及び方法”と題する、米国特許仮出願番号第６０／７３１，０１３号に優先権を主張し、それらは参照として本出願に組み込まれている。

本発明の諸態様は、無線通信に係わる。より詳しくは、本発明の諸態様は、無線通信システムにおける逆方向リンク・ローディングを推定することに関する。

もし最小限許容可能な信号品質が指定されるならば、１つの基地局を介して通信できる同時利用者の数の上限は、計算されることが出来る。通常この上限は、システムのポール・キャパシティ（pole capacity）と呼ばれる。利用者の実際数のポール・キャパシティに対する比は、システムのローディングと定義される。実利用者の数がポール・キャパシティに近づくに従いローディングは、１に近づく。１に近いローディングは、システムの潜在的に不安定なふるまいを意味する。不安定なふるまいは、音声品質、高誤り率、ハンドオフの失敗、及び通話の切断の観点から性能の劣化を招くことがあり得る。更に、ローディングが１に近づくに従い、基地局の交信範囲の大きさが縮小し、従って、無負荷時の交信範囲の外縁部上の利用者は、最早許容可能な信号品質で基地局と通信するのに十分な強度を送信することが出来ない。

これ等の理由のために、ローディングがポール・キャパシティのある指定された割合を超えないように、システムに接続する利用者数を制限することは有利である。システムのローディングを制限するための１つの方法は、一旦該システムのローディングがある事前に決定された水準に到達してしまうと、該システムへの接続を拒否することである。例えば、もしローディングがポール・キャパシティの７０％を超えて上昇すると、更なる接続発生に対する要求を拒否すること、及び、現状の接続のハンドオフを受け入れることを抑制すること、は、有利である。

逆方向リンク上のローディングをある指定された水準に制限するためには、逆方向リンク・ローディングを測定することが必要である。基地局の逆方向リンク・ローディングは、単に該基地局の交信範囲内部で動作する遠隔ユニット数の関数であるに留まらない。逆方向リンク・ローディングは、他の信号源からの干渉の関数でもある。基地局のフロントエンド雑音自体重要な干渉源である。更に、近隣基地局の交信範囲内における同一周波数で動作する他の遠隔ユニットが重要な干渉の一因となる可能性がある。

逆方向リンク・ローディングが測定されることが出来る１つの方法は、交信範囲内の全てのアクティブな接続の測定された信号対干渉動作点を平均化することによるものである。この手法は、いくつかの欠点を有する。アクティブな接続の信号対干渉動作統計値は、システムの動作性能の指標を与える。しかしながら、該統計値は、他の基地局の交信範囲に置かれる遠隔ユニットからの干渉量に関しては何等情報を提供しない。更に、遠隔ユニットが２以上の基地局の間でソフト・ハンドオフする場合、逆方向リンク信号が任意の１つの基地局で受信される実際の信号対雑音比は、システムによって決定された信号対干渉比設定値をかなり下回り、従って、誤って極端に高いローディング水準を示す可能性が高い。これ等の理由のため、基地局内の全てのアクティブな接続の平均信号対干渉動作点を測定することは、逆方向リンク・ローディングの精確な尺度を与えない。

逆方向リンク・ローディングを決定する第２のそして簡単な手段は、該基地局内のアクティブな利用者の数を単に数えることである。しかしながら、他の信号源からの干渉の水準がはなはだしくローディングに影響するため、利用者の数は、逆方向リンク・ローディングの必ずしも良い指標ではないことは明白である。更に、ソフト・ハンドオフの影響は、アクティブな利用者の数と基地局における実際のローディングとの間の相関を低下させる。

逆方向リンク・ローディングを推定する第３の手段は、順方向リンク・ローディングの推定値に基づいて逆方向リンク・ローディングを導出することを試みることである。しかしながら、代表的なシステムでは、順方向リンクと逆方向リンクは、同一周波数では動作しない。従って、隣接基地局の交信範囲からの干渉は、順方向リンクと逆方向リンクとでは異なる。更に、フェージングの影響は、順方向リンクと逆方向リンクとの間では独立である。その上、ローディングは、個々の利用者のデータ・レートの関数である。従って、順方向リンクの動作性能は、逆方向リンクの動作性能と完全には相関付けられない。

もし逆方向リンク・ローディングを推定するこれ等の不精確な方法の１つが使用されると、システムは、接続阻止が必要であるかどうかを精確に決定することが出来ない。もし通話が不必要に阻止されるならば、システムの容量は、不必要に低下させられる。他方、もしローディングがポール・キャパシティに接近することが容認されるならば、かなりの数のアクティブ接続を切断する可能性が増大する。この理由のために、逆方向リンク・ローディングの精確な推定値を有することが重要である。

Ａｎｄｒｅｗ Ｊ．Ｖｉｔｅｒｂｉ博士は、“ＣＤＭＡ：スペクトル拡散通信の原理（CDMA:Principles of Spread Spectrum Communication）”（Ａｄｄｉｓｏｎ−Ｗｅｓｌｅｙ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，１９９５）と題する彼の著書において、逆方向リンク・ローディングを基地局の受信機で感知される全受信強度の関数と定義する。逆方向リンク・ローディングＸは、次式により基地局によって受信される全強度に直接関係づけられる：
Ｐ_ａ／Ｐ_ｎ＝１／（１−Ｘ） （１）
ここに：Ｐ_ａは基地局において受信される実際の強度であり、
Ｐ_ｎは外部負荷がない場合に受信される強度（例えば、基地局の熱雑音フロア起因の強度）であり、そして
Ｘは実際の負荷のポール・キャパシティに対する比で表した逆方向リンク・ローディングである。

或いは、同等であるが、Ｘにより表わされると、式（１）は次式の表現を取る：
Ｘ＝（Ｐ_ａ−Ｐ_ｎ）／Ｐ_ａ （２）
例えば、この式は、５０％のローディング（Ｘ＝０．５）の場合、基地局で受信される全強度は、無負荷で受信される強度の２倍であることを述べている。

式（１）で示される関係が与えられると、基地局の現在のローディングＸが既知の無負荷出力水準と基地局で受信される全強度の実測定値に基づいて決定されることが出来る。実際の強度測定は、出力制御動作が遠隔ユニットの送信出力を変化させる時定数から見て、適切な時定数を用いてフィルタ処理されるべきであることに注意する。更に、もし逆方向リンクが、遠隔ユニットからのゲート制御された送信をもたらす、可変データ・レートで動作するならば、実際の強度測定は、瞬間的強度測定に及ぼすゲート制御された送信の影響を平均化するためにフィルタ処理されるはずである。

代表的なシステムでは、相対強度測定値（Ｐ_ａ／Ｐ_ｎ）のダイナミック・レンジは大きくない。例えば、ローディングＸがポール・キャパシティの０から９０％まで増大するに従い、（Ｐ_ａ／Ｐ_ｎ）の比は、０から１０デシベル（ｄＢ）まで増大する。一般的には、基地局ローディングＸは、ポール・キャパシティの約６０〜７５％に制限される。Ｘが０．６から０．７５まで増大するに従い、（Ｐ_ａ／Ｐ_ｎ）の比は、約４ｄＢから約６ｄＢまで増大する。従って、逆方向リンクのローディングを精確に制限するためには、（Ｐ_ａ／Ｐ_ｎ）の比は、ローディングの過大又は過小評価を避けるために、誤差１ｄＢ未満で測定されるべきである。

この手法は、簡単であるように見えるけれども、実際には、相対強度測定の要求された精度を常時達成することは困難である。例えば、動作環境において基地局の雑音フロア（例えば、Ｐｎ）を精確に測定することは困難である。更に、雑音フロアの精確な測定が例えある時に行われることが出来たとしても、雑音フロアは、利得と温度、経時変化及びその他の現象による雑音指数変動に敏感であり、従って、雑音フロア強度は、時間の関数として変化する。正確な測定の手段がなければ、式２に基づくどのような認可制御方式も遮断が不必要な時に接続を遮断する或いは潜在的に不安定なシステム動作をもたらす接続を許可する可能性がある。

無負荷強度測定に加えて、基地局で受信される実強度も又測定されなければならない。電力計又は自動利得制御回路を使用する絶対出力水準の測定は、数ｄＢ以内の精度では極端に難しい。絶対強度測定においてこの種の精度を達成するためには、測定装置の費用と寸法が法外なものになる。

セル・ローディングを決定するための別の改良された方法では、システムは、サイレンス期間を導入する。サイレンス期間の間に、遠隔試験ユニットは、逆方向リンク信号を発生する。基地局は、該逆方向リンク信号を復調して該遠隔ユニットに対する一連の閉ループ出力制御命令を発生する。該遠隔ユニットは、逆方向リンク信号を送信する出力水準を調節することによって該出力制御命令に応答する。システムの動作点が新しい動作状態に応じて変化すると、命令の諸系列は、累積されて該サイレンス期間に対応する送信利得調節値、ＴＧＡ（０）、を決定する。一旦正常なシステム動作が回復されると、基地局は、該遠隔試験ユニットからの逆方向リンク信号を復調して該遠隔ユニットに対する一連の出力制御命令を生成する。システムの動作点が正常な動作状態に応じてもう一度変化すると、出力制御命令の諸系列は、累積されて現在のシステム・ローディングに対する送信利得調節値、ＴＧＡ（ｔ）、を決定する。ＴＧＡ（０）及びＴＧＡ（ｔ）を使用して、システム・ローディングが決定される。セル・ローディングを決定するためのこの方法は、本出願の譲受人に譲渡され、そして、参照として本出願に組み込まれた、“ローディング推定のための方法及び装置”と題する同時係属中の米国特許出願番号第０９／２０４，６１６号、に詳細に記載されている。

符号分割多元接続（code division multiple access）（ＣＤＭＡ）変調技術の使用は、非常に多数のシステム利用者が存在する通信を容易にするための幾つかの技術の１つである。他の多元接続通信システム技術は、例えば時分割多元接続（time division multiple access）（ＴＤＭＡ）及び周波数分割多元接続（frequency division multiple access）（ＦＤＭＡ）が当業界で公知である。多元接続通信システムにおけるＣＤＭＡ技術の使用は、本出願の譲受人に譲渡された、“衛星又は地上リピータを使用する拡散スペクトル多元接続通信システム”と題する米国特許番号第４，９０１，３０７号で開示されており、該特許の開示は、参照として本出願に組み込まれている。多元接続通信システムにおけるＣＤＭＡ技術の使用は、本出願の譲受人に譲渡された、“ＣＤＭＡセルラ電話システムにおける信号波形を生成するためのシステム及び方法”と題する米国特許番号第５，１０３，４５９号で更に開示されており、該特許の開示は、参照として本出願に組み込まれている。

デジタル情報を高速で伝送することが出来る無線通信システムに対する増大する要求がある。高速デジタル・データを遠隔局から中央基地局に送るための１つの方法は、遠隔局がＣＤＭＡの拡散スペクトル技術を使用してデータを送ることが出来るようにすることである。提案される１つの方法は、遠隔局がその情報を直交チャネルの小集合を使用して伝送できるようにすることであって、この方法は、２００２年５月２８日に発行され、本出願の譲受人に譲渡されそして参照として本出願に組み込まれた、“高データ・レートＣＤＭＡ無線通信システム”と題する、米国特許番号第６，３９６，８０４号において詳細に記載されている。
米国特許出願番号第０９／２０４，６１６号 米国特許第４，９０１，３０７号 米国特許第５，１０３，４５９号 米国特許第６，３９６，８０４号 米国特許第５，５４８，８１２号 米国特許出願番号第１０／８９７，４６３号 Andrew J.Viterbi;"CDMA: Principles of Spread Spectrum Communication"Addison-Wesley Wireless Communications,1995

概要

無線通信システムにおける逆方向リンク・ローディングを計算する方法が説明される。本方法は、アクセス・ポイントにより取り扱われていない少なくとも１つのアクセス端末からの干渉を推定すること、受信機雑音を測定すること、及び該干渉を該受信機雑音と比較することを含む。本方法は、該干渉を推定することは、ヌル時間及び周波数インターバルにおける受信強度を測定することを含む、ということにおいて更に特徴づけられることが出来る。更に、該測定することは、ヌル時間及び周波数インターバル外の第１受信強度を測定することを含むことが出来る。該ヌル時間及び周波数インターバルは、ガード帯域であることが出来る。

該干渉を推定することは、ヌル時間及び周波数インターバルにおける第２受信強度を測定することを含むことが出来る。該方法は、伝送出力を制御するために使用されることが出来る。その場合、該伝送出力は、該比較することに応じて増大させられる。該方法は、認可要求に応答するために使用されることも出来る。その場合、該認可要求は、該比較することに応じて拒否される。別の場合には、データ・レートは、該比較することに応じて低下させられる。該無線通信システムは、直交周波数分割多元接続（orthogonal frequency division multiple access）（ＯＦＤＭＡ）無線通信システムであることが出来、そして該ヌル時間及び周波数インターバルは、ＯＦＤＭＡ無線通信システムのトーンであることが出来る。

該比較することは、該干渉を該受信機雑音で割算することを含む。アクセス・ポイントにより取り扱われていない少なくとも１つのアクセス端末からの干渉を推定することは、第１パイロット信号を検出すること、第２パイロット信号を検出すること、及び第１パイロット信号を第２パイロット信号から減算すること、を含むことが出来る。

無線通信デバイスが説明される。該デバイスは、該無線通信デバイスより取り扱われていない少なくとも１つのアクセス端末からの干渉を推定するように、受信機雑音を測定するように、及び該干渉を該受信機雑音と比較するように、構成されたプロセッサ、及び該プロセッサに接続されそして無線通信信号を複数の無線通信アクセス端末に送信するように構成された送信機、を含む。該プロセッサは、ヌル時間及び周波数インターバルにおける受信強度を測定するように構成され及びヌル時間及び周波数インターバル外の第１受信強度を測定するように構成されることが出来る。該ヌル時間及び周波数インターバルは、ガード帯域であることが出来る。

該プロセッサは、又、ヌル時間及び周波数インターバルにおける第２受信強度を測定するように構成され及び該比較することに応じて該伝送出力を増大させるように構成されることが出来る。該プロセッサは、該比較することに応じて該認可要求を拒否するように構成され、又は該比較することに応じて該データ・レートを低下させるように構成されることが出来る。該無線通信デバイスは、直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）無線通信デバイスであることが出来、そして該ヌル時間及び周波数インターバルは、ＯＦＤＭＡ無線通信システムのトーンであることが出来る。該プロセッサは、該干渉を該受信機雑音で割算するように構成されることが出来る。

複数の命令を既に記憶した機械可読媒体であって、該命令は、実行されるときに、機械にアクセス・ポイントにより取り扱われていない少なくとも１つのアクセス端末からの干渉を推定させる、受信機雑音を測定させる、及び該雑音を該受信機雑音と比較させる。該命令は、又上記に記載される方法に関して上記に記載される任意の関数を含むことが出来る。

無線直交周波数分割多元接続通信システムにおいて逆方向リンク・ローディングの計算を支援するための方法も同様に説明される。該方法は、ヌル時間及び周波数インターバルを特定すること、及び該ヌル時間及び周波数インターバルの期間無線伝送をヌリング（nulling）することを含む。該ヌリングすることは、高速フーリエ変換フィルタのあるトーンをヌル・アウト（null out）することを含むことが出来る。

移動無線通信デバイスも又説明されて、該デバイスは、ヌル時間及び周波数インターバルを特定するように構成され、該ヌル時間及び周波数インターバルの期間無線伝送をヌリングするように構成されるプロセッサ、及び該プロセッサに接続される送信機、を含み、該送信機は、該無線伝送を送信するように構成される。

詳細な説明

本発明の諸態様は、図面を使用して下記に記載される詳細な説明から更に明らかになる。図面では、一貫して対応するものは同じ参照符号で識別する。

無線通信システムにおける逆方向リンク・ローディングを推定するための方法及び装置が説明される。逆方向リンク干渉が測定されそして逆方向リンク受信機雑音が測定される。逆方向リンク干渉は、例えば、干渉強度を受信機雑音強度で割算することによって、逆方向リンク受信機雑音と比較される。直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）システムにおける逆方向リンク受信機雑音は、該セル及び隣接セル内のアクセス端末からの伝送をヌル時間及び周波数インターバルの期間ヌリングすることによって、測定されることが出来る。該ヌル時間及び周波数インターバルにおいて測定される強度は、受信機雑音強度である。逆方向リンク干渉は、幾つかの手段によって測定されることが出来る。例えば、局所ヌル時間及び周波数インターバルが指定されることが出来る。該セル又はセクタ内の諸アクセス端末は、該局所時間及び周波数インターバルの期間自身の伝送をヌリングする。該セルの外部の諸アクセス端末は、該局所時間及び周波数インターバルの期間送信を継続する。該局所時間及び周波数インターバルにおいて測定される強度は、干渉強度である。別の例として、干渉強度は、時間的又は周波数的に互いに隣接するパイロット・シンボルの諸対を減算することによって測定されることが出来る。

図１は、無線電話システムの非常に単純化された説明図を提供する。基地局（base station）（ＢＳ）１０は、ＲＦインターフェースを介して複数の遠隔局（remote station）（ＲＳ）１２ａ−１２ｃと通信する。基地局１０から遠隔局１２へ送信される信号は、本明細書では順方向リンク信号１４と呼ばれる。遠隔局１２から基地局１０へ送信される信号は、本明細書では逆方向リンク信号１６と呼ばれる。

図２は、本発明の逆方向リンク容量限度を推定する基本的なステップを説明する流れの略図を示す。該略図は、理解を助けるために順番に描かれているけれども、実際の実現に際してはあるステップは、並列に実行されることが出来ることを、当業者は理解することが出来る。ブロック２０では、無負荷セルＮ_０の雑音フロア相当値が計算される。本発明では、それぞれの遠隔局１２は、逆方向リンク信号１６を送信する。該信号は、ノッチ・フィルタにより処理される結果該ノッチ内の周波数帯域では該遠隔局によって送信されるエネルギーは、無視できる。従って、そのエネルギー帯域のどんなエネルギーも該基地局の雑音フロアによるものである。

ブロック２２では帯域内エネルギー（in-band energy）（ＩＯ）が計算される。好ましい実施形態では、帯域内エネルギーは、帯域内デジタル・サンプルの２乗和を計算することによって測定される。この測定は、基地局内受信機の自動利得制御素子のスケーリング演算を検査することによって実行されることも出来る。しかしながら、基地局が受信信号に雑音を注入するセル・ウィルティング（wilting）状態では、帯域内のエネルギー測定は、帯域内エネルギーの指標として自動利得制御スケーリングを利用するのに先立ち、注入された雑音の影響を除去する方式で実行されなければならない。セル・ウィルティングは、自身のローディング閾値を超えているセルが、基地局を自身の交信範囲内の遠隔局から更に遠方に離れているように見せかけるようにする自身の動作を変更する動作である。セル・ウィルティングは、周知であって、本出願の譲受人に譲渡されそして参照として本出願に組み込まれた、“セルラ通信システムにおいて順方向リンク・ハンドオフ境界を逆方向リンク・ハンドオフ境界に均衡させるための方法及び装置”と題する米国特許第５，５４８，８１２号において詳細に記載されている。

ブロック２４では、バンド内エネルギーの雑音フロアに対する比、ＩＯ／Ｎ０、が閾値Ｔと比較される。本発明では、移動局が送信状態での雑音エネルギーの、どの移動局も送信状態ではない基地局における雑音エネルギーに対する比がローディング状態を決定するために使用される。

もし該比が閾値よりも大きければ、逆方向リンク・ローディング容量制限がブロック２６で宣言される。適切な対応策がブロック２８で取られる。第１の例示的な実施形態では、該セルのローディング宣言に応じて、基地局１０は、該基地局が既に逆方向リンク・ローディング限度に達していることを示す信号を、順方向リンク信号１４上に送信する。この信号に応答して、基地局１０の交信範囲内の遠隔局は、逆方向リンク信号１６の送信を調節する。該調節は、データ・レートの低減の形の調節又は信号の伝送エネルギーの調節又は双方であることが出来る。それに代わり、基地局１０の交信範囲内の遠隔局１２は、逆方向リンク容量限度が達せられたことを示す信号を受信する場合、逆方向リンク信号１６の送信を抑制することが出来る。

基地局１０が逆方向リンク容量限度に達したという決定に応じて取られることの出来る更なる対応策は、該基地局がウィルティング操作を実行することであって、該操作は、基地局がその交信範囲内の移動局から実際よりも更に遠方に離れているように見せかける。このウィルティング操作は、前述した米国特許第５，５４８，８１２号で詳細に説明されているように、順方向リンク伝送１４のエネルギー削減及び逆方向リンク受信機経路への雑音注入、を引き起こす。

もし該比が該閾値より低ければ、逆方向リンク・ローディング容量超過がブロック３０で宣言される。この状態において、基地局は、更に多くの移動局にサービスを提供することが出来る。適切な対応策がブロック３２で取られる。第１の例示的な実施形態では、該セルが余分の容量を有するとの判断に応じて、基地局１０は、該基地局が更なる逆方向リンク容量を有することを示す信号を、順方向リンク信号１４上に送信する。この信号に応じて、基地局１０の交信範囲内の遠隔局は、逆方向リンク信号１６の送信を調節する。調節は、データ・レートの増大の形の調節又は信号の伝送エネルギー増加の調節又は双方であることが出来る。

基地局１０が逆方向リンク容量限度に達したという決定に応じて取られることの出来る更なる対応策は、該セルがセル・ブラサミング（blossoming）操作を行うことである。該ブラサミング操作は、ウィルティング操作モードからのセルの転出である。

図３は、遠隔局１２の部分ブロック図である。送信されるべき信号４０の同相成分（Ｉ´）及び直交成分（Ｑ´）が複素擬似雑音（pseudonoise）（ＰＮ）拡散器４２に供給される。複素擬似雑音拡散器４２への信号の供給に先立ち、順方向誤り訂正符号化、インターリービング、及び速度整合を含む信号４０の処理が実行されることは、当業者により理解される。例示的な実施形態では、パイロット・シンボルや出力制御ビットのようなオーバーヘッド情報は、複素擬似雑音（ＰＮ）拡散器４２のＩ´入力に供給され、他方、トラヒック・チャネル・データは、複素擬似雑音（ＰＮ）拡散器４２のＱ´入力に供給される。

例示的な実施形態では、複素ＰＮ拡散器４２は、２つの別個のＰＮ系列ＰＮＩ及びＰＮＱに従って信号を拡散する。複素ＰＮ拡散は、周知であって、２００２年５月２８日に発行された“高データ・レートＣＤＭＡ無線通信システム”と題する米国特許第６，３９６，８０４号に記載されている。該特許は、本出願の譲受人に譲渡されそして参照として本出願に組み込まれている。複素ＰＮ拡散信号の同相成分（Ｉ）及び直交成分（Ｑ）は、対応するノッチ・フィルタ（notch filter）（ＮＦ）４４ａ及び４４ｂに供給される。上述で説明されたように、ノッチ・フィルタは、逆方向リンク信号１６の伝送のために使用される該スペクトルの一部分に遠隔局がエネルギーを送信しないように、配備される。これ等のノッチ内のエネルギーは、基地局１０の無負荷エネルギーの推定値を提供する。図４ａは、ノッチ・フィルタ４４ａ及び４４ｂに対する例示的な周波数応答を図説する。ある好ましい実施形態では、該ノッチの位置は、ベースバンド中の±ＲＣ／４に設定され、これはｆＣ±ＲＣ／４にアップコンバートされる。ここに、ｆＣは、搬送波周波数であり、そしてＲＣは、チップ・レートである。ノッチに対する特別な位置設定が好ましく、その理由は、それが最小の計算上の複雑さで実現されることが出来るからである。ノッチの位置設定は、本発明の実施形態の範囲から逸脱することなく、任意に選択されることが出来ることは、当業者によって理解される。

制御器４６は、ノッチ・フィルタ４４ａ及び４４ｂの周波数応答特性を制御する。第１の実施形態では、制御器４６は、ノッチ・フィルタ４４ａ及び４４ｂの周波数応答に何らの変動も与えない。該第１の実施形態は、単純さの利便性を有するけれども、該帯域全体に亘るエネルギーは、一様であるとは云えずそしてそのようなものとして無負荷帯域内エネルギーの劣質な推定値しか与えることが出来ない、という欠点に悩まされる。第２の実施形態では、制御器４６は、逆方向リンク信号１６の伝送帯域全体に亘りノッチの設定位置を掃引する。第３の実施形態では、制御器４６は、フィルタ４４ａ及び４４ｂのノッチの設定位置をホッピングさせる。順に挙げられた可能な手段は、決して包括的ではなく、基地局１０への伝送帯域全体に亘る帯域内無負荷雑音エネルギーのサンプルを提供する諸方法のうちの単なる数例を提供するに過ぎない、ということを当業者は理解する。

ノッチ・フィルタ処理されたＩ成分とＱ成分は、次にパルス成形フィルタ（ＦＩＲ）４８ａと４８ｂに供給される。パルス成形フィルタ４８ａと４８ｂは、帯域外放射を低減するために与えられる。好ましい実施形態では、ＦＩＲフィルタ４８ａと４８ｂでのフィルタ処理に先立ち、ノッチ・フィルタ処理操作がベースバンドで実行される。パルス成形に先立ってノッチ・フィルタ処理する理由は、逆方向リンク信号１６の帯域外放射を指定された限度まで低減させるために、現在のシステムではパルス成形フィルタは、ベースバンドのチップ・レートより高速のサンプリング速度を要求する、ということである。ノッチ・フィルタ４４ａと４４ｂは、パルス成形フィルタ４８ａと４８ｂに引き続いて与えられることが出来る、及び、送信機５０におけるアップコンバージョンに引き続いて無線周波数で実行されることすらできる、ことは当業者によって理解される。図４Ｃは、周波数ｆＣ±ＲＣ／４にノッチを持つパルス成形フィルタ４８ａと４８ｂにより出力される信号の周波数特性を表す。

送信機５０は、選択された変調フォーマットに従って信号をアップコンバートし、増幅し、そしてフィルタ処理する、そして、逆方向リンク１６を介する伝送のために該処理された信号をアンテナ５２に供給する。例示的な実施形態では、送信機５０は、４相位相偏移変調（quaternary phase shift keyed modulation）（ＱＰＳＫ）に従って伝送のための信号をアップコンバートする。本発明は、ＢＰＳＫやＱＡＭ変調のような、他の変調方式にも等しく適用可能である。図４Ｄは、本発明の例示的な一実施形態であって、そこでは２つの異なる集合の利用者は、逆方向リンク信号の伝送のために利用されるスペクトルの２つの異なる部分にノッチを入れる。このような実施形態では、フィルタ６６ａと６６ｂの帯域幅ＢＢａｎｄｐａｓｓは、該利用者達のノッチＢＮｏｔｃｈ１とノッチＢＮｏｔｃｈ２の帯域幅を含むのに十分なだけ広くなければならない。図４Ｄは、説明目的のみのために２つの異なる集合の利用者を使用し、そして本発明の精神から逸脱することなく異なる数の利用者に拡張されることが出来る、ということを当業者は理解することが出来る。同様に、時間に対して線形の周波数掃引は、本発明の範囲をこの特別な実施形態に制限するためには意図されない。

図５は、基地局１０の部分ブロック図である。逆方向リンク信号１６は、アンテナ６０により受信されて、受信機（receiver）（ＲＣＶＲ）６２に供給される。受信機６２は、該受信信号をダウンコンバートし、増幅し、そしてフィルタ処理する。例示的な実施形態では、復調フォーマットは、４相位相偏移変調であるが、しかし本発明は、他の復調フォーマットに等しく適用可能である。次に受信信号のＩ成分とＱ成分は、復調ブロック６４、バンドパス・フィルタ（band-pass filter）（ＢＰＦ）６６ａと６６ｂ、及びエネルギー計算器７６、に供給される。

復調器６４は、適用可能なプロトコルに従ってその情報値に対するＩ成分とＱ成分を処理する。

バンドパス・フィルタ６６ａと６６ｂの諸特性は、制御器６８により制御される。制御器６８の制御信号は、制御器４６の制御信号を反映する。従って、ノッチ・フィルタ４４ａと４４ｂの諸特性は、バンドパス・フィルタ６６ａと６６ｂの諸特性と揃えられている。このようにして、バンドパス・フィルタ６６ａと６６ｂの出力は、ノッチ・フィルタ４４ａと４４ｂによってフィルタ除去される逆方向リンク信号１６の部分である。バンドパス・フィルタ６６ａと６６ｂの周波数応答は、図４Ｃに示される。バンドパス・フィルタの目的は、フィルタ４４によってノッチを入れられた逆方向リンクスペクトルの部分をエネルギー計算器７０に向けることである、ことが理解されることが出来る。

バンドパス・フィルタ６６ａと６６ｂの出力は、エネルギー計算器７０に供給される。例示的な実施形態では、バンドパス・フィルタ６６ａと６６ｂによりフィルタ処理されたデジタル・サンプルは、平方され次いで合計されて、遠隔局１２からの逆方向リンク伝送のうちノッチを入れられた周波数帯域部分における雑音エネルギーの推定値を供給する。

該平方値の和は、フィルタ７２に供給される。例示的な実施形態では、フィルタ７２は、例えば有限インパルス応答フィルタを使用するような、種々の方法で実現されることが出来る移動平均フィルタである。フィルタ７２の出力は、遠隔局１２からの逆方向リンク伝送からノッチを入れられて除外された周波数における雑音エネルギーの推定値として、制御プロセッサ７４に供給される。

帯域内エネルギーの計算に際して、受信機６２からのデジタル化されたサンプルは、エネルギー計算器７６に供給される。エネルギー計算器７６は、該デジタル化されたサンプルの平方を合計してそれらの値をフィルタ７８に供給することによって、総帯域内エネルギー（ＩＯ）を推定する。フィルタ７２に関して説明されたように、例示的な実施形態では、フィルタ７８は、移動平均フィルタである。フィルタ処理されたエネルギー・サンプルは、総帯域内エネルギーＩＯの推定値として制御プロセッサ７４に供給される。

制御プロセッサ７４は、ＮＦとＢＰＦの帯域幅に関する情報とチップ・レートを更に供給される。逆方向リンク伝送１６の帯域幅とフィルタ４４ａと４４ｂのノッチ部の帯域幅に基づいて、制御プロセッサ７４は、次に逆方向リンク・ローディング（reverse link loading）（ＲＬＬ）の推定値を次の一般式に従って計算する：

ここに、Ｉ_Ｏはフィルタ７８の出力に従って決定される推定総帯域内エネルギーであり、Ｉ_{ｎｏｔｃｈ}は逆方向リンク信号１６のノッチ部分における推定エネルギーであり、Ｂ_{Ｔｏｔａｌ}は逆方向リンク信号１６の全帯域幅であり、Ｂ_{Ｎｏｔｃｈ}はフィルタ４４ａと４４ｂにより供給されるノッチの帯域幅であり、そしてＢ_{Ｂａｎｄｐａｓｓ}はフィルタ６６ａと６６ｂの帯域幅である。数式（３）の分母における因子２は、逆方向リンク信号スペクトル中に２つのノッチがあると云う事実、及び該ノッチが等しいバンド幅Ｂ_{Ｎｏｔｃｈ}を有する事実に基づく。

この数式は、異なる集合の利用者が逆方向リンク信号の伝送のために使用されるスペクトルの内の異なる部分にノッチを入れる場合の一実施形態において、利用される。このような実施形態では、フィルタ６６ａと６６ｂの帯域幅は、全ての利用者のノッチ部の帯域幅を含むのに十分なほど広くなければならない。異なる一実施形態では、そこではＢ_{Ｂａｎｄｐａｓｓ}がＢ_{Ｎｏｔｃｈ}に等しい、即ち全ての利用者が逆方向リンク信号の伝送のために使用するスペクトルの内の同一部分にノッチを入れる場合、該数式は次の形に約される：

本発明の諸態様が任意のノッチ数及び種々の幅のノッチに容易に拡張されることが出来ることを当業者は理解する。更に、ノッチを入れられた周波数部分のエネルギーと帯域内エネルギーとの間の比のスケーリングは、実行される必要がないことは当業者により理解される。むしろ、この比が比較される対象の閾値がスケーリングされることが出来て、これは制御プロセッサ７４により実行される演算の計算上の複雑さを簡略化する。

次に逆方向ローディングは、閾値（threshold）（Ｔ）と比較される。制御プロセッサ７４は、次に該比較結果に基づいて対応策をとる。

もし逆方向ローディングが閾値より大であるならば、逆方向リンク・ローディング容量制限が宣言される。本発明の１つの実施形態では、制御プロセッサ７４は、セルをウィルティングすることにより対応する。順方向リンク信号１４の送信出力を低減する制御命令が、順方向リンク伝送サブシステム７８に送られる。この信号に応じて、順方向リンク伝送サブシステム７８中の出力増幅器（示されない）は、送信の利得を低減する。更に、受信機の雑音フロアを増大させるための対応信号が受信機６２に送られる。この信号に応じて、受信された逆方向リンク信号中に雑音が注入される。その結果は、基地局が、それが実際あるよりも移動局から更に遠く離れたように見えることになり、これは該移動局に対して追加容量を有する隣接セルへのハンドオフへ誘導させる。

もし逆方向ローディングが閾値より小であるならば、逆方向ローディング容量超過が宣言される。本発明の１つの実施形態では、制御プロセッサ７４は、セルをブラサミングすることにより対応する。送信出力を増大させる制御命令が順方向リンク伝送サブシステム７８に送られ、そして受信機の雑音フロアを低減するための対応信号が受信機６２に送られる。

別の実施形態では、該比較の結果は、ＲＬビジー・ビット発生器（RL Busy Bit Generator）７６に送られる。該ＲＬビジー・ビット発生器は、もし逆方向ローディングが閾値より大であるならば、第１の値を持つＲＬビジー・ビットを生成し、そして、もし逆方向ローディングが閾値より小であるならば、第２の値を持つＲＬビジー・ビットを生成する。基地局１０は、そのような訳で適切な処置を取ることが出来る。１つの実施形態では、基地局１０は、もし逆方向リンク・ローディングが超えているならば、許容利用者数を減少させることが出来る、そして、もし逆方向リンク・ローディングが許容限度より下ならば、許容利用者数を増大させることが出来る。別の実施形態では、基地局１０は、もし逆方向リンク・ローディングが超えているならば、少なくとも１つの利用者に対する許容データ・レートを低減することが出来る、そして、もし逆方向リンク・ローディングが許容限度より下ならば、少なくとも１つの利用者に対する許容データ・レートを増大することが出来る。

図６は、複数の基地局１１０と複数の端末１２０とを有する無線通信システム１００を示す。基地局１１０は、基地局１０であることが出来る。端末１２０は、端末１２Ａ、１２Ｂ及び１２Ｃであることが出来る。基地局は、一般には端末と通信する固定局であって、アクセス・ポイント、ノードＢ、或いは何か他の用語で呼ばれることも出来る。各基地局１１０は、特別な地理的領域１０２に対して通信範囲を提供する。用語“セル”は、該用語が使用される文脈に従って基地局及び／又はその交信範囲を指すことが出来る。システム容量を向上させるために、基地局の交信範囲は、複数のより小さな領域、例えば３つのより小さな領域１０４ａ、１０４ｂ、及び１０４ｃ、に分割されることが出来る。それぞれのより小さな領域は、それぞれの基地トランシーバ・サブシステム（base transceiver subsystem）（ＢＴＳ）により取り扱われる。用語“セクタ”は、該用語が使用される文脈に従ってＢＴＳ及び／又はその交信範囲を指すことが出来る。セクタ化されたセルに対して、該セルに属する全セクタに対する複数のＢＴＳは、一般的には該セルに対する基地局内部に共に設置される。システム制御器１３０は、複数の基地局１１０に接続し、そしてこれ等の基地局に対する調整と制御を提供する。

端末は、固定又は可動であることが出来て、移動局、無線デバイス、利用者設備、或いは何か他の用語で呼ばれることも出来る。各端末は、任意の与えられた時間に０、１つ、又は複数の基地局と通信することが出来る。

本明細書で説明される干渉制御技術は、セクタ化されたセルを持つシステムにもセクタ化されないセルを持つシステムにも使用されることが出来る。下記の説明では、用語“セクタ”は、（１）セクタ化されたセルを持つシステムに対する従来のＢＴＳ及び／又はその交信範囲、及び（２）セクタ化されないセルを持つシステムに対する従来の基地局及び／又はその交信範囲、を指す。用語“端末”と“利用者”は、互換的に使用される、そして、用語“セクタ”と“基地局”も又互換的に使用される。取り扱い基地局／セクタは、ある端末が通信する基地局／セクタである。隣接の基地局／セクタは、該端末が通信しない基地局／セクタである。

干渉制御技術も又種々の多元接続通信システムに対して使用されることが出来る。例えば、これ等の技術は、符号分割多元接続（code division multiple access）（ＣＤＭＡ）システム、周波数分割多元接続（frequency division multiple access）（ＦＤＭＡ）システム、時分割多元接続（time division multiple access）（ＴＤＭＡ）システム、直交周波数分割多元接続（orthogonal frequency division multiple access）（ＯＦＤＭＡ）システム、インターリーブされた（interleaved）（ＩＦＤＭＡ）システム、局所化された（localized）ＦＤＭＡ（ＬＦＤＭＡ）システム、空間分割多元接続（space division multiple access）（ＳＤＭＡ）システム、準直交（quasi-orthogonal）多元接続システム、等々に対して使用されることが出来る。ＩＦＤＭＡは、分散型（distributed）ＦＤＭＡとも呼ばれる、そして、ＬＦＤＭＡは、狭帯域ＦＤＭＡ又は古典的（classical）ＦＤＭＡとも呼ばれる。ＯＦＤＭＡシステムは、直交周波数分割多重（orthogonal frequency division multiplexing）（ＯＦＤＭ）を利用する。ＯＦＤＭ、ＩＦＤＭＡ、及びＬＦＤＭＡは、全システム帯域を複数（Ｋ個）の直交周波数サブバンドに効率的に分割する。これ等のサブバンドは、トーン、副搬送波、ビン、等々とも呼ばれることが出来る。ＯＦＤＭは、Ｋ個のサブバンドの全体又は部分集合上の周波数領域に変調シンボルを送信する。ＩＦＤＭＡは、Ｋ個のサブバンドの全体に亘り一様に分散される複数のサブバンド上の時間領域で変調シンボルを送信する。ＬＦＤＭＡは、時間領域でそして一般的には隣接する複数のサブバンド上で変調シンボルを送信する。

図６で示されるように、それぞれのセクタは、該セクタ内の端末からの“所望の”伝送を受信すると同様に他のセクタ内の端末からの“干渉する”伝送ことが出来る。それぞれのセクタで観測される全干渉は、（１）同一セクタ内の複数の端末からのセクタ内干渉、及び、（２）他セクタ内の複数の端末からのセクタ間干渉、から構成される。他セクタ干渉（other sector interference）（ＯＳＩ）とも呼ばれる、セクタ間干渉は、各セクタ内の伝送が他セクタ内の伝送とは直交しない、ことから生じる。セクタ間干渉とセクタ内干渉は、通信性能に大きな影響を有し、そして下記に説明されるように軽減されることが可能である。

セクタ間干渉は、例えば利用者に基づく干渉制御及びネットワークに基づく干渉制御のような、種々の機構を利用して制御されることが出来る。利用者に基づく干渉制御に関しては、該複数の端末は、隣接セクタにより観測されるセクタ間干渉について報知され、それに応じて、該セクタ間干渉が許容水準内に保たれるように該複数の端末の送信出力を調節する。ネットワークに基づく干渉制御に関しては、それぞれのセクタは、隣接セクタにより観測されるセクタ間干渉について報知され、該セクタ間干渉が許容水準内に保たれるように該セクタ内の諸端末に対するデータ伝送を調整する。システムは、利用者に基づく干渉制御のみを利用することが出来るし、或いはネットワークに基づく干渉制御のみを利用することが出来るし、或いは双方を利用することが出来る。複数の干渉制御機構及びそれ等の組合せは、下記に説明されるように、種々の方法で実装されることが出来る。

図７は、端末１２０ｘ、取り扱い基地局１１０ｘ、及び隣接基地局１１０ｙの一実施形態のブロック図を示す。逆方向リンク上では、端末１２０ｘにおいて、ＴＸデータ・プロセッサ７１０は、逆方向リンク（ＲＬ）トラヒック・データと制御データを符号化し、インターリーブし、及びシンボル・マッピングして、データ・シンボルを供給する。変調器（Modulator）（Ｍｏｄ）７１２は、データ・シンボルとパイロット・シンボルを適切なサブバンドとシンボル周期上にマッピングし、もし適用可能であるならばＯＦＤＭ変調を実行し、そして、複素値チップのシーケンスを供給する。送信機ユニット（transmitter unit）（ＴＭＴＲ）７１４は、該チップのシーケンスを調整して（例えば、アナログに変換し、フィルタ処理し、そして周波数アップコンバートして）、アンテナ７１６を介して送信される、逆方向リンク信号を生成する。

取り扱い基地局１１０ｘでは、複数のアンテナ７５２ｘａ〜７５２ｘｔが端末１２０ｘと他の端末からの逆方向リンク信号を受信する。各アンテナ７５２ｘは、受信信号をそれぞれの受信機ユニット（receiver unit）（ＲＣＶＲ）７５４ｘに供給する。それぞれの受信機ユニット７５４ｘは、その受信信号を調整し（例えば、フィルタ処理し、増幅し、周波数ダウンコンバートし、そしてデジタル化し）、もし適用可能であるならばＯＦＤＭ復調を実行して、受信シンボルを供給する。ＲＸ空間プロセッサ７５８は、全ての受信機ユニットからの受信シンボル上で受信機空間処理を実行して、伝送されたデータ・シンボルの推定値である、データ・シンボル推定値を供給する。ＲＸデータ・プロセッサ７６０ｘは、該データ・シンボル推定値を逆マッピングし、デインターリーブし、復号する、そして、基地局１１０ｘにより現在サービスを受けている端末１２０ｘ及び他の端末に対する復号データを供給する。

順方向リンク伝送に対する処理は、逆方向リンクに対して上述で説明された処理と同様に実行されることが出来る。順方向リンクと逆方向リンク上の伝送に対する処理は、一般的にはシステムによって指定される。

干渉及び出力制御に関しては、取り扱い基地局１１０ｘにおいて、ＲＸ空間プロセッサ７５８ｘは、端末１２０ｘに対する受信ＳＮＲを推定し、基地局１１０ｘにより観測されるセクタ間干渉を推定し、そして、端末１２０ｘに対するＳＮＲ推定値と干渉推定値（例えば、測定された干渉Ｉ_{ｍｅａｓ，ｍ}）を制御器７７０ｘに供給する。制御器７７０ｘは、該端末に対するＳＮＲ推定値と目標ＳＮＲに基づいて、端末１２０ｘに対するＴＰＣ命令を生成する。制御器７７０ｘは、該干渉推定値に基づいてＯＴＡ ＯＳＩ報告及び／又はＩＳ ＯＳＩ報告を生成することが出来る。制御器７７０ｘは、通信（communication）（Ｃｏｍｍ）ユニット７７４ｘを介して隣接セクタからのＩＳ ＯＳＩ報告を受信することも出来る。該ＴＰＣ命令、基地局１１０ｘに対するＯＴＡ ＯＳＩ報告、及び恐らくは他のセクタに対するＯＴＡ ＯＳＩ報告、は、ＴＸデータ・プロセッサ７８２ｘ及びＴＸ空間プロセッサ７８４ｘにより処理され、送信機ユニット７５４ｘａ〜７５４ｘｔにより調整され、そして、アンテナ７５２ｘａ〜７５２ｘｔを介して送信される。基地局１１０ｘからのＩＳ ＯＳＩ報告は、通信ユニット７７４ｘを介して、例えばバックホール又は他の有線通信回線を介して、隣接セクタに送られることが出来る。

隣接基地局１１０ｙにおいて、ＲＸ空間プロセッサ７５８ｙは、基地局１１０ｙにより観測されるセクタ間干渉を推定して、干渉推定値を制御器７７０ｙに供給する。制御器７７０ｙは、該干渉推定値に基づいてＯＴＡ ＯＳＩ報告及び／又はＩＳ ＯＳＩ報告を生成することが出来る。該ＯＴＡ ＯＳＩ報告は、処理されてシステム内の諸端末に一斉送信される。該ＩＳ ＯＳＩ報告は、通信ユニット７７４ｙを介して隣接セクタに送られることが出来る。

端末１２０ｘでは、アンテナ７１６は、取り扱い基地局と隣接基地局から順方向リンク信号を受信して、受信信号を受信機ユニット７１４に供給する。該受信信号は、受信機ユニット７１４により調整及びデジタル化されて、復調器（demodulator）（Ｄｅｍｏｄ）７４２とＲＸデータ・プロセッサ７４４により更に処理される。プロセッサ７４４は、取り扱い基地局１１０ｘにより端末１２０ｘに送られるＴＰＣ命令、及び、隣接基地局により一斉送信されるＯＴＡ ＯＳＩ報告、を与える。復調器７４２内のチャネル推定器は、各基地局に対するチャネル利得を推定する。制御器７２０は、受信されたＴＰＣ命令を検出して、該ＴＰＣ決定に基づき基準出力制御水準を更新する。制御器７２０は、又、隣接基地局から受信されたＯＴＡ ＯＳＩ報告と取り扱い基地局と隣接基地局に対するチャネル利得に基づいて、トラヒック・チャネルに対する送信出力を調節する。制御器７２０は、端末１２０ｘに割り当てられるトラヒック・チャネルに対する送信出力を供給する。プロセッサ７１０及び／又は変調器７１２は、制御器７２０により供給される送信出力に基づいてデータ・シンボルをスケーリングする。

制御器７２０、７７０ｘ、及び７７０ｙは、それぞれ端末１２０ｘ及び基地局１１０ｘと１１０ｙにおける種々の処理ユニットの動作を命令する。これ等の制御器は、又干渉と出力制御に対する種々の機能を実行することも出来る。メモリ・ユニット７２２、７７２ｘ、及び７７２ｙは、それぞれ制御器７２０、７７０ｘ、及び７７０ｙに対するデータとプログラム・コードを記憶する。スケジューラ７８０ｘは、基地局１１０ｘとの通信のために諸端末をスケジューリングし、そして又、例えば隣接基地局からのＩＳ ＯＳＩ報告に基づいて、該スケジューリングされた諸端末にトラヒック・チャネルを割り当てる。

図８は、ＯＦＤＭＡシステムに対する時間−周波数平面２００上の周波数ホッピング（frequency hopping）（ＦＨ）を図説する。周波数ホッピングに関しては、それぞれのトラヒック・チャネルは、各時間インターバルにおいて該トラヒック・チャネルのために使用されるべき個々のサブバンドを指示する特定のＦＨシーケンスと関連付けられる。それぞれのセクタにおける異なるトラヒック・チャネルに対するＦＨシーケンスは、互いに直交しており、従って、任意の時間インターバルにおいて何れの２つのトラヒック・チャネルも同一サブバンドを使用しない。それぞれのセクタに対するＦＨシーケンスは、又近隣セクタに対するＦＨシーケンスに関して擬似ランダムでもある。２つのセクタにおける２つのトラヒック・チャネル間の干渉は、これ等２つのトラヒック・チャネルが同一時間インターバルにおいて同一サブバンドを使用する場合は、何時でも生じる。しかしながら、異なるセクタに対して使用されるＦＨシーケンスの擬似ランダム的性質の故に、セクタ間干渉は、ランダム化される。

複数のデータ・チャネルは、それぞれのデータ・チャネルが任意の与えられた時間において唯一つの端末により使用されるように、複数のアクティブ端末に割り当てられることが出来る。システム・リソースを維持するために、制御チャネルは、例えば符号分割多重化を利用して、複数の端末間で共有されることが出来る。もし複数のデータ・チャネルが周波数と時間においてのみ直交するように多重化されており（そして符号多重化されていなければ）、その場合該データ・チャネルは、チャネル状態と受信機の不完全さに起因する直交性の喪失に対して制御チャネルよりも影響を受けにくい。

従ってデータ・チャネルは、出力制御にとって適切ないくつかの重要な性質を有する。第１に、データ・チャネル上のセル内干渉は、周波数と時間における直交多重化の故に、最小である。第２にセル間干渉は、近隣セクタが異なるＦＨシーケンスを使用するが故に、ランダム化される。ある所与の端末によって引き起こされるセル間干渉の量は、（１）該端末によって使用される送信出力、及び（２）隣接基地局に相対的な該端末の位置、によって決定される。

データ・チャネルに関して、出力制御は、セル内干渉とセル間干渉を許容水準内に保ちつつそれぞれの端末が出来る限り高い出力水準で送信することを許されるように、実行されることが出来る。取り扱い基地局に近接して位置する端末は、より高い出力水準で送信することを許される、というのはこの端末は、隣接基地局に干渉を引き起こす可能性が少ないからである。逆に、取り扱い基地局からより離れセクタ境界の近くに位置する端末は、より低い出力水準で送信することを許される、というのはこの端末は、隣接基地局により大きな干渉を引き起こす可能性があるからである。送信出力をこのように制御することは、それぞれの基地局により観測される干渉全体を潜在的に削減することが出来る、他方、“条件を満たした”端末に対してはより高いＳＮＲと従ってより高いデータ・レートを獲得することを可能にする。

データ・チャネルに対する出力制御は、上述で特記された諸目標を獲得するために種々の方法で実行されることが出来る。簡明を期するために、出力制御の具体的な実施形態が下記で説明される。この実施形態に関しては、ある所与の端末に対するデータ・チャネルのための送信出力は、下記のように表わされる。

Ｐ_ｄｃｈ（ｎ）＝Ｐ_ｒｅｆ（ｎ）＋ΔＰ（ｎ) 数式（１）
ここにＰ_ｄｃｈ（ｎ）は、該データ・チャネルのための最新のインターバルｎに対する送信出力であり、
Ｐ_ｒｅｆ（ｎ）は、最新のインターバルｎに対する基準出力水準であり、
ΔＰ（ｎ) 最新のインターバルｎに対する送信出力デルタである。

出力水準Ｐ_ｄｃｈ（ｎ）及びＰ_ｒｅｆ（ｎ）と送信出力デルタΔＰ（ｎ)は、デシベル（ｄＢ）の単位で与えられる。

基準出力水準は、（例えば、制御チャネル上で）指定された送信に対する目標信号品質を達成するために必要とされる送信出力量である。信号品質（ＳＮＲと表わされる）は、信号対雑音比、信号対雑音干渉比、等々によって定量化されることが出来る。基準出力水準と目標ＳＮＲは、下記に説明されるように、指定された伝送に対する所望の水準の通信性能を達成するために、出力制御機構によって調節されることが出来る。もし基準出力水準が目標ＳＮＲを達成することが出来るならば、その場合該データ・チャネルに関する受信されたＳＮＲは、下記のように推定されることが出来る。

ＳＮＲ_ｄｃｈ（ｎ）＝ＳＮＲ_{ｔａｒｇｅｔ}（ｎ）＋ΔＰ（ｎ) 数式（２）
数式（２）は、データ・チャネルと制御チャネルが同じ様な干渉統計値を有すると仮定する。これは、例えば、異なるセクタからの制御チャネルとデータ・チャネルが互いと干渉する場合である。基準出力水準は、下記で説明されるように決定されることが出来る。

データ・チャネルのための送信出力は、例えば（１）該端末が隣接セクタ内の他の端末に引き起こす可能性があるセクタ間干渉量、（２）該端末が同一セクタ内の他の端末に引き起こす可能性があるセクタ内干渉量、（３）該端末に対して許される最大出力量、及び（４）恐らくその他の因子、のような種々の因子に基づいて設定されることが出来る。これ等の因子のそれぞれが下記で説明される。

各端末が引き起こす可能性があるセクタ間干渉量は、種々の方法で決定されることが出来る。例えば、各端末によって引き起こされるセクタ間干渉量は、それぞれの隣接基地局によって直接推定されることが出来て、該端末に送られる。該端末は、その時にはそれに応じてその送信出力を調節することが出来る。この個々に行われる干渉報知は、膨大なオーバーヘッド・シグナリングを必要とする可能性がある。簡明を期するため、各端末が引き起こす可能性があるセクタ間干渉の量は、（１）各隣接基地局によって観測される干渉全体、（２）取り扱い基地局と隣接基地局に対するチャネル利得、及び（３）該端末によって使用される送信出力水準、に基づいて大雑把に推定されることが出来る。（１）と（２）の量が下記で説明される。

各基地局は、該基地局により観測される干渉の全体量又は平均量を推定できる。これは、各サブバンド上の干渉強度を推定することによって、及び、個々のサブバンドに対する干渉強度の推定値に基づいて平均干渉強度を計算することによって、達成されることが出来る。平均干渉強度は、例えば、算術平均、幾何平均、ＳＮＲに基づく平均、等々のような、種々の平均手法を利用して求められることが出来る。

算術平均に関しては、平均干渉強度は、下記のように表わされることが出来る：

ここにＩ_ｍ（ｋ，ｎ）は、時間インターバルｎにおいてサブバンドｋ上でのセクタｍに対する干渉強度推定値である、及び
Ｉ_{ｍｅａｓ，ｍ}（ｎ）は、時間インターバルｎにおける平均干渉強度である。

量Ｉ_ｍ（ｋ，ｎ）とＩ_{ｍｅａｓ，ｍ}（ｎ）は、数式（３）では線形の単位であるが、しかしデシベル（ｄＢ）で与えられることも可能である。算術平均を用いると、数少ない大きな干渉強度推定値が平均干渉強度を歪め得る。

幾何平均に関して、平均干渉強度は、下記のように表わされることが出来る：

幾何平均は、数少ないサブバンドに対する大きな干渉強度推定値を抑制することが出来て、その結果、算術平均を用いるよりも平均干渉強度は低い。

ＳＮＲに基づく平均に関して、平均干渉強度は、下記のように表わされることが出来る：

ここにＰ_ｎｏｍは、各サブバンドに対して仮定される基準受信強度を表す。数式（５）は、基準受信強度に基づいて各サブバンドの理論容量を決定し、全Ｎ個のサブバンドに対する平均容量を計算し、そして該平均容量に与える平均干渉強度を決定する。ＳＮＲに基づく平均（容量に基づく平均とも呼ばれる）も又数少ないサブバンドに対する大きな干渉強度推定値を抑制する。

何れの平均手法が利用されるかとは無関係に、各基地局は、干渉強度推定値及び又は複数の時間インターバルに亘る平均干渉強度をフィルタ処理して、干渉測定の品質を改良することが出来る。該フィルタ処理は、有限インパルス応答（finite impulse response）（ＦＩＲ）フィルタ、無限インパルス応答（infinite impulse response）（ＩＩＲ）フィルタ、又は公知の何か他のフィルタ、を用いて実現されることが出来る。このように、用語“干渉”は、本明細書の記載においてはフィルタ処理された或いはフィルタ処理されない干渉を指すことがある。

各基地局は、その干渉測定結果を他のセクタ内の端末による利用のために一斉送信することが出来る。該干渉測定結果は、種々の方法で一斉送信されることが出来る。１つの実施形態では、平均干渉強度（又は“測定された”干渉）が事前に決定されたビット数に定量化されて、次に該ビットは、報知チャネルを介して送られる。別の実施形態では、測定された干渉は、該測定された干渉が基準干渉閾値よりも大きいか小さいかを示す、単ビットを使用して一斉送信される。更に別の実施形態では、測定された干渉が２ビットを使用して一斉送信される。１つのビットは、基準干渉閾値に相対的な測定された干渉を示す。他のビットは、該測定された干渉が高い基準干渉閾値を超えるかどうかを示す、危急／非常（distress/panic）ビットとして使用されることが出来る。干渉測定は、他の方法で送られることも可能である。

簡明を期するため、下記の説明は、干渉情報を提供するために単一の他セクタ干渉（other-sector interference）（ＯＳＩ）ビットの使用を仮定する。各基地局は、そのＯＳＩビット（ＯＳＩＢ）を下記のように設定することが出来る。

ここにＩ_{ｔａｒｇｅｔ}は、基準干渉閾値である。

これに代わり、各基地局は、該基地局により観測される総干渉強度の熱雑音強度に対する比、測定された干渉オーバー・サーマル（interference-over-thermal）（ＩＯＴ）を求めることが出来る。総干渉強度は、上述で説明されたように計算されることが出来る。熱雑音強度は、送信機の電源を切って受信機における雑音を測定することによって推定されることが出来る。特定の動作点が該システムに対して選択されることが出来、そしてＩＯＴ_{ｔａｒｇｅｔ}と記される。より高い動作点は、端末がデータ・チャネルに対して（平均的に）より高い送信出力を使用することを可能にする。しかしながら、非常に高い動作点は、望ましいとは云えない、というのはシステムが干渉律速になり得るからであって、これは送信出力の増大が受信ＳＮＲの増大に移し変えられない状況である。更に、非常に高い動作点は、システム不安定の可能性を増大させる。何れにせよ、各基地局は、そのＯＳＩビットを下記のように設定することが出来る。

ここにＩＯＴ_{ｍｅａｓ，ｍ}（ｎ）は、時間インターバルｎにおいてセクタｍに対して測定されたＩＯＴであり、
ＩＯＴ_{ｔａｒｇｅｔ}は、該セクタに対する所望の動作点である。

両方の場合に対して、ＯＳＩビットは、下記に説明されるように出力制御のために使用されることが出来る。

各端末は、該端末からの逆方向リンク伝送を受信することが出来る各基地局に対するチャネル利得（即ち伝送路利得）を推定することが出来る。各基地局に対するチャネル利得は、該基地局から順方向リンクを介して受信されるパイロットを処理することにより、受信パイロットの強度／出力を推定することにより、及び、高速フェージングの効果等々を除去するために（例えば、数１００ミリ秒の時定数を有するフィルタを用いて）パイロット強度推定値を時間に関してフィルタ処理することにより、推定されることが出来る。もし全ての基地局がそれ等のパイロットを同一出力水準で送信するならば、その場合それぞれの基地局に対する受信パイロット強度は、該基地局と該端末との間のチャネル利得を表している。端末は、チャネル利得比ベクトル、Ｇ、を下記のように形成することが出来る。

Ｇ＝［ｒ_１（ｎ） ｒ_２（ｎ）.．．ｒ_Ｍ（ｎ）］ 数式（８）
ここに ｒ_ｉ（ｎ）＝ｇ_ｓ（ｎ）／ｇ_ｎｉ（ｎ） 数式（９）
ｇ_ｓ（ｎ）は該端末と該取り扱い基地局との間のチャネル利得であり、
ｇ_ｎｉ（ｎ）は該端末と隣接基地局ｉとの間のチャネル利得であり、そして
ｒ_ｉ（ｎ）は隣接基地局ｉに対するチャネル利得比である。

距離は、チャネル利得に対して反比例関係にあるので、チャネル利得比ｇ_ｓ（ｎ）／ｇ_ｎｉ（ｎ）は、取り扱い基地局までの距離に相対的な隣接基地局までの距離を示す“相対距離”と見なされることが出来る。一般には、隣接基地局に対するチャネル利得比、ｒ_ｉ（ｎ）、は、該端末がセクタ境界に向かって移動するに従い減少し、該端末が取り扱い基地局に接近しつつ移動するに従い増大する。チャネル利得比ベクトル、Ｇ、は、下記で説明されるように出力制御のために使用されることが出来る。

各セクタに対するデータ・チャネルは、それ等が互いに直交するように多重化されるけれども、直交性の何らかの喪失が搬送波間干渉（inter-carrier interference）（ＩＣＩ）、シンボル間干渉（intersymbol interference）（ＩＳＩ）、等々の結果生じることがある。直交性のこの喪失は、セクタ内干渉を引き起こす。セクタ内干渉を低減させるために、各端末の送信出力は、この端末が同一セクタ内の他の端末に引き起こす可能性があるセクタ内干渉量がある許容水準内に維持されるように、制御されることが出来る。これは、例えば、各端末のためのデータ・チャネルに対する受信ＳＮＲが、下記のように、ある事前に決定されたＳＮＲ範囲内にあることを要求することによって達成されることが出来る。

ＳＮＲ_ｄｃｈ（ｎ）∈［ＳＮＲ_ｍｉｎ，ＳＮＲ_ｍａｘ］ 数式（１０）
ここに、ＳＮＲ_ｍｉｎは、データ・チャネルに対して許容される最小受信ＳＮＲであり、そして
ＳＮＲ_ｍａｘは、データ・チャネルに対して許容される最大受信ＳＮＲである。

最小受信ＳＮＲは、全ての端末、殊にセクタ境界近傍に位置する諸端末、が最低水準の通信性能を実現することができる、ことを保証する。このような制約がなければ、セクタ境界近傍に位置する諸端末は、極端に低い出力水準で送信することを強制される可能性がある、というのは、該端末が、しばしばはなはだしい量のセクタ間干渉をもたらすからである。

もし全ての端末のためのデータ・チャネルに対する受信ＳＮＲが［ＳＮＲ_ｍｉｎ，ＳＮＲ_ｍａｘ］の範囲内に拘束されるならば、その場合直交性の喪失のために各端末によって引き起こされるセクタ内干渉の量は、許容水準内にあると見做されることが出来る。受信ＳＮＲをこのＳＮＲ範囲内に制限することによっても、隣接サブバンド間の受信強度スペクトル密度には（ＳＮＲ_ｍａｘ−ＳＮＲ_ｍｉｎ）ｄＢ程度の差があり得る（該サブバンド上で同程度のセクタ間干渉量が観測されると仮定する、このことは、例えば、もし制御及びデータ・チャネルがランダムにホップしその結果異なるセクタから来る制御及びデータ・チャネルが互いと衝突することがあるならば、真である）。狭いＳＮＲ範囲は、ＩＣＩ及びＩＳＩが存在してもシステムの頑健性を向上させる。ＳＮＲ範囲１０ｄＢは、多くの動作シナリオにおいて良好な通信性能をもたらすことが知られてきた。他のＳＮＲも使用されることが出来る。

もしデータ・チャネルに対する送信出力が、数式（１）で示されるように決定されるならば、その場合該データ・チャネルに対する受信ＳＮＲは、［ＳＮＲ_ｍｉｎ，ＳＮＲ_ｍａｘ］の範囲内に、送信出力デルタ、ΔＰ（ｎ）、を下記のように対応する範囲内にあるように拘束することによって、維持されることが出来る。

ΔＰ（ｎ）∈［ΔＰ_ｍｉｎ，ΔＰ_ｍａｘ］ 数式（１１）
ここにΔＰ_ｍｉｎはデータ・チャネルに対して許容される最小送信出力デルタであり、そして
ΔＰ_ｍａｘはデータ・チャネルに対して許容される最大送信出力デルタである。

特に、ΔＰ_ｍｉｎ＝ＳＮＲ_ｍｉｎ−ＳＮＲ_{ｔａｒｇｅｔ} 及び ΔＰ_ｍａｘ＝ＳＮＲ_ｍａｘ−ＳＮＲ_{ｔａｒｇｅｔ} である。別の実施形態では、送信出力Ｐ_ｄｃｈ（ｎ）は、例えば、データ・チャネルに対する受信信号強度に基づいて決定される範囲内になるように拘束されることが出来る。この実施形態は、例えば、例え干渉強度がサブバンド間で統計的に異なっていても、利用されることが可能である。

次に、各端末のためのデータ・チャネルに対する送信出力は、下記のパラメータに基づいて調節されることが出来る：
各基地局によるＯＳＩビットの一斉送信、
該端末により計算されるチャネル利得比ベクトル、Ｇ、
該データ・チャネルに対して許容される受信ＳＮＲ範囲［ＳＮＲ_ｍｉｎ，ＳＮＲ_ｍａｘ］、或いは等価であるが許容される送信出力デルタの範囲［ΔＰ_ｍｉｎ，ΔＰ_ｍａｘ］、及び
該端末に対して許される最大出力水準、Ｐ_ｍａｘ、これは、システム又は該端末内部の出力増幅器によって設定されることが出来る。

パラメータ１）と２）は、該端末により引き起こされるセクタ間干渉に関係する。パラメータ３）は、該端末により引き起こされるセクタ内干渉に関係する。

一般には、高い干渉を報告する隣接セクタの近くに位置する端末は、より低い送信出力デルタを用いて送信する結果、その受信ＳＮＲは、ＳＮＲ_ｍｉｎにより近い。逆に、取り扱い基地局の近くに位置する端末は、より高い送信出力デルタで送信する結果、その受信ＳＮＲは、ＳＮＲ_ｍａｘにより近い。システム内の端末に対して、取り扱い基地局への近接度に基づいて、受信ＳＮＲの勾配が観察されることが出来る。各基地局におけるスケジューラは、受信ＳＮＲの分布を活用して高いスループットを達成する一方諸端末に対する公平性を保証する。

データ・チャネルのための送信出力は、上述に特記された４個のパラメータに基づいて種々の方法で調節されることが出来る。出力制御機構は、必ずしも全ての端末に対して等しいＳＮＲを保持する必要はない、殊にＯＦＤＭＡシステムのような直交システムではそうであって、そこでは基地局により近い端末は、他の端末に多くの問題を引き起こすことなくより高い出力水準で送信することが出来る。明確を期するため、送信出力を調節するためのある具体的な実施形態が下記で説明される。この実施形態に関しては、各端末は、隣接基地局により一斉送信されるＯＳＩビットをモニタして、ベクトルＧ中で最小のチャネル利得比を有する最強の隣接基地局のＯＳＩビットのみに応答する。もしある所与の基地局のＯＳＩビットが（該基地局が基準より高いセクタ間干渉観測するため）‘１’に設定されるならば、その場合最強の隣接基地局としてこの基地局を有する諸端末の送信出力は、下方に調節されることが出来る。逆に、もし該ＯＳＩビットが‘０’に設定されるならば、その場合最強の隣接基地局としてこの基地局を有する諸端末の送信出力は、上方に調節されることが出来る。他の実施形態に関しては、各端末は、１又は複数の基地局（例えば、取り扱い基地局及び／又は隣接基地局）に対して求められる１又は複数のＯＳＩビットに基づいて、その送信出力を調節することが出来る。

このようにしてＯＳＩビットは、送信出力を調節すべき方向を決定する。各端末に対する送信出力の調節量は、（１）該端末の現在の送信出力水準（又は現在の送信出力デルタ）及び（２）最強隣接基地局に対するチャネル利得比、に依存することが出来る。表１は、送信出力デルタと最強隣接基地局に対するチャネル利得比に基づいて、送信出力を調節するための幾つかの一般則を列挙する。

送信出力は、決定論的方法、確率論的方法、又は何か他の方法で調節されることが出来る。決定論的調節に関しては、送信出力は、関連するパラメータに基づいて事前に定義された方法で調節される。確率論的調節に関しては、送信出力は、関連するパラメータにより決定される確率を用いて、調節される所定の確率を有する。例示的な決定論的調節方式及び確率論的調節方式が下記で説明される。

ＯＦＤＭ又はＯＦＤＭＡシステムの逆方向リンク・ローディングは、下記のように測定されることが出来る。図９は、例示的なデータ送信方式のために使用される１組のデータ・チャネルと制御チャネルを示す。端末は、順方向リンクの受信信号品質を測定してＣＱＩチャネル上にチャネル品質指標（channel quality indicator）（ＣＱＩ）符号語を送信する。該端末は、間断なく順方向リンク品質の測定を行い、そして更新されたＣＱＩ符号語をＣＱＩチャネル上に送る。このようにして、消去されるべきと思われる受信ＣＱＩ符号語を廃棄することは、システムの動作性能にとって有害ではない。しかしながら、消去されるべきでないと思われる受信ＣＱＩ符号語は、高品質であるべきである、というのは、順方向リンク伝送は、これ等の消去されないＣＱＩ符号語中に含まれる情報に基づいてスケジューリングされることが出来るからである。

もし端末が順方向リンク伝送に対してスケジューリングされるならば、その場合取り扱い基地局は、データ・パケットを処理して符号化されたパケットを求め、そして、該符号化パケットを該端末に向けて順方向リンク・データ・チャネル上に送信する。ハイブリッド自動再送要求（hybrid automatic repeat request）（Ｈ−ＡＲＱ）方式に関しては、それぞれの符号化パケットは、複数のサブブロックに分割される、そして該符号化パケットに対して１度に１つのサブブロックが送信される。所与の符号化パケットに対するそれぞれのサブブロックが順方向リンク・データ・チャネル上で受信されるので、該端末は、該パケットに対してこれまでに受信された全てのサブブロックに基づいて該パケットを復号し復元しようと試みる。該端末は、部分伝送に基づいて該パケットを復元することが出来る、その理由は、該サブブロックが、冗長な情報を含むからであり、それは受信信号品質が不良な場合復号するために有用であるが、しかし受信信号品質が良質な場合必要とされない可能性がある。該端末は、次に、もし該パケットが正しく復号されるならば、ＡＣＫチャネル上に肯定的受領通知（acknowledgement）（ＡＣＫ）を送信し、その他の場合は、否定的受領通知（negative acknowledgement）（ＮＡＫ）を送信する。順方向リンク伝送は、このようにして全ての符号化パケットが端末に送信されるまで継続する。

セルラ・システムの逆方向リンクにおけるローディングは、基地局で見られる総干渉強度と該基地局における（全く干渉がない場合の）受信機雑音フロアの関数である。この干渉の起源は、同一セクタ内からの利用者であり得る（セクタ内干渉）し、或いは隣接セクタからの利用者であり得る（セクタ間干渉）。

整合フィルタ受信機（レーク受信機としても公知である）を用いるＣＤＭＡシステムでは、総干渉強度は、セクタ内干渉強度、セクタ間干渉強度及び受信雑音強度を含む総受信強度である。干渉除去技術を使用するＣＤＭＡシステムでは、総干渉強度は、総受信強度よりも低い。更に具体的には、総干渉強度は、総受信強度マイナス除去された干渉強度である。

（ＯＦＤＭＡ、ＴＤＭＡ、ＦＤＭＡのような）直交多元接続システムでは、総干渉強度は、総受信強度よりも低い。更に具体的には、総干渉強度は、総受信強度マイナス、所望の利用者信号に直交する、同一セクタ内の利用者からの強度である。従って、例として、ＯＦＤＭＡシステムでは、総干渉強度は、セクタ間干渉強度プラス受信機雑音強度である。示唆されるように、ローディングは、総干渉強度と受信機雑音強度双方の関数である。受信機雑音強度と総干渉強度を測定するための機構が提案される。

受信機雑音強度を測定するための上述で説明された方法は、ＯＦＤＭ又はＯＦＤＭＡシステムで使用されることが出来る。サイレンス・インターバルが指定される。遠隔局は、このサイレンス・インターバルの期間送信しない。サイレンス・インターバルは、時間及び周波数におけるインターバルである。例として、ＯＦＤＭＡ（又はＦＤＭＡ）に対しては、サイレンス・インターバルは、時間ｔ１からｔ２まで続き、周波数ｆ１から周波数ｆ２まで広がることが出来る。複数のサイレンス・インターバルが（異なる時間／周波数ブロックに広がって）推定精度を向上させるために使用されることが出来る。サイレンス周波数は、上述で説明されたようなノッチ・フィルタを使用して、或いは、ＯＦＤＭＡ又はＦＤＭＡ伝送のために使用されるＩＦＦＴ／ＦＦＴ出力の所定のトーンをヌリング・アウトすることによって、生成されることが出来る。

受信機雑音を測定する別例の方法は、ガード・バンドに存在する任意の信号を測定することによる。ガード・バンドは、任意の使用されないトーンであって、ガード・バンド中のそれぞれの使用されないトーンは、ガード・トーンと呼ばれる。例えば、通信システムは、上り回線と下り回線との間に、或いは任意の２つの通信帯域の間に、使用されないトーンを含むことが出来る。受信機雑音は、少なくとも１つのガード・トーンにおいて測定されることが出来る。

別の例として、受信機雑音は、離散したトーンにおいて測定されることが出来る。即ち、受信機雑音測定のために使用される複数のトーンは、互いに隣接してはならない。

干渉を推定するための幾つかの方式が可能である。任意の便利な方式が使用されることが出来る。例として、ＯＦＤＭＡ又はＦＤＭＡシステムに関しては、それぞれの遠隔端末は、データと共にある複数のパイロットを送信する。１つの実施形態では、基地局（又はアクセス・ポイント）は、時間的又は周波数的に互いに近接する複数対のパイロットの差分を求める。次に該基地局は、結果として得た信号の強度を平均する。

別の例として、ヌル伝送が使用されることが出来る。即ち、ある複数の周波数搬送波は、ある一定期間特定のセクタでは使用されないが、しかし隣接セクタでは使用される。このような方法の１つは、ある特定のセクタで使用されずに置かれている諸搬送波と時間を選択するためのある擬似ランダムな機構を使用することである。この場合、該時間全体に亘りそれ等の搬送波上のエネルギーは、総干渉強度に等しい。

測定されたローディング値は、（上述されたように、例えば、２００４年７月２２日に提出され、本出願の譲受人に譲渡されそして参照として本出願に組み込まれた、“直交多重化を利用する無線通信システムのための出力制御”と題する、米国特許出願番号第１０／８９７，４６３号における）出力制御のために、認可制御のために、速度制御のために、又は他の診断目的のために、上述で説明されたことを含め、利用されることが出来る。

端末は、１組の時間及び周波数スロットである指定されたサイレンス・インターバルの間は送信しない。ノッチ・フィルタが該時間周波数スロットを創成するために使用されることが出来る。別の機構は、ＯＦＤＭＡ／ＦＤＭＡ伝送におけるＦＦＴ／ＩＦＦＴ出力の一定のトーンをヌル・アウト（null out）することである。

図１０は、複数のトーン又はサブバンドにおいて通信周波数を説明する図であって、時間インターバルでの時間又は幾つかのパイロットとヌル・トーンを持つＯＦＤＭシンボルに対してプロットされている。パイロット・トーン・シンボルは、Ｐとして示される。セクタ・ヌル・トーン・シンボルは、ＳＮとして示される。ヌル・トーン・シンボルは、Ｎとして示される。上述で説明されたように、隣接セクタからの干渉は、セクタ・ヌルの間に測定されることが出来る。

図１１は、直交周波数分割多元接続無線通信システムにおいて逆方向リンク・ローディングを計算する方法を説明する流れ図である。該方法は、ステップ１１０３で開始する。ステップ１１０３では、アクセス・ポイントにより取り扱われていない少なくとも１つのアクセス端末からの干渉が推定される。ステップ１１０５では、受信機雑音がヌル時間及び周波数インターバルにおいて測定される。該ヌル時間及び周波数インターバルは、直交周波数分割多元接続無線通信システムの少なくとも１つのトーンを含む。ステップ１１０７では、該干渉が該受信機雑音と比較される。測定ステップ１１０５は、該ヌル時間及び周波数インターバル外の第１受信強度を測定することを含むことが出来る。

推定ステップ１１０３は、該ヌル時間及び周波数インターバルにおける第２受信強度を測定することを含むことが出来る。伝送出力は、該比較することに応じて増大させられることが出来る。それに代わり、認可要求が該比較することに応じて拒否されることが出来る。更なる代案として、データ・レートが該比較することに応じて減少されることが出来る。

比較ステップ１１０７は、該干渉を該受信機雑音で割算することを含むことが出来る。推定ステップ１１０３は、第１パイロット信号を検出すること、第２パイロット信号を検出すること、及び該第１パイロット信号を該第２パイロット信号から減算すること、を含むことが出来る。

あるいは、測定ステップ１１０５は、任意の型の通信システムにおいて、ガード・バンド中の受信機雑音を測定することを含むことが出来る。

図１２は、直交周波数分割多元接続無線通信システムにおいて逆方向リンク・ローディングを計算することができる無線通信デバイスの部分を説明するブロック図である。モジュール１２０３では、アクセス・ポイントにより取り扱われていない少なくとも１つのアクセス端末からの干渉が推定される。モジュール１２０５では、受信機雑音がヌル時間及び周波数インターバルにおいて測定される。該ヌル時間及び周波数インターバルは、直交周波数分割多元接続無線通信システムの少なくとも１つのトーンを含む。モジュール１２０７では、該干渉が該受信機雑音と比較される。測定モジュール１２０５は、該ヌル時間及び周波数インターバル外の第１受信強度を測定することを含むことが出来る。

推定モジュール１２０３は、該ヌル時間及び周波数インターバルにおける第２受信強度を測定することを含むことが出来る。伝送出力は、該比較することに応じて増大されることが出来る。それに代わり、認可要求が該比較することに応じて拒否されることが出来る。更なる代案として、データ・レートが該比較することに応じて減少されることが出来る。

比較モジュール１２０７は、該干渉を該受信機雑音で割算することを含むことが出来る。推定モジュール１２０３は、第１パイロット信号を検出すること、第２パイロット信号を検出すること、及び該第１パイロット信号を該第２パイロット信号から減算すること、を含むことが出来る。

それに代わり、測定モジュール１２０５は、任意の型の通信システムにおいて、ガード・バンド中の受信機雑音を測定することを含むことが出来る。

本明細書中で説明される諸技術は、様々な手段により実装されることが出来る。例えば、これ等の技術は、ハードウェア、ソフトウェア、又はそれ等の組合せにおいて実装されることが出来る。ハードウェアの実装に関しては、消去検出及び／又は出力制御を実行するために使用される処理ユニットは、１又は複数の特定用途向け集積回路（application specific integrated circuits）（ＡＳＩＣｓ）、デジタル信号プロセッサ（digital signal processors）（ＤＳＰｓ）、デジタル信号処理デバイス（digital signal processing devices）（ＤＳＰＤｓ）、プログラマブル・ロジック・デバイス（programmable logic devices）（ＰＬＤｓ）、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（field programmable gate arrays）（ＦＰＧＡｓ）、プロセッサ、制御器、マイクロ制御器、マイクロプロセッサ、本明細書中で説明された諸機能を実行するために設計された他の電子ユニット、又はそれ等の組合せ、の内部に実装されることが可能である。

ソフトウェアの実装に関しては、本明細書中で説明された諸技術は、本明細書中で説明された諸機能を実行するモジュール（例えば、処理手順、関数、等々）を用いて実装されることが出来る。ソフトウェア・コードは、メモリ・ユニット（例えば、図５におけるメモリ・ユニット５７２）の中に記憶されることができ、そして、プロセッサ（例えば、制御器５７０）により実行されることが出来る。メモリ・ユニットは、プロセッサの内部又はプロセッサの外部に実装されることが出来る、後者の場合、メモリ・ユニットは、当業者に公知の各種の手段を介してプロセッサに通信上で接続されることが出来る。

好ましい実施形態の前述の説明は、当業者の誰もが本発明を作る又は利用することを可能にするために提供される。これ等の実施形態への様々な変更は、当業者等には容易に明らかであり、そして本明細書中で明確にされた包括的な原理は、発明的才能を行使することなく他の諸実施形態に適用されることが可能である。かくして、本発明は、本明細書中で示された諸実施形態に限定されることを意図されるのではなく、本明細書中に開示された原理及び新規性と首尾一貫する最も広い範囲を認容されるべきである。

本発明の無線通信システムの諸要素を示す略図を示す図。 本発明の逆方向リンク・ローディングを推定し且つ該推定に応答する動作を図説する流れ図を示す図。 本発明の遠隔局のブロック図を示す図。 本発明の信号中にノッチを形成するためのフィルタの周波数応答曲線の説明図を示す図。 本発明の信号中にノッチを形成するためのフィルタの周波数応答曲線の説明図を示す図。 本発明の信号中にノッチを形成するためのフィルタの周波数応答曲線の説明図を示す図。 本発明の異なる利用者に対するスペクトルの２つの異なる部分の異なるセットのノッチの説明図を示す図。 本発明の基地局のブロック図を示す図。 本発明のセクタ化された無線通信システムを示す図。 本発明の基地局（即ち、アクセス・ポイント）と端末の一実施形態のブロック図を示す図。 例示的なデータ伝送方式に対して使用されるデータ・チャネルと制御チャネルのセットを示す図。 データ伝送方式のためのデータ・チャネルと制御チャネルのセットを示す図。 パイロット・シンボルとセクタ・ヌル・シンボルを図説する時間対周波数のプロットの説明図を示す図。 直交周波数分割多元接続無線通信システムにおいて逆方向リンク・ローディングを計算する方法を説明する流れ図を示す図。 直交周波数分割多元接続無線通信システムにおいて逆方向リンク・ローディングを計算することができる無線通信デバイスの部分を説明するブロック図を示す図。

Claims (30)

1. 直交周波数分割多元接続無線通信システムにおいて逆方向リンク・ローディングを計算する方法であって、
   アクセス・ポイントにおいて、該アクセス・ポイントにより取り扱われていない少なくとも１つのアクセス端末からの干渉を推定すること、該干渉を推定することは、第１パイロット信号を検出すること、時間的又は周波数的に該第１パイロット信号と隣接する第２パイロット信号を検出すること、及び該第１パイロット信号を該第２パイロット信号から減算することを備える、
   ヌル（null）時間及び周波数インターバルにおける受信機雑音を測定すること、該ヌル時間及び周波数インターバルは該直交周波数分割多元接続無線通信システムの少なくとも１つのトーンを含む、及び
   該干渉を該受信機雑音と比較すること
   を備える方法。
2. 該測定することは、
   該ヌル時間及び周波数インターバル外の第１受信強度を測定することを含む、請求項１の方法。
3. 該干渉を推定することは、
   該ヌル時間及び周波数インターバルにおける第２受信強度を測定することを含む、請求項２の方法。
4. 該比較することに応じて伝送出力を増大させることを更に備える、請求項１の方法。
5. 該比較することに応じて認可要求を拒否することを更に備える、請求項１の方法。
6. 該比較することに応じてデータ・レートを減少させることを更に備える、請求項１の方法。
7. 該比較することは、該干渉を該受信機雑音で割算することを備える、請求項１の方法。
8. 無線通信システムにおいて逆方向リンク・ローディングを計算する方法であって、
   アクセス・ポイントにおいて、該アクセス・ポイントにより取り扱われていない少なくとも１つのアクセス端末からの干渉を推定すること、該干渉を推定することは、第１パイロット信号を検出すること、時間的又は周波数的に該第１パイロット信号と隣接する第２パイロット信号を検出すること、及び該第１パイロット信号を該第２パイロット信号から減算することを備える、
   ガード・バンドにおいてヌル時間及び周波数インターバルにおける受信機雑音を測定すること、及び
   該干渉を該受信機雑音と比較すること
   を備える方法。
9. 直交周波数分割多元接続無線通信システムにおいて動作可能な無線通信デバイスであって、
   該無線通信デバイスにおいて、該無線通信デバイスにより取り扱われていない少なくとも１つのアクセス端末からの干渉を推定し、該干渉を推定することは、第１パイロット信号を検出すること、時間的又は周波数的に該第１パイロット信号と隣接する第２パイロット信号を検出すること、及び該第１パイロット信号を該第２パイロット信号から減算することを備える、
   ヌル時間及び周波数インターバルにおける受信機雑音を測定し、ここにおいて、該ヌル時間及び周波数インターバルは該直交周波数分割多元接続無線通信システムの少なくとも１つのトーンを含む、及び
   該干渉を該受信機雑音と比較する
   ように構成されたプロセッサ、及び
   該プロセッサに接続され、そして無線通信信号を複数の無線通信アクセス端末に送信するように構成された送信機
   を備える無線通信デバイス。
10. 該プロセッサは、
    ヌル時間及び周波数インターバル外の第１受信強度を測定するように構成される、請求項９の無線通信デバイス。
11. 該プロセッサは、
    該ヌル時間及び周波数インターバルにおける第２受信強度を測定するように構成される、請求項１０の無線通信デバイス。
12. 該プロセッサは、
    該比較することに応じて伝送出力を増大させるように構成される、請求項９の無線通信デバイス。
13. 該プロセッサは、
    該比較することに応じて認可要求を拒否するように構成される、請求項９の無線通信デバイス。
14. 該プロセッサは、
    該比較することに応じてデータ・レートを減少させるように構成される、請求項９の無線通信デバイス。
15. 該プロセッサは、
    該干渉を該受信機雑音で割算するように構成される、請求項９の無線通信デバイス。
16. 無線通信デバイスであって、
    該無線通信デバイスにおいて、該無線通信デバイスにより取り扱われていない少なくとも１つのアクセス端末からの干渉を推定し、該干渉を推定することは、第１パイロット信号を検出すること、時間的又は周波数的に該第１パイロット信号と隣接する第２パイロット信号を検出すること、及び該第１パイロット信号を該第２パイロット信号から減算することを備える、
    ガード・バンドにおける受信機雑音を測定し、
    該干渉を該受信機雑音と比較する
    ように構成されたプロセッサ、及び
    該プロセッサに接続され、無線通信信号を複数の無線通信アクセス端末に送信するように構成された送信機
    を備える無線通信デバイス。
17. 直交周波数分割多元接続無線通信システムにおいて動作可能な無線通信デバイスであって、
    該無線通信デバイスにおいて、該無線通信デバイスにより取り扱われていない少なくとも１つのアクセス端末からの干渉を推定するための処理手段、該干渉を推定することは、第１パイロット信号を検出すること、時間的又は周波数的に該第１パイロット信号と隣接する第２パイロット信号を検出すること、及び該第１パイロット信号を該第２パイロット信号から減算することを備える、
    ヌル時間及び周波数インターバルにおける受信機雑音を測定するための測定手段、ここにおいて、該ヌル時間及び周波数インターバルは該直交周波数分割多元接続無線通信システムの少なくとも１つのトーンを具備する、
    該干渉を該受信機雑音と比較するための比較手段、及び
    無線通信信号を複数の無線通信アクセス端末に送信するための送信手段、ここにおいて、該送信手段は該処理手段に接続される、
    を備える無線通信デバイス。
18. 該処理手段は、
    ヌル時間及び周波数インターバル外の第１受信強度を測定するための非ヌル時間及び周波数測定手段を更に備える、請求項１７の無線通信デバイス。
19. 該処理手段は、
    該ヌル時間及び周波数インターバルにおける第２受信強度を測定するためのヌル時間及び周波数測定手段を更に備える、請求項１８の無線通信デバイス。
20. 該処理手段は、
    該比較することに応じて伝送出力を増大させるように構成される、請求項１７の無線通信デバイス。
21. 該処理手段は、
    該比較することに応じて認可要求を拒否するように構成される、請求項１７の無線通信デバイス。
22. 該処理手段は、
    該比較することに応じてデータ・レートを減少させるように構成される、請求項１７の無線通信デバイス。
23. 該処理手段は、
    該干渉を該受信機雑音で割算するように構成される、請求項１７の無線通信デバイス。
24. 複数の命令を記憶した機械可読媒体であって、該命令は、機械により実行される時に、該機械に、
    アクセス・ポイントにおいて、該アクセス・ポイントにより取り扱われていない少なくとも１つのアクセス端末からの干渉を推定すること、該干渉を推定することは、第１パイロット信号を検出すること、時間的又は周波数的に該第１パイロット信号と隣接する第２パイロット信号を検出すること、及び該第１パイロット信号を該第２パイロット信号から減算することを備える、
    ヌル時間及び周波数インターバルにおける受信機雑音を測定すること、ここにおいて、該ヌル時間及び周波数インターバルは直交周波数分割多元接続無線通信システムの少なくとも１つのトーンを含む、及び
    該干渉を該受信機雑音と比較すること
    をさせる命令である、機械可読媒体。
25. 該測定することは、
    ヌル時間及び周波数インターバル外の第１受信強度を測定することを備える、請求項２４の機械可読媒体。
26. 該干渉を推定することは、
    該ヌル時間及び周波数インターバルにおける第２受信強度を測定することを備える、請求項２５の機械可読媒体。
27. 該比較することに応じて伝送出力を増大させるように実行可能な命令を更に備える請求項２４に記載の機械可読媒体。
28. 該比較することに応じて認可要求を拒否するように実行可能な命令を更に備える請求項２４に記載の機械可読媒体。
29. 該比較することに応じてデータ・レートを減少させるように実行可能な命令を更に備える請求項２４に記載の機械可読媒体。
30. 該比較することは、該干渉を該受信機雑音で割算することを備える、請求項２４の機械可読媒体。

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