JP5412928B2 - インバータ制御装置と電動圧縮機および家庭用電気機器 - Google Patents

Description

本発明は、ブラシレスＤＣモータのインバータ制御装置における広角通電制御、およびインバータ制御装置を用いた電動圧縮機および家庭用電気機器に関するものである。

従来、この種のインバータ制御装置は、通電角を電気角１２０度以上に広げる広角制御を行うことにより、インバータの運転範囲を拡大し、インバータ制御装置の出力を増大するものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。

一般にこれまでインバータの波形制御として、制御の容易さの観点から１２０度通電波形が採用されてきた。ブラシレスＤＣモータを駆動するシステムにおいては、正負それぞれの電気角が１８０度あるにもかかわらず、電気角１２０度分だけしかインバータの各相スイッチを導通させておらず、残りの電気角６０度の区間が無制御となっていた。

従って、無制御期間においては、インバータが望みの電圧を出力することができず、インバータの直流電圧利用率が低い。そして直流電圧利用率が低いことに起因してブラシレスＤＣモータの端子電圧が小さくなり運転範囲が狭くなってしまう、すなわち最高回転速度が低くなっていた。

そこで、この特許文献１では、電圧形インバータの通電幅を電気角で１２０度より大きく１８０度以下の所定の幅に設定しており、無制御区間を電気角で６０度未満にしている。その結果、モータ端子電圧を大きくし運転範囲を広くしている。

また近年、モータの高効率化を図るためロータ内部に永久磁石を埋め込み、磁石に起因するトルクのみならずリラクタンスに起因するトルクを発生させることにより、モータ電流を増加させることなく全体として発生トルクを大きくすることができる埋込磁石構造のブラシレスＤＣモータが用いられてきている。

このリラクタンストルクを有効に活用するために、モータ誘起電圧の位相に対してインバータの電圧位相を進める進角制御が行われている。さらに進角制御は弱め磁束効果を有効に活用でき、出力トルクを増大できる。

また、圧縮機などでは使用環境、信頼性、メンテナンスの観点から、ホール素子等のセンサを用いずにステータ巻線に生じる誘起電圧によりロータ磁極位置を検知するセンサレス方式のインバータ制御装置が用いられている。

この場合、無制御期間中の電気角６０度を用い、上下アームのスイッチのオフ期間中にモータ端子に現れる誘起電圧を観測することにより、ロータ磁極位置を得ているものが多い。

以下、図面を参照しながら上記従来のインバータ制御装置を説明する。

図９は、特許文献１に記載された従来のインバータ制御装置の構成を示す図である。また図１０は、従来のインバータ制御装置の各部の信号波形及び処理内容を示す図であり、広角度１５０度時の特性を示している。

図１１は従来のインバータ制御装置の負荷トルクと回転速度特性を示す図であり、広角
通電制御を行った時の特性を示している。

図９において、直流電源００１の端子間に３対のスイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，Ｔｒｚをそれぞれ直列接続してインバータ回路部００２を構成している。ブラシレスＤＣモータ００３は４極の分布巻き構造のステータ００３ａと、ロータ００３ｂで構成されている。ロータ００３ｂは内部に永久磁石００３α，００３βを埋め込んだ磁石埋込型構造である。

各対のスイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，Ｔｒｚどうしの接続点は、ブラシレスＤＣモータ００３のＹ接続された各相のステータ巻線００３ｕ，００３ｖ，００３ｗの端子にそれぞれ接続されている。

そして、各対のスイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，Ｔｒｚどうしの接続点は、Ｙ接続された抵抗００４ｕ，００４ｖ，００４ｗにもそれぞれ接続されている。

なお、スイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，Ｔｒｚのコレクターエミッタ端子間にそれぞれ保護用の還流ダイオードＤｕ，Ｄｘ，Ｄｖ，Ｄｙ，Ｄｗ，Ｄｚが接続されている。

磁極位置検出回路０１０は、差動増幅器０１１と積分器０１２とゼロクロスコンパレータ０１３により構成されている。そして、上記Ｙ接続されたステータ巻線００３ｕ，００３ｖ，００３ｗの中性点００３ｄの電圧は、抵抗０１１ａを介して増幅器０１１ｂの反転入力端子に供給され、Ｙ接続された抵抗００４ｕ，００４ｖ，００４ｗの中性点００４ｄの電圧は、そのまま増幅器０１１ｂの非反転入力端子に供給されている。

そして、増幅器０１１ｂの出力端子と反転入力端子との間に抵抗０１１ｃを接続することにより、差動増幅器０１１として動作させるようにしている。

また、差動増幅器０１１の出力端子から出力される出力信号は、抵抗０１２ａとコンデンサ０１２ｂとを直列接続してなる積分器０１２に供給されている。

積分器０１２からの出力信号（抵抗０１２ａとコンデンサ０１２ｂとの接続点電圧）は、ゼロクロスコンパレータ０１３の非反転入力端子に供給されており、ゼロクロスコンパレータ０１３の反転入力端子には中性点００３ｄの電圧が供給されている。

そして、ゼロクロスコンパレータ０１３の出力端子から磁極位置検出信号が出力される。

上記差動増幅器０１１、積分器０１２およびゼロクロスコンパレータ０１３で、ブラシレスＤＣモータ００３のロータ００３ｂの磁極位置を検出する磁極位置検出回路０１０が構成される。

マイクロプロセッサ０２０では、磁極位置検出回路０１０から出力される磁極位置検出信号に基づいて、周期測定、進角や通電角の設定のための位相補正などを行い、電気角１周期当りのタイマ値を算出し、スイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，Ｔｒｚの転流信号を決定する。

また、マイクロプロセッサ０２０は回転速度指令に基づいて電圧指令を出力し、電圧指令をＰＷＭ（パルス幅変調）変調するとともに、回転速度指令と実回転速度の偏差に基づ
きＰＷＭ変調信号のＯＮ／ＯＦＦ比であるデューティ量を制御し、３相分のＰＷＭ変調信号を出力する。

そして、回転速度指令に対し、実回転速度が低いとデューティを大きくし、逆に実回転速度が高いとデューティを小さくする。

このＰＷＭ変調信号はドライブ回路０３０に供給され、ドライブ回路０３０が、スイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，Ｔｒｚのそれぞれのベース端子に供給すべきドライブ信号を出力する。

以上のように構成されたインバータ制御装置について、以下その動作を説明する。

図１０において、（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）は、ブラシレスＤＣモータ００３のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の誘起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗであり、位相がそれぞれ１２０度ずつずれた状態で変化する。

（Ｄ）は差動増幅器０１１から出力される信号であり、（Ｅ）は積分器０１２による積分波形である。この積分波形がゼロクロスコンパレータ０１３に供給されることにより、積分波形のゼロクロス点において立ち上り、立ち下りの励磁切替信号が磁極位置検出信号として（Ｆ）のように出力される。

この励磁信号の立ち上り、立ち下りによりスタートする位相補正タイマ（Ｇ１）と、この位相補正タイマによりスタートする第２位相補正タイマ（Ｇ２）により、転流パターンであるインバータモード（Ｎ）を１ステップ進める。

ここで、Ｗ相の誘起電圧Ｅｗの波形からＵ相の通電タイミングを算出しており、位相補正タイマ（Ｇ１）によりインバータ回路部００２の位相進み量を制御できる。図１０においては、通電角１５０度で進角６０度の設定である。従って、位相補正タイマ（Ｇ１）の値は４５度相当、第２位相補正タイマ（Ｇ２）の値は３０度相当の値となっている。

その結果、各インバータモード（Ｎ）に対応してスイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，ＴｒｚのＯＮ／ＯＦＦ状態が、それぞれ（Ｈ），（Ｉ），（Ｊ），（Ｋ），（Ｌ），（Ｍ）に示すように制御される。

以上のように、通電期間を１２０度から１８０度に設定した状態でのブラシレスＤＣモータ００３の駆動を達成することができ、インバータ回路部００２の電圧の位相をブラシレスＤＣモータの誘起電圧よりも進めた状態にすることができる。

また、広角通電制御を行うことにより、図１１に示すように負荷トルクの大きいところでの運転領域を拡大することができる。

しかしながら、上記従来の構成では、ロータ００３ｂの回転に基づいてステータ巻線００３ｕ，００３ｖ，００３ｗに生じる誘起電圧を検出し、この誘起電圧を９０度の遅れを有する積分器０１２により移相することによってロータ００３ｂの磁極に対応する位置検出信号を得ており、この位置検出信号に基づいてステータ巻線００３ｕ，００３ｖ，００３ｗへの通電タイミングを決定する構成となっている。

その結果、９０度遅れ位相の積分器０１２を用いているので急激な加減速に対する応答性が悪いという不具合がある。

そこで、このような応答性を改善した位置検出回路が提案されている（例えば、特許文献２参照）。

以下、図面を参照しながら、特許文献２に記載された他の従来のインバータ制御装置について説明する。

図１２は、他の従来のインバータ制御装置の構成を示す図、図１３は他の従来のインバータ制御装置の各部の信号波形及び処理内容を示す図であり、図１４は他の従来のインバータ制御装置の瞬停時の脱調特性の関係を示す図であり、具体的には、瞬停時の電源電圧と通電角の脱調特性の関係を示している。

図１２において、抵抗１０１，１０２は、母線１０３，１０４間に直列に接続されており、その共通接続点たる検出端子ＯＮは、ブラシレスＤＣモータ１０５のステータ巻線１０５ｕ，１０５ｖ，１０５ｗの中性点の電圧に相当する直流電源００１の電圧の１／２たる仮想中性点の電圧ＶＮを出力するようになっている。

コンパレータ１０６ａ，１０６ｂ，１０６ｃは、これらの各非反転入力端子（＋）は抵抗１０７，１０８，１０９を介して出力端子ＯＵ，ＯＶ，ＯＷにそれぞれ接続され、各反転入力端子（−）は、検出端子ＯＮに接続されている。

そしてこれらのコンパレータ１０６ａ，１０６ｂ，１０６ｃの出力端子ＯＵ，ＯＶ，ＯＷは論理手段たるマイクロプロセッサ１１０の入力端子Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３にそれぞれ接続されている。またその出力端子Ｏ１，Ｏ２，Ｏ３，Ｏ４，Ｏ５，Ｏ６はドライブ回路１２０を介してスイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，Ｔｒｚを駆動する。

コンパレータ１０６ａ，１０６ｂ，１０６ｃの出力信号に基づき誘起電圧の変化時間を測定する第１タイマ１２２を設け、この第１タイマ１２２で測定した変化時間に基づいて遅延時間を得る第２タイマ１２３を設けている。コンパレータ１０６ａ，１０６ｂ，１０６ｃの出力信号に基づく誘起電圧の正，負状態と第２タイマ１２３のタイミングから各相のステータ巻線１０５ｕ，１０５ｖ，１０５ｗに通電するための駆動信号を出力する。

ブラシレスＤＣモータ１０５は４極分布巻き構造で、ロータ１０５ａはロータ１０５ａの表面に永久磁石１０５α、１０５βを配置した表面磁石構造である。従って、通電角１２０度、進角０度の設定となっている。

以上のように構成されたインバータ制御装置について、以下その動作を説明する。

図１３において、（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）は定常動作時におけるステータ巻線１０５ｕ，１０５ｖ，１０５ｗの端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを示すものである。

これらの端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、インバータ回路部１４０による供給電圧Ｖｕａ，Ｖｖａ，Ｖｗａと、ステータ巻線１０５ｕ，１０５ｖ，１０５ｗに発生する誘起電圧Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂと、転流切り換え時にインバータ回路部１４０の還流ダイオードＤｕ，Ｄｘ，Ｄｖ，Ｄｙ，Ｄｗ，Ｄｚの内のいずれかが導通することにより生じるパルス状のスパイク電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃとの合成波形となる。

そして、これらの端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと直流電源００１の電圧の１／２の電圧たる仮想中性点の電圧ＶＮとコンパレータ１０６ａ，１０６ｂ，１０６ｃにより比較した出力信号ＰＳｕ，ＰＳｖ，ＰＳｗが（Ｄ），（Ｅ），（Ｆ）に示されている。

この場合、コンパレータ１０６ａ，１０６ｂ，１０６ｃの出力信号ＰＳｕ，ＰＳｖ，ＰＳｗは、前述の誘起電圧Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂの正および負ならびに位相を表わす信号ＰＳｕａ，ＰＳｖａ，ＰＳｗａと、前述のパルス状電圧のスパイク電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃに対応する信号ＰＳｕｂ，ＰＳｖｂ，ＰＳｗｂとからなる。

また、パルス状電圧のスパイク電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃは、ウェイトタイマにより無視しているので、コンパレータ１０６ａ，１０６ｂ，１０６ｃの出力信号ＰＳｕ，ＰＳｖ，ＰＳｗは、結果として誘起電圧Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂの正および負ならびに位相を示すものとなる。

マイクロプロセッサ１１０は、各コンパレータ１０６ａ，１０６ｂ，１０６ｃの出力信号ＰＳｕ，ＰＳｖ，ＰＳｗの状態に基づいて（Ｇ）に示す如き６つのモードＡからＦを認識し、出力信号ＰＳｕ，ＰＳｖ，ＰＳｗのレベルが変化した時点から電気角で３０度だけ遅らせて、ドライブ信号ＤＳｕ，ＤＳｖ，ＤＳｗ，ＤＳｘ，ＤＳｙ，ＤＳｚを出力した状態が、それぞれ（Ｊ），（Ｋ），（Ｌ），（Ｍ），（Ｎ），（Ｏ）である。

モードＡからＦの各時間Ｔ（Ｈ）は電気角６０度を示すものであり、ＡからＦの１／２の時間（Ｉ）すなわちＴ／２は電気角で３０度に相当する遅延時間を示すものである。

このように、ブラシレスＤＣモータ１０５のロータ１０５ａの回転に応じて、ステータ巻線１０５ｕ，１０５ｖ，１０５ｗに生ずる誘起電圧Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂからロータ１０５ａの位置状態を検出するとともに、その誘起電圧Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂの変化時間（Ｔ）を検出してステータ巻線１０５ｕ，１０５ｖ，１０５ｗへの通電モード及びタイミングにより各相ステータ巻線１０５ｕ，１０５ｖ，１０５ｗの通電のための駆動信号を決定して実行させるようにしている。

そのため、特許文献１に記載された従来のインバータ制御装置とは異なり、フィルタ回路を必要としないことから誘起電圧Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂの検出感度が高くなって始動特性の向上を図ることができ、低速駆動を可能としている。

さらに、９０度遅れ特性のフィルタ回路を用いておらず、第１タイマ１２２及び第２タイマ１２３の組合せにより３０度遅れをもって制御できるので、急激な加減速に対する応答性を改善している。

また、図１４において、インバータ制御装置の電源電圧と通電角の脱調特性について説明する。電源電圧が急激に下降した場合に、通電角が大きいほど電源電圧が高い段階で脱調し脱調耐力が低いことが分かる。電圧が急激に上昇した場合も同様な特性を示す。
国際公開第９５／２７３２８号 特開平１−８８９０号公報

しかしながら、上記特許文献１に記載された従来の構成では、電気角１８０度区間で位置検出可能な磁極位置検出回路０１０を提案しているが、フィルタを用いているため、電気角で９０度の遅れが発生し、急激な負荷変動等の回転変動に対する応答性が悪いという課題を有していた。

また、特許文献２に記載された従来の構成では、電気角で９０度の遅れを発生しない位置検出回路を提案しているが、１２０度以上に通電角を広げる広角制御を行ったり、また
モータ誘起電圧の位相に対してインバータ回路部１４０の電圧位相を進める進角制御を行う。

さらには、高効率化のためステータ巻線１０５ｕ，１０５ｖ，１０５ｗの巻数を多くしインダクタンスが増加することにより、パルス状電圧のスパイク電圧幅を増大させると位置検出可能な区間は狭まっていき、急激な負荷変動等の回転変動に対して位置検出できずに脱調してしまうという課題を有していた。

また、高効率化や出力トルクアップのために集中巻き構造のステータを用いたブラシレスＤＣモータにおいて、ブラシレスＤＣモータの極数を６極にした場合、４極時に比べ位置検出可能区間は機械角では２／３に減少する。

従って、位置検出可能な区間を狭めることとなる広角制御や、進角制御、モータ巻数の増大を行うことや、また機械的な位置検出可能区間を狭める極数増大は、位置検出区を狭めることとなり、急激な回転変動を伴う、負荷変動や瞬停や電圧変動が発生した場合、位置検知できずに脱調停止するというような課題があった。

本発明は、上記従来の課題を解決するもので、直流電源電圧を２つのフィルタ手段を通して、それぞれのフィルタ演算結果の比較結果に応じて通電角の上限を制限することにより、瞬停や急激な電圧変動に対して、脱調停止するのを防止する信頼性の高いインバータ制御装置を提供することを目的とする。

上記従来の課題を解決するために、本発明のインバータ制御装置は、ロータに永久磁石を設けたブラシレスＤＣモータを駆動するインバータ回路部と、前記ブラシレスＤＣモータのステータに誘起される誘起電圧に基づいて前記ロータの前記ステータに対する相対位置を検出する位置検出手段と、前記インバータ回路部の通電角を設定する通電角設定手段と、前記インバータ回路部に供給される直流電源電圧の電圧値を検出する直流電圧検出手段と、前記直流電圧検出手段で検知した電圧値をそれぞれ異なる時定数でフィルタ演算する２つのフィルタ手段と、前記２つのフィルタ手段の演算結果どうしを比較する比較手段と、前記比較手段の比較結果に基づき前記インバータ回路部における通電角の上限値を１２０度から１８０度未満の範囲で制限する通電角制限手段とを備え、通電角制限手段は、比較手段が時定数の小さいフィルタ手段である第１フィルタ手段の演算結果と、時定数の大きいフィルタ手段である第２フィルタ手段の演算結果との差がある一定値より小さいと判断した場合に、ある一定時間経過後に通電角の上限値を大きくするものであり、瞬停などの急激な電圧変化に対して回転速度が変動した場合に、通電角を小さくすることにより位置検出区間を拡大することができ、ロータ磁極位置を見失うことがなくなるという作用を有する。
また、直流電源電圧の変動が小さいと判断することができ、電源電圧が安定した場合に通電角をまた、所定の値まで復帰させることができ、再び高回転、高トルクで運転することが可能である。
また、特に瞬停等の復帰時に電源電圧が安定したことを確認後、回転速度も安定後に通電角を所定の値まで大きくすることができ、再び高回転、高トルクで運転することが可能である。

本発明のインバータ制御装置は、電圧変化による回転速度変動に対する応答性を良化することができ、瞬停などの急激な電圧変化に対して回転速度が変動した場合に、通電角を小さくし位置検出区間を拡大することができ、ロータ磁極位置を見失うことがなくなり、電圧変動による脱調を防止し、瞬停耐量を向上することができる。

請求項１に記載の発明は、ロータに永久磁石を設けたブラシレスＤＣモータを駆動するインバータ回路部と、前記ブラシレスＤＣモータのステータに誘起される誘起電圧に基づいて前記ロータの前記ステータに対する相対位置を検出する位置検出手段と、前記インバータ回路部の通電角を設定する通電角設定手段と、前記インバータ回路部に供給される直流電源電圧の電圧値を検出する直流電圧検出手段と、前記直流電圧検出手段で検知した電圧値をそれぞれ異なる時定数でフィルタ演算する２つのフィルタ手段と、前記２つのフィルタ手段の演算結果どうしを比較する比較手段と、前記比較手段の比較結果に基づき前記インバータ回路部における通電角の上限値を１２０度から１８０度未満の範囲で制限する通電角制限手段とを備え、通電角制限手段は、比較手段が時定数の小さいフィルタ手段である第１フィルタ手段の演算結果と、時定数の大きいフィルタ手段である第２フィルタ手段の演算結果との差がある一定値より小さいと判断した場合に、ある一定時間経過後に通電角の上限値を大きくするもので、急激な電圧変化に対して回転速度が大きく変動した場合に、通電角を小さくし位置検出区間を拡大することができ、ロータ磁極位置を見失うことがなくなり、電圧変動による脱調を防止することができる。
また、直流電源電圧の変動が小さいと判断することができ、電源電圧が安定した場合に通電角をまた、所定の値まで復帰させることができ、再び高回転、高トルクで運転することが可能である。
また、特に瞬停等の復帰時に電源電圧が安定したことを確認後、回転速度も安定後に通電角を所定の値まで大きくすることができ、再び高回転、高トルクで運転することが可能である。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、通電角制限手段は、比較手段が、時定数の小さいフィルタ手段である第１フィルタ手段の演算結果と、時定数の大きいフィルタ手段である第２フィルタ手段の演算結果との差がある一定値より大きいと判断した場合に、通電角の上限値を小さくするものであり、直流電源電圧の変動の大きさを判断することができ、急激な電圧変化に対して回転速度が大きく低下した場合に、通電角を小さくし位置検出区間を拡大することができ、ロータ磁極位置を見失うことがなくなり、請求項１に記載の発明の効果に加えてさらに、電圧低下による脱調を防止することができる。

請求項３に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、比較手段が時定数の小さいフィルタ手段である第１フィルタ手段の演算結果と、時定数の大きいフィルタ手段である第２フィルタ手段の演算結果との差がある一定値とは、８Ｖである。

請求項４に記載の発明は、請求項１から３のいずれか一項に記載の発明において、通電角制限手段は、比較手段の結果に基づいて、ある一定時間毎に通電角の上限値を徐々に変化させるものであり、電圧変動が発生した場合に電圧変化とともに通電角を小さくすることができ、電源電圧の変化に合わせて位置検出区間を拡大することができ、ロータ磁極位置を見失うことがなくなり、請求項１から３のいずれか一項に記載の発明の効果に加えてさらに、電圧変動による脱調を防止することができる。

請求項５に記載の発明は、請求項１から４のいずれか一項に記載の発明において、ある一定時間とは、少なくとも２０ｍｓである。

請求項６に記載の発明は、請求項１から５のいずれか一項に記載の発明において、通電角制限手段は、比較手段の結果である、第１フィルタ手段の演算結果と第２フィルタ手段の演算結果との差に応じて、即時に通電角の上限値を小さくするものであり、瞬停等が発生した場合に、瞬時に通電角を小さくし、位置検出区間を拡大の応答性を向上することができるので、ロータ磁極位置を見失うことが低減され、請求項１から５のいずれか一項に記載の発明の効果に加えてさらに、電圧変動による脱調を防止することができる。

請求項７に記載の発明は、請求項１から６のいずれか一項に記載の発明において、第１フィルタ手段と第２フィルタ手段は移動平均により平坦化したことを特徴とするものであり、フィルタ手段をソフトウェアで行うことができ、請求項１から６のいずれか一項に記載の発明の効果に加えてさらに、安価に構成することができる。

請求項８に記載の発明は、請求項１から７のいずれか一項に記載の発明において、第２フィルタ手段は、第１フィルタ手段の演算結果をさらに移動平均したことを特徴とするものであり、ソフトウェアで構成する場合に、請求項１から７のいずれか一項に記載の発明の効果に加えてさらに、メモリ等の記憶手段の容量を低減することができる。

請求項９に記載の発明は、請求項１から８のいずれか一項に記載の発明において、ブラシレスＤＣモータのロータは、内部に永久磁石が埋め込まれ突極性を有することを特徴とするものであり、リラクタンストルクを有効に活用し位置検出区間を狭くする進角制御を行うものに対しても電圧変動による脱調を防止することができ、請求項１から８の発明の効果に加えてさらに、瞬停耐量を向上することができる。

請求項１０に記載の発明は、請求項１から９のいずれか一項に記載の発明において、ブラシレスＤＣモータのステータ巻線の巻数は１６０ターン以上であるものであり、インダクタンスが大きく、スパイク電圧幅が増大し位置検出区間を狭くするモータに対しても電圧変動による脱調を防止することができ、請求項１から９のいずれか一項に記載の発明の効果に加えてさらに、瞬停耐量を向上することができる。

請求項１１に記載の発明は、請求項１から１０のいずれか一項に記載の発明において、ブラシレスＤＣモータの極数は６極以上であるものであり、極数増加による機械的角度で位置検出区間を狭くするモータに対しても電圧変動による脱調を低減することができ、請求項１から１０のいずれか一項に記載の発明の効果に加えてさらに、瞬停耐量を向上することができる。

請求項１２に記載の発明は、請求項１から１１のいずれか一項に記載のインバータ制御装置を用いたもので、電動圧縮機に適用したものであり、電圧変動による脱調を防止することができ、瞬停耐量を向上することができ、信頼性の高い電動圧縮機を提供することができる。

請求項１３に記載の発明は、請求項１から１１のいずれか一項に記載のインバータ制御装置を用いたもので、冷蔵庫等の家庭用電気機器に適用したものであり、電圧変動や瞬停に対する耐量を向上することができ、信頼性の高い冷蔵庫等の家庭用電気機器を提供することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、本実施の形態によってこの発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１におけるインバータ制御装置のブロック図、図２は同実施の形態における各部の信号波形と処理内容を示す図である。

また、図３は同実施の形態における直流電源電圧のフィルタ演算処理の内容を示す図、図４は同実施の形態における通電角制限手段の処理内容を示すフローチャート図である。図５は同実施の形態における直流電源電圧の変化と通電角の関係を示す図である。

また、図６は同実施の形態における直流電源電圧の変化と通電角の関係を示す別の図である。

図１から図６において、インバータ制御装置２００は、商用交流電源２０１と電動圧縮機（図示せず）に接続されており、商用交流電源２０１を直流電源に変換する整流部２０３と、電動圧縮機のブラシレスＤＣモータ２０４を駆動するインバータ回路部２０５を備えている。

また、インバータ回路部２０５を駆動するドライブ回路２０６と、ブラシレスＤＣモータ２０４の端子電圧を検出する位置検出回路部２０７とインバータ回路部２０５を制御す
るマイクロプロセッサ２０８と、直流電源に変換された整流部２０３の電圧を検知する直流電圧検出回路２０９とを備えている。

電動圧縮機のブラシレスＤＣモータ２０４は６極の突極集中巻モータであり、３相巻線のステータ２０４ａとロータ２０４ｂとで構成されている。

ステータ２０４ａは６極９スロットの構造であり、各相のステータ巻線２０４ｕ，２０４ｖ，２０４ｗの巻数はそれぞれ１８９ターンである。ロータ２０４ｂは、内部に永久磁石２０４α，２０４β，２０４γ，２０４δ，２０４ε，２０４ζを配置し、リラクタンストルクを発生する磁石埋込型構造である。

インバータ回路部２０５は、６つの３相ブリッジ接続されたスイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，Ｔｒｚと、それぞれに並列に接続された還流ダイオードＤｕ，Ｄｘ，Ｄｖ，Ｄｙ，Ｄｗ，Ｄｚより構成されており、ドライブ回路２０６によりスイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，ＴｒｚをＯＮ／ＯＦＦ駆動する。

位置検出回路部２０７は、コンパレータ（図示せず）などから構成されており、ブラシレスＤＣモータ２０４の誘起電圧に基づく端子電圧信号と基準電圧ＶＮとをコンパレータにより比較し位置検出手段２１０にてスパイク電圧の影響を除去することによりインバータ制御装置の構成である。

直流電圧検出回路２０９は抵抗による分圧回路とノイズ除去用のＣＲフィルタ回路で構成されており、マイクロプロセッサ２０８に直流電源電圧の分圧をアナログ電圧値として出力している。

また、マイクロプロセッサ２０８は、位置検出回路部２０７からの出力信号に対してブラシレスＤＣモータ２０４のロータ２０４ｂの磁極位置を検出する位置検出手段２１０と、位置検出手段２１０の出力信号から回転速度を検出する回転速度検出手段２１１と、指令回転速度と実回転速度の偏差に応じてデューティを増減するデューティ設定手段２１２と、デューティの周期であるＰＷＭ（パルス幅変調）の周波数を決定するキャリア出力手段２１３とを備えている。

さらに、マイクロプロセッサ２０８は、キャリア周期でデューティを出力するＰＷＭ制御手段２１４と、位置検出手段２１０で検出された磁極位置に基づいて転流信号を生成する転流制御手段２１５と、転流制御手段２１５とＰＷＭ制御手段２１４の出力によりドライブ回路２０６を駆動しドライブ信号を生成するドライブ制御手段２１６を備えている。

また、電気角で１２０度から１５０度の範囲で通電角を設定する通電角設定手段２１７と、電気角で０度から３０度の範囲で進角を設定する進角設定手段２１８を備えており、転流制御手段２１５では進角、通電角を計算し転流タイミングを決定している。

さらにマイクロプロセッサ２０８は、直流電圧検出回路２０９の出力電圧をＡ／Ｄ変換回路によりデジタル値に変換し周期的にサンプリングし一定時間毎の平均値を算出する直流電圧検出手段２１９を備えている。サンプリング周期は４ｍｓで５回分の２０ｍｓ間の移動平均を４ｍｓ毎に算出している。

また直流電圧検出手段２１９で検出した電圧値をそれぞれ異なる時定数でフィルタ演算する時定数の小さい第１フィルタ手段２２１と時定数の大きい第２フィルタ手段２２２と、この第１フィルタ手段２２１と第２フィルタ手段２２２との演算結果を比較する比較手
段２２３とを備えている。

そして、この比較手段２２３の比較結果に基づき、通電角の許容限界値を判断し通電角の上限値を１２０度から１５０度の範囲で制限する通電角制限手段２２５を設けている。

通電角制限手段２２５は、通電角設定手段２１７で設定された通電角の値と、通電角制限手段２２５で制限する通電角許容限界値とを比較し、小さい値を選択し転流制御手段２１５へ出力する。

さらにマイクロプロセッサ２０８は、時間経過を計測する基準タイマとタイマカウンタＣＴ１、また直流電源電圧の検出値や、第１と第２フィルタ手段２２１，２２２での演算結果、比較手段２２３での比較演算結果などを格納する記憶手段２２８を備えている。

以上のように構成されたインバータ制御装置について、以下その動作、作用を説明する。

まず、ブラシレスＤＣモータ２０４の駆動方法について概略説明する。

回転速度検出手段２１１は、位置検出手段２１０からの位置信号を一定期間カウントしたり、パルス間隔を測定したりすることによりブラシレスＤＣモータ２０４の回転速度を算出する。

デューティ設定手段２１２は、回転速度検出手段２１１から得られた実回転速度と、指令回転速度との偏差からデューティの加減演算を行い、デューティ値をＰＷＭ制御手段２１４へ出力する。回転速度指令に対し実回転速度が低いとデューティを大きくし、逆に実回転速度が高いとデューティを小さくし回転速度を制御する。

キャリア出力手段２１３ではスイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，Ｔｒｚをスイッチングするキャリア周波数を設定する。本実施の形態１の場合、キャリア周波数は３ｋＨｚから１０ｋＨｚの間で設定している。

ＰＷＭ制御手段２１４では、キャリア出力手段２１３で設定されたキャリア周波数と、デューティ設定手段２１２で設定されたデューティ値から、ＰＷＭ変調信号を出力する。

転流制御手段２１５は、位置検出手段２１０の位置信号より転流のタイミングを計算し、進角設定手段２１８と通電角設定手段２１７による位相補正を行い、スイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，Ｔｒｚの転流信号を生成する。

ドライブ制御手段２１６では、転流信号とＰＷＭ変調信号を合成して、スイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，Ｔｒｚを駆動するドライブ信号を生成しドライブ回路２０６へ出力する。ドライブ回路２０６では、ドライブ信号に基づき、スイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，ＴｒｚのＯＮ／ＯＦＦスイッチングを行い、ブラシレスＤＣモータ２０４を駆動する。

次に、図２に示すインバータ制御装置２００の各種波形について説明する。

インバータ制御装置２００が、通電角は１５０度、進角１５度でブラシレスＤＣモータ２０４を制御している状態である。

図２において、（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）は、ブラシレスＤＣモータ２０４のＵ相，Ｖ相
，Ｗ相の端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗであり、それぞれの位相が１２０度ずつずれた状態で変化する。

これらの端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、インバータ回路部２０５による供給電圧Ｖｕａ，Ｖｖａ，Ｖｗａと、ステータ巻線２０４ｕ，２０４ｖ，２０４ｗに発生する誘起電圧Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂと、転流切り換え時にインバータ回路部２０５の還流ダイオードＤｕ，Ｄｘ，Ｄｖ，Ｄｙ，Ｄｗ，Ｄｚの内のいずれかが導通することにより生じるパルス状のスパイク電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃとの合成波形となる。

そして位置検出回路部２０７は、これらの端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと直流電源電圧１の１／２の電圧たる基準電圧である仮想中性点電圧ＶＮとを比較し、出力信号ＰＳｕ，ＰＳｖ，ＰＳｗを（Ｄ），（Ｅ），（Ｆ）に示すように出力している。

そして、この出力信号からスパイク電圧に対応するＰＳｕｂ，ＰＳｖｂ，ＰＳｗｃを除去し、ロータ磁極の位置信号（Ｇ）を得ている。

ここで商用交流電源２０１が変動した場合を考えると、例えば瞬停が発生すると直流電源電圧が急激に下降し、実回転速度は直流電源電圧の変化率に比例して低下する。そして、誘起電圧Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂが仮想中性点電圧ＶＮと交わる位置検出のためのクロスポイントが通電区間の中へ消えてしまう。また同様に直流電源電圧が急激に上昇すると、回転速度は急激に上昇し、クロスポイントはスパイク電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃの中へ消えてしまう。いずれもロータ磁極位置の誤検知を招き脱調してしまうこととなる。

商用交流電源２０１は本例では１１５Ｖ６０Ｈｚである。商用交流電源２０１は倍電圧整流回路により直流電源に変換される。インバータ制御装置２００が運転していない場合は、ほぼ一定電圧であるが、負荷が大きいと直流電源電圧は低下し、整流部２０３のコンデンサによる充放電による電圧リップルが発生する。

本例では、直流電源電圧は約３００Ｖであり、電圧リップルは±１０Ｖ程度発生している状態を考える。直流電源電圧は直流電圧検出回路２０９により分圧され、ＣＲフィルタでノイズ除去されてから、マイクロプロセッサ２０８に入力される。マイクロプロセッサ２０８内では直流電圧検出手段２１９のＡ／Ｄ変換回路により、アナログの電圧値をデジタル値に変換している。

また、マイクロプロセッサ２０８内の直流電圧検出手段２１９は入力された直流電源電圧値を、基準タイマにより４ｍｓ毎にサンプリングし記憶手段２２８に格納している。

次に、図３を用いて直流電源電圧のフィルタ演算処理の内容について説明する。

図３において、直流電圧検出手段２１９は、４ｍｓ毎の５回分の直流電源電圧値のデータを、それぞれ記憶手段２２８のＲＡＭ０，ＲＡＭ１，ＲＡＭ２，ＲＡＭ３，ＲＡＭ４に格納している。

それぞれ時系列にＲＡＭ０、ＲＡＭ１、ＲＡＭ２、ＲＡＭ３、ＲＡＭ４の順に格納され、ＲＡＭ４に達すると、次は再びＲＡＭ０に格納され、ＲＡＭ０からＲＡＭ４の順番に格納される。

第１フィルタ手段２２１においては、４ｍｓ毎にＲＡＭ０からＲＡＭ４の５回分の平均をとり２０ｍｓ間の移動平均を順次計算している。そして４ｍｓ毎のＲＡＭ０からＲＡＭ４の２０ｍｓ間の移動平均計算結果をＲＡＭ１０、ＲＡＭ１１、ＲＡＭ１２、ＲＡＭ１３
、ＲＡＭ１４に順次格納している。２０ｍｓ間の移動平均（Ｖｆ１）をとることで、電圧リップル変動を吸収している。

また、４ｍｓ毎に時系列にＲＡＭ１０、ＲＡＭ１１、ＲＡＭ１２、ＲＡＭ１３、ＲＡＭ１４の順に格納され、ＲＡＭ１４に達すると再びＲＡＭ１０に格納され、ＲＡＭ１０からＲＡＭ１４に順番に繰り返し格納される。

さらに第２フィルタ手段２２２では、第１フィルタ手段２２１の２０ｍｓ間の移動平均計算結果を２０ｍｓ毎に記憶手段２２８のＲＡＭ２０、ＲＡＭ２１、ＲＡＭ２２、ＲＡＭ２３、ＲＡＭ２４に順次格納する。

すなわち、ＲＡＭ１０に格納される度にＲＡＭ２０からＲＡＭ２４に順次格納している。上述同様、ＲＡＭ２０から順次格納され、ＲＡＭ２４に達すると再び、ＲＡＭ２０に格納される。そして、２０ｍｓ毎にＲＡＭ２０からＲＡＭ２４を用いて１００ｍｓ間の移動平均（Ｖｆ２）を２０ｍｓ毎に順次計算している。

そして、２０ｍｓ毎のＲＡＭ２０からＲＡＭ２４の１００ｍｓ間の移動平均計算結果をＲＡＭ３０に格納している。

比較手段２２３においては、基準タイマ４ｍｓ毎に第１フィルタ手段２２１の演算結果（Ｖｆ１）ＲＡＭ１０からＲＡＭ１４と、第２フィルタ手段２２２の演算結果（Ｖｆ２）ＲＡＭ３０の値を順次比較し、その差（絶対値：ΔＶｆ）をＲＡＭ４０に格納している。

次に広角通電制御を行う通電角設定手段２１７の動作について説明する。通電角設定手段２１７は通常１２０度通電の矩形波駆動制御を行っている。しかし、指令回転速度に対しデューティが１００％に達しても実回転速度が到達しない場合、５００ｍｓ経過毎に通電角を３．７５度ずつ拡大しトルクアップできる広角通電制御を行い、デューティが９０％から１００％の間で実回転速度が指令回転速度と一致する通電角で運転する。

そして本実施の形態１の場合、最大１５０度まで通電角を拡大する。また逆に、実回転速度が指令回転速度よりも高く、通電角が１２０度超の場合で９０％未満のデューティの状態が継続すると、５００ｍｓ毎に３．７５度ずつ縮小していきデューティが９０％から１００％の間で実回転数と指令回転速度とが一致する通電角で運転する。デューティ９０％未満の状態が連続すると、最小の通電角である通常の１２０度通電制御に戻る。

そして通電角制限手段２２５においては、比較手段２２３の比較結果である第１フィルタ手段２２１の演算結果（Ｖｆ１）と第２フィルタ手段２２２の演算結果（Ｖｆ２）との差ΔＶｆに基づいて、電気角で１２０度から１５０度の範囲で通電角を制限している。

第１フィルタ手段２２１の演算結果（Ｖｆ１）と第２フィルタ手段２２２の演算結果（Ｖｆ２）との差がある一定値以上、例えば直流電源電圧で１１Ｖ相当以上であれば、２０ｍｓ毎に３．７５度ずつ通電角許容限界値を小さくする。逆にある一定値以下、例えば８Ｖ相当未満であれば、３．７５度ずつ通電角許容限界値を大きくする。

これは、第１フィルタ手段２２１の演算結果（Ｖｆ１）が第２フィルタ手段２２２の演算結果（Ｖｆ２）より大きくても小さくても差が絶対値で一定値以上あれば通電角許容限界値を小さくし、逆に差が絶対値で一定値以下であれば大きくしていく。

なお、閾値に１１Ｖと８Ｖとヒステリシスを設けているのは、通電角のハンチングによる回転速度変動の防止のためである。

次に、図４、図５を用いて通電角制限手段２２５の主要部分の処理について説明する。

通電角制限手段２２５における通電角許容限界値の初期値は１５０度に設定されている。

まず、図４のフローチャート図で説明する。

ＳＴＥＰ１００において、第１フィルタ手段２２１の演算結果Ｖｆ１と第２フィルタ手段２２２の演算結果Ｖｆ２を比較し、Ｖｆ１≧Ｖｆ２であれば、（Ｖｆ１−Ｖｆ２）を電圧差ΔＶｆとする。逆にＶｆ１＜Ｖｆ２であれば、（Ｖｆ２−Ｖｆ１）を電圧差ΔＶｆとする。

従って、電圧差ΔＶｆには、第１フィルタ手段２２１の演算結果Ｖｆ１と第２フィルタ手段２２２の演算結果Ｖｆ２の差の絶対値が格納される。

次にＳＴＥＰ２００において、広角制限中かどうか判断する。通常運転中は広角制限中ではないため、ＳＴＥＰ２０１に進む。そして、第１フィルタ手段２２１の演算結果Ｖｆ１と第２フィルタ手段２２２の演算結果Ｖｆ２との差ΔＶｆが１１Ｖ以上かどうか判断する。通常運転時においては、電圧差ΔＶｆは１１Ｖより十分小さいため、ＳＴＥＰ２０２へ進む。そして通電角許容限界値が１５０度で運転している時は何も処理せずＳＴＥＰ２３０へ抜ける。

ここで、瞬停など電圧変動が発生した場合を考えると、ＳＴＥＰ２０１で電圧差ΔＶｆが１１Ｖ以上となると、ＳＴＥＰ２１０へ進み、通電角許容限界値が１２０度以下かどうか判断する。１２０度超であれば、ＳＴＥＰ２１１に進み、通電角許容限界値を３．７５度小さくしＳＴＥＰ２１２でタイマカウンタＣＴ１をクリアし、広角制限中フラグを立てて処理を抜ける。すなわち、通電角許容限界値が１５０度であった場合は次に１４６．２５度となる。

また、通電角許容限界値が最小設定値の１２０度まで縮小していた場合は、通電角許容限界値は１２０度のままで、ＳＴＥＰ２１２でタイマカウンタＣＴ１をクリアし、広角制限中フラグを立てて処理を抜ける。

次に再度、ＳＴＥＰ２００まできた時は、広角制限中となるため、ＳＴＥＰ２２０へ進む。ＳＴＥＰ２２０では、電圧差ΔＶｆが８Ｖ未満かどうか判断し、電圧差ΔＶｆが８Ｖ以上の場合は、次にＳＴＥＰ２２１に進み、通電角許容限界値の最小設定値１２０度より大きいかどうか判断し、１２０度超の場合ＳＴＥＰ２２２に進む。

ここで、電圧差ΔＶｆを１１Ｖと８Ｖとで３Ｖの差をもたしているのは、ヒステリシスを有し通電角のハンチングを防止するためである。

ＳＴＥＰ２２２では、タイマカウンタＣＴ１をカウントアップし、ＳＴＥＰ２２３でＴｍ１経過したか判断する。例えばＴｍ１を２０ｍｓとすると、Ｔｍ１（２０ｍｓ）経過していなければ、ＳＴＥＰ２３０に進みそのまま処理せず抜ける。

また、Ｔｍ１（２０ｍｓ）が経過するとＳＴＥＰ２２４に進みタイマカウンタＣＴ１をクリアし、通電角許容限界値を３．７５度小さくする。すなわち、１４６．２５度からＴｍ１（２０ｍｓ）後に１４２．５度に変化する。

電圧差ΔＶｆが８Ｖ以上の状態が継続していると、通電角許容限界値はＴｍ１（２０ｍｓ）毎に３．７５度ずつ小さくなり最小１２０度まで小さくなる。

次に、電圧変動が収まった場合を考えると、ＳＴＥＰ２２０で、電圧差ΔＶｆが８Ｖ未満となるとＳＴＥＰ２２５へ移り、タイマカウンタＣＴ１をクリアし広角制限中フラグをクリアする。

そして再び、ＳＴＥＰ２００、ＳＴＥＰ２０１の判断処理を行い、ＳＴＥＰ２０２に至る。ＳＴＥＰ２０２で通電角許容限界値が設定値の最大値である１５０度より小さい場合は、ＳＴＥＰ２０３でタイマカウンタＣＴ１をカウントアップし、ＳＴＥＰ２０４でタイマカウンタＣＴ１がＴｍ２経過したかどうか判断する。Ｔｍ２を２０ｍｓとすると、Ｔｍ２（２０ｍｓ）経過していない場合は、何もせずにフローを抜ける。

Ｔｍ２（２０ｍｓ）経過した場合は、ＳＴＥＰ２０５でタイマカウンタＣＴ１をクリアし、通電角許容限界値を１段３．７５度大きくする。

最大設定値の１５０度まで大きくなると、ＳＴＥＰ２０２で何も処理せずに抜け、元の１５０度設定に戻る。

また、通電角制限手段２２５は、以上のように決定された通電角許容限界値と、通電角設定手段２１７で決定された通電角設定値とを比較し、小さい方を選択し実際に運転する
通電角として転流制御手段２１５へ出力する。転流制御手段２１５はこの通電角の値を基に広角通電制御を行う。

図５に示すように、２００ｍｓの瞬停を考える。電圧降下とともに、第１フィルタ手段２２１の演算結果Ｖｆ１と第２フィルタ手段２２２の演算結果Ｖｆ２の差が大きくなり、通電角許容限界値を小さくしている。

このとき、回転速度は電圧降下とともに低下し、誘起電圧が遅れ位相となり、位置検出ポイントは通電区間の中に消えてしまいそうになる。そこで通電角を最大設定値１５０度から最小設定値１２０度までＴｍ１（２０ｍｓ）毎に３．７５度ずつ小さくし、位置検出区間の拡大を図り、位置検出ポイントを見失うことを防止している。

そして、瞬停から復帰した時に、整流部２０３のコンデンサへ充電されるため電源電圧は急激に元の電圧に復帰し、第１フィルタ手段２２１の演算結果Ｖｆ１と第２フィルタ手段２２２の演算結果Ｖｆ２の差は一瞬なくなるが、Ｔｍ１（２０ｍｓ）経過せずにすぐさま電圧差が大きくなるため、通電角は１２０度のままとなる。

また、このときに急激に電圧が上昇するため、ブラシレスＤＣモータ２０４が急加速することとなり、誘起電圧が進み状態となり位置検出ポイントがスパイク電圧Ｖｖｃ，Ｖｖｂ，Ｖｗｃの中に消えそうになるのを防いでいる。

そして、第１フィルタ手段２２１の演算結果Ｖｆ１と第２フィルタ手段２２２の演算結果Ｖｆ２の差が８Ｖ未満となると、通電角を１２０度から１２３．７５度と３．７５度大きくしている。そして第１フィルタ手段２２１の演算結果Ｖｆ１と第２フィルタ手段２２２の演算結果Ｖｆ２の差が８Ｖ未満の状態が継続していると、電圧変動がなく回転速度も安定していると判断し、Ｔｍ２（２０ｍｓ）毎に３．７５度ずつ大きくしていく。通電角は、最終的には最大設定値１５０度まで大きくなり初期の設定値にまで戻る。

また、図６は、Ｔｍ１を２０ｍｓ、Ｔｍ２を１００ｍｓにした場合の別の例である。

通電角設定手段２１７において、通電角設定値は１４２．５度に設定されている状態である。実際の通電角は、図６に示すように変化する。

通電角許容限界値と通電角設定値は、初期段階では通電角設定値の方が小さいため、通電角設定手段２１７で決定された通電角設定値で広角通電制御を行う。しかし、瞬停が始まると、通電角許容限界値が徐々に小さくなるため、逆転し通電角許容限界値が小さくなる。

そのため実際の通電角は、初期は通電角設定値で制御され、瞬停が始まると通電角許容限界値で広角通電制御される。また、電源電圧が復帰すると１００ｍｓ毎に実際の通電角が拡大していき、通電角許容限界値が１４２．５度に達すると通電角設定値が１４２．５度であるため、以降通電角は１４２．５度で運転する。

Ｔｍ２を１００ｍｓとすることで、より電圧が安定した状態で、通電角を広げることができる。特に第１フィルタ手段２２１の演算結果Ｖｆ１と第２フィルタ手段２２２の演算結果Ｖｆ２とが交差し差がなくなる場合に電圧が安定したと誤判断することがなくなる。

また、通電角を復帰させる時は、通常の広角通電制御を行い、５００ｍｓ毎に１段ずつ通電角を拡大してもよい。

以上のように、本発明のインバータ制御装置２００は、ロータ２０４ｂに永久磁石２０４α，２０４β，２０４γ，２０４δ，２０４ε，２０４ζを設けたブラシレスＤＣモータ２０４を駆動するインバータ回路部２０５と、ブラシレスＤＣモータ２０４のステータ２０４ａに誘起される誘起電圧Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂ，に基づいてロータ２０４ｂのステータ２０４ａに対する相対位置を検出する位置検出手段２１０と、インバータ回路部２０５の通電角を設定する通電角設定手段２１７とを備えている。

そして、インバータ制御装置２００はさらに、インバータ回路部２０５に供給される直流電源電圧の電圧値を検出する直流電圧検出手段２１９と、記直流電圧検出手段２１９で検知した電圧値をそれぞれ異なる時定数でフィルタ演算する２つのフィルタ手段２２１，２２２と、２つのフィルタ手段２２１，２２２の演算結果どうしを比較する比較手段２２３と、比較手段２２３の比較結果に基づきインバータ回路部２０５における通電角の上限値を１２０度から１８０度未満の範囲で制限する通電角制限手段２２５とを備えている。

そのため、急激な電圧変化に対して回転速度が大きく変動した場合に、通電角を小さくし位置検出区間を拡大することができるので、ロータ２０４ｂの磁極位置を見失うことがなくなり、電圧変動による脱調を防止することができる。

また、通電角制限手段２１７において、比較手段２２３が、時定数の小さいフィルタ手段である第１フィルタ手段２２１の演算結果Ｖｆ１と、時定数の大きいフィルタ手段である第２フィルタ手段２２２の演算結果Ｖｆ２との差がある一定値より大きい判断した場合に、通電角の上限値を小さくしている。

そのため、直流電源電圧の変動の大きさを判断することができ、急激な電圧変化に対して回転速度が大きく低下しロータ磁極位置が通電区間やスパイク電圧Ｖｖｃ，Ｖｖｂ，Ｖｗｃに隠れそうになっても、通電角を小さくし位置検出区間を拡大することができ、ロータ２０４ｂの磁極位置を見失うことがなくなり、電圧低下による脱調を防止することができる。

また、通電角制限手段２１７において、比較手段２２３が時定数の小さいフィルタ手段である第１フィルタ手段２２１の演算結果Ｖｆ１と、時定数の大きいフィルタ手段である第２フィルタ手段２２２の演算結果Ｖｆ２との差がある一定値より小さいと判断した場合に、通電角の上限値を大きくしているので、直流電源電圧の変動が小さいと判断することができ、電源電圧が安定した場合に通電角を所定の値まで復帰させることができ、再び高回転、高トルクで運転することが可能である。

また、通電角制限手段２１７において、比較手段２２３の結果に基づいて、ある一定時間毎に通電角の上限値を徐々に変化させているので、電圧変動が発生した場合に電圧変化とともに通電角を小さくすることができ、電源電圧の変化に合わせて位置検出区間を拡大することができ、ロータ２０４ｂの磁極位置を見失うことがなくなり、電圧変動による脱調を防止することができるだけでなく、できるだけトルク出力を大きくし回転速度を高く維持できるよう制御できる。

さらに、第１フィルタ手段２２１と第２フィルタ手段２２２は移動平均により平坦化したものであり、フィルタ手段をソフトウェアで行うことができ、安価に構成することができる。

また、第２フィルタ手段２２２は第１フィルタ手段２２１の演算結果Ｖｆ１をさらに移動平均したものであり、ソフトウェアで構成する場合に、メモリ等の記憶手段の容量を低減することができる。

また、ブラシレスＤＣモータ２０４のロータ２０４ｂは内部に永久磁石２０４α，２０４β，２０４γ，２０４δ，２０４ε，２０４ζが埋め込まれ突極性を有したものに適用したものであり、リラクタンストルクを有効に活用するため進角制御が行われるが、広角制御と併用すると位置検出区間がさらに狭くなるため、進角制御を行うものに対しても電圧変動による脱調を低減することができ、瞬停耐量を向上することができる。

また、ブラシレスＤＣモータ２０４のステータ巻線２０４ｕ，２０４ｖ，２０４ｗの巻数が１６０ターン以上のものに適用したものであり、インダクタンスが大きく、スパイク電圧Ｖｖｃ，Ｖｖｂ，Ｖｗｃの幅が増大し位置検出区間を狭くするモータに対しても電圧変動による脱調を防止することができ、瞬停耐量を向上することができる。

また、ブラシレスＤＣモータ２０４の極数は６極以上のものに適用したものであり、従来の４極から極数増加による機械的角度で位置検出区間を狭くなり、速度変化に対して位置検出しづらくなるため、６極以上のモータに対しても、電圧変動による脱調を低減することができ、瞬停耐量を向上することができる。

さらに、電動圧縮機に上記インバータ制御装置２００を適用したものであり、電圧変動による脱調を防止することができ、瞬停耐量を向上することができ、信頼性の高い電動圧縮機を提供することができる。

さらに、冷蔵庫等の家庭用電気機器に上記インバータ制御装置２００を適用しても、電圧変動や瞬停に対する耐量を向上することができ、良好なシステム運転が可能となり信頼性の高い冷蔵庫等の家庭用電気機器を提供することができる。

（実施の形態２）
図７は本発明の実施の形態２における直流電源電圧の変化と通電角の関係を示す図であり、インバータ制御装置の電源電圧の変化と通電角の関係を示す図である。

なお、構成については実施の形態１と同一構成のため詳細な説明は省略する。

インバータ制御装置について、以下その動作、作用を説明する。

通電角制限手段２２５は、第１フィルタ手段２２１と第２フィルタ手段２２２の演算結果を、比較手段２２３によりその差の絶対値を算出し、この電圧差の大きさに応じて通電角許容限界値を決定している。

本実施の形態２においては、図７に示すように、第１フィルタ手段２２１と第２フィルタ手段２２２の演算結果の差が４Ｖ大きくなる毎に通電角許容限界値を１段３．７５度小さくしている。

すなわち、比較手段２２３の結果が４Ｖ大きくなる毎に、通電角許容限界値を３．７５度小さくしている。

従って、電圧差に応じて、通電角を決定するものであるから、負荷が比較的小さい場合は、電圧変動期間が長くとも直流電源電圧あまり降下しないため通電角は大きく変化しない、また負荷が重たい場合は直流電源電圧はすぐに低下するため電圧差が大きくなり、通電角もすぐに小さくなるよう制限する。

なお、通電角の復帰時については、実施の形態１と同様である。

以上のように、電圧差に応じて通電角を決定するものであるから、負荷が小さい時は、通電角の変化割合が小さく、負荷が大きい時は、通電角の変化割合が大きくなるように制御するものであり、負荷に応じた通電角制御を行うことができ、より安定して運転することができ脱調を防止することができる。

さらに、冷蔵庫等の家庭用電気機器に上記インバータ制御装置２００を適用しても、電圧変動や瞬停に対する耐量を向上することができ、良好なシステム運転が可能となり信頼性の高い冷蔵庫等の家庭用電気機器を提供することができる。

（実施の形態３）
図８は本発明の実施の形態３における直流電源電圧の変化と通電角の関係を示す図であり、インバータ制御装置の電源電圧の変化と通電角の関係を示す図である。

なお、構成については実施の形態１と同一構成のため詳細な説明は省略する。

インバータ制御装置について、以下その動作、作用を説明する。

通電角制限手段２２５は、第１フィルタ手段２２１と第２フィルタ手段２２２の演算結果を、比較手段２２３によりその差の絶対値を算出し、この電圧差の大きさに応じて即時に通電角許容限界値を決定するものであり、図８に示すように変化する。

電圧変動が発生し、第１フィルタ手段２２１と第２フィルタ手段２２２の演算結果で１１Ｖ以上の電圧差が発生した場合、通電角許容限界値を１２０度に設定する。

通電角を１２０度に縮小することにより、回転数の急低下が見られるが、位置検知の誤検知を最大限防止することができ、より一層脱調のリスクを回避することができる。

以上、３つの実施の形態を通じ通電角制限手段２２５の動作について説明してきた。

なお、比較手段２２３の閾値を１１Ｖに設定したが、実際のブラシレスＤＣモータ２０４の挙動に合わせて任意に設定する。

また閾値を１１Ｖ以上、８Ｖ未満で判断したが、通電角の変動による回転数のハンチング現象を防止するために、このようにヒステリシスを設けることが望ましい。

また閾値の設定は、通常運転時の、第１フィルタ手段２２１の演算結果Ｖｆ１と第２フィルタ手段２２２の演算結果Ｖｆ２の差以上に設定する。すなわち、第１フィルタ手段２２１の電圧リップルの平坦化によるバラツキよりも小さくしない。

さらに、第１フィルタ手段２２１は交流電源による電圧リップルの変動の影響を極力受けないようにサンプリング周期および平均する期間を設定する。例えば、６０Ｈｚ電源の場合、３．３３３ｍｓ周期のサンプリングで５回分の期間（１６．６６６ｍｓ）の平均をすることで電圧リップルの影響を除去することができる。

なお、本実施の形態３において、通電角は１５０度から９段階で１２０度へ遷移させたが、通電角はリニアに変化させても良いし、１８０度未満で任意に設定してよい。また直流電源電圧のサンプリング周期も任意に設定してもよい。

さらに、冷蔵庫等の家庭用電気機器に上記インバータ制御装置２００を適用しても、電圧変動や瞬停に対する耐量を向上することができ、良好なシステム運転が可能となり信頼性の高い冷蔵庫等の家庭用電気機器を提供することができる。

以上のように、本発明にかかるインバータ制御装置は、電圧変動による脱調を防止し、瞬停耐量を向上することが可能となるので、広角通電制御により高効率で高出力の運転ができるとともに、電源電圧変動に対してロータ磁極を見失うことなく位置検出でき信頼性の高い安定した運転ができ、電源電圧変動の影響が考えられるエアコン、冷蔵庫、洗濯機等の家庭用電気機器や、電気自動車等の用途にも適用できる。また電源電圧変動の多い地域にも有用である。

本発明の実施の形態１におけるインバータ制御装置のブロック図 同実施の形態における各部の信号波形と処理内容を示す図 同実施の形態における直流電源電圧のフィルタ演算処理の内容を示す図 同実施の形態における通電角制限手段の処理内容を示すフローチャート 同実施の形態における直流電源電圧の変化と通電角の関係を示す図 同実施の形態における直流電源電圧の変化と通電角の関係を示す別の図 本発明の実施の形態２における直流電源電圧の変化と通電角の関係を示す図 本発明の実施の形態３における直流電源電圧の変化と通電角の関係を示す図 従来のインバータ制御装置の構成を示す図 従来のインバータ制御装置の各部の信号波形及び処理内容を示す図 従来のインバータ制御装置の負荷トルクと回転速度特性を示す図 他の従来のインバータ制御装置の構成を示す図 他の従来のインバータ制御装置の各部の信号波形及び処理内容を示す図 他の従来のインバータ制御装置の瞬停時の脱調特性の関係を示す図

２００ インバータ制御装置
２０４ ブラシレスＤＣモータ
２０４ａ ステータ
２０４ｂ ロータ
２０４α，２０４β，２０４γ，２０４δ，２０４ε，２０４ζ 永久磁石
２０４ｕ，２０４ｖ，２０４ｗ ステータ巻線
２０５ インバータ回路部
２１０ 位置検出手段
２１７ 通電角設定手段
２１９ 直流電圧検出手段
２２１ 第１フィルタ手段
２２２ 第２フィルタ手段
２２３ 比較手段
２２５ 通電角制限手段

Claims (13)

1. ロータに永久磁石を設けたブラシレスＤＣモータを駆動するインバータ回路部と、前記ブラシレスＤＣモータのステータに誘起される誘起電圧に基づいて前記ロータの前記ステータに対する相対位置を検出する位置検出手段と、前記インバータ回路部の通電角を設定する通電角設定手段と、前記インバータ回路部に供給される直流電源電圧の電圧値を検出する直流電圧検出手段と、前記直流電圧検出手段で検知した電圧値をそれぞれ異なる時定数でフィルタ演算する２つのフィルタ手段と、前記２つのフィルタ手段の演算結果どうしを比較する比較手段と、前記比較手段の比較結果に基づき前記インバータ回路部における通電角の上限値を１２０度から１８０度未満の範囲で制限する通電角制限手段とを備え、通電角制限手段は、比較手段が時定数の小さいフィルタ手段である第１フィルタ手段の演算結果と、時定数の大きいフィルタ手段である第２フィルタ手段の演算結果との差がある一定値より小さいと判断した場合に、ある一定時間経過後に通電角の上限値を大きくするインバータ制御装置。
2. 通電角制限手段は、比較手段が時定数の小さいフィルタ手段である第１フィルタ手段の演算結果と、時定数の大きいフィルタ手段である第２フィルタ手段の演算結果との差がある一定値より大きいと判断した場合に、通電角の上限値を小さくする請求項１に記載のインバータ制御装置。
3. 比較手段が時定数の小さいフィルタ手段である第１フィルタ手段の演算結果と、時定数の大きいフィルタ手段である第２フィルタ手段の演算結果との差がある一定値とは、８Ｖである請求項１に記載のインバータ制御装置。
4. 通電角制限手段は、比較手段の結果に基づいて、ある一定時間毎に通電角の上限値を徐々に変化させる請求項１から３のいずれか一項に記載のインバータ制御装置。
5. ある一定時間とは、少なくとも２０ｍｓである請求項１から４のいずれか一項に記載のインバータ制御装置。
6. 通電角制限手段は、比較手段の結果である、第１フィルタ手段の演算結果と第２フィルタ
   手段の演算結果との差に応じて、即時に通電角の上限値を小さくする請求項１から３のいずれか一項に記載のインバータ制御装置。
7. 第１フィルタ手段と第２フィルタ手段は、移動平均により平坦化したことを特徴とする請求項１から６のいずれか一項に記載のインバータ制御装置。
8. 第２フィルタ手段は、第１フィルタ手段の演算結果をさらに移動平均したことを特徴とする請求項１から７のいずれか一項に記載のインバータ制御装置。
9. ブラシレスＤＣモータのロータは、内部に永久磁石が埋め込まれ突極性を有することを特徴とする請求項１から８のいずれか一項に記載のインバータ制御装置。
10. ブラシレスＤＣモータのステータ巻線の巻数は１６０ターン以上である請求項１から９のいずれか一項に記載のインバータ制御装置。
11. ブラシレスＤＣモータの極数は６極以上である請求項１から１０のいずれか一項に記載のインバータ制御装置。
12. 請求項１から１１のいずれか一項に記載のインバータ制御装置を用いた電動圧縮機。
13. 請求項１から１１のいずれか一項に記載のインバータ制御装置を用いた冷蔵庫等の家庭用電気機器。