JP2012105384A - インバータ制御装置、それを用いた電動圧縮機および家庭用電気機器 - Google Patents

Abstract

【課題】インバータ制御装置において、１２０度以上に通電角を広げる広角制御や、ブラシレスＤＣモータのステータに誘起される誘起電圧の位相に対して電圧位相を進める進角制御を行なうとき、無通電角が電気角３０度は生じ、インバータが望みの電圧を十分に出力することができず、インバータの直流電圧利用率が若干落ちることにより、ブラシレスＤＣモータの端子電圧も若干小さくなり、運転範囲に対して望む値に対して若干狭くなるという課題を有していた。
【解決手段】ブラシレスＤＣモータの機械角１周期中に少なくとも１回は位置検出手段２０８により検出した誘起電圧のゼロクロス点を使用せずに、過去に取得した検出値から演算した演算値から通電角を誘起電圧のゼロクロス点よりも前に転流する制御を行うことで、無通電角を電気角３０度未満で抑えられ、より広い運転範囲の制御を可能とする。
【選択図】図６

Description

本発明は、ブラシレスＤＣモータを駆動する機器に搭載するインバータ制御装置に関するものである。特に、ブラシレスＤＣモータのインバータ制御装置における広角通電制御に関するものであり、さらにそのインバータ制御装置を用いた電動圧縮機および家庭用電気機器に関するものである。

従来、この種のインバータ制御装置は、通電角を電気角１２０度以上に広げる広角制御を行うことにより、インバータの運転範囲を拡大し、インバータ制御装置の出力を増大するものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。

一般にこれまでインバータの波形制御として、制御の容易さの観点から１２０度通電波形が採用されてきた。ブラシレスＤＣモータを駆動するシステムにおいては、正負それぞれの電気角が１８０度あるにもかかわらず、電気角１２０度分だけしかインバータの各相のスイッチを導通させておらず、残りの電気角６０度の区間が無制御となっていた。

従って、無制御期間においては、インバータが望みの電圧を出力することができず、インバータの直流電圧利用率が低い。そして直流電圧利用率が低いことに起因してブラシレスＤＣモータの端子電圧が小さくなり、運転範囲が狭くなってしまう、すなわち最高回転速度が低くなっていた。

そこで、この特許文献１では、電圧形インバータの通電幅を電気角で１２０度より大きく、１８０度以下の所定の幅に設定しており、無制御区間を電気角で６０度未満にしている。その結果、モータ端子電圧を大きくし、運転範囲を広くしている。

また近年、モータの高効率化を図るためにロータ内部に永久磁石を埋め込み、磁石に起因するトルクのみならず、リラクタンスに起因するトルクを発生させることにより、モータ電流を増加させることなく、全体として発生トルクを大きくすることができる埋込磁石構造のブラシレスＤＣモータが用いられてきている。

このリラクタンストルクを有効に活用するために、モータ誘起電圧の位相に対してインバータの電圧位相を進める進角制御が行われている。さらに進角制御は、弱め磁束効果を有効に活用でき、出力トルクを増大できる。

ホール素子等のセンサを用いたモータでは、センサによりロータ磁極位置を正確に認識することができるため、間接的な誘起電圧によるロータ磁極位置を検知などの必要がなく、センサから直接ロータ磁極位置が判断できるので、容易にモータ制御を行なうことができる。

しかしながら、密閉型圧縮機においては、ホール素子等のセンサを埋め込むこと自体が、使用環境によるセンサ故障、冷媒漏れなどの信頼性、センサ一体型による故障時のモータのメンテナンスの観点から採用が容易ではなく、一般的にはホール素子等のセンサを用いずにステータ巻線に生じる誘起電圧により、ロータ磁極位置を検知するセンサレス方式のインバータ制御装置が用いられている。

この場合、無制御期間中の電気角６０度を用い、上下アームのスイッチのオフ期間中にモータ端子に現れる誘起電圧を観測することにより、ロータ磁極位置を得ているものが多
い。

以下、図面を参照しながら上記従来のインバータ制御装置を説明する。

図８は、特許文献１に記載された従来のインバータ制御装置の構成を示す図である。また図９は、従来のインバータ制御装置の各部の信号波形および処理内容を示す図であり、広角度１５０度時の特性を示している。

図１０は、従来のインバータ制御装置の負荷トルクと回転速度特性を示す図であり、広角通電制御を行った時の特性を示している。

図８において、直流電源００１の端子間に３対のスイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚをそれぞれ直列接続してインバータ回路部００２を構成している。

ブラシレスＤＣモータ００３は、４極の分布巻き構造のステータ００３ａと、ロータ００３ｂで構成されている。ロータ００３ｂは内部に永久磁石００３α、永久磁石００３βを埋め込んだ磁石埋込型構造である。

各対のスイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚどうしの接続点は、ブラシレスＤＣモータ００３のＹ接続された各相のステータ巻線００３ｕ、ステータ巻線００３ｖ、ステータ巻線００３ｗの端子にそれぞれ接続されている。

そして、各対のスイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚどうしの接続点は、Ｙ接続された抵抗００４ｕ、００４ｖ、００４ｗにもそれぞれ接続されている。

なお、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚのコレクターエミッタ端子間に、それぞれ保護用の還流ダイオードＤｕ、Ｄｘ、Ｄｖ、Ｄｙ、Ｄｗ、Ｄｚが接続されている。

磁極位置検出回路０１０は、差動増幅器０１１と積分器０１２とゼロクロスコンパレータ０１３により構成されている。そして、上記Ｙ接続されたステータ巻線００３ｕ、ステータ巻線００３ｖ、ステータ巻線００３ｗの中性点００３ｄの電圧は、抵抗０１１ａを介して増幅器０１１ｂの反転入力端子に供給され、Ｙ接続された抵抗００４ｕ、００４ｖ、００４ｗの中性点００４ｄの電圧は、そのまま増幅器０１１ｂの非反転入力端子に供給されている。

そして、増幅器０１１ｂの出力端子と反転入力端子との間に抵抗０１１ｃを接続することにより、差動増幅器０１１として動作させるようにしている。

また、差動増幅器０１１の出力端子から出力される出力信号は、抵抗０１２ａとコンデンサ０１２ｂとを直列接続してなる積分器０１２に供給されている。

積分器０１２からの出力信号（抵抗０１２ａとコンデンサ０１２ｂとの接続点電圧）は、ゼロクロスコンパレータ０１３の非反転入力端子に供給されており、ゼロクロスコンパレータ０１３の反転入力端子には、中性点００３ｄの電圧が供給されている。

そして、ゼロクロスコンパレータ０１３の出力端子から磁極位置検出信号が出力される。

上記差動増幅器０１１、積分器０１２およびゼロクロスコンパレータ０１３で、ブラシレスＤＣモータ００３のロータ００３ｂの磁極位置を検出する磁極位置検出回路０１０が構成される。

マイクロプロセッサ０２０では、磁極位置検出回路０１０から出力される磁極位置検出信号に基づいて、周期測定、進角や通電角の設定のための位相補正などを行い、電気角１周期当りのタイマ値を算出し、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚの転流信号を決定する。

また、マイクロプロセッサ０２０は、回転速度指令に基づいて電圧指令を出力し、電圧指令をＰＷＭ（パルス幅変調）変調するとともに、回転速度指令と実回転速度の偏差に基づき、ＰＷＭ変調信号のＯＮ／ＯＦＦ比であるデューティ量を制御し、３相分のＰＷＭ変調信号を出力する。

そして、回転速度指令に対し、実回転速度が低いとデューティを大きくし、逆に実回転速度が高いとデューティを小さくする。

このＰＷＭ変調信号は、ドライブ回路０３０に供給され、ドライブ回路０３０が、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚのそれぞれのベース端子に供給すべきドライブ信号を出力する。

以上のように構成されたインバータ制御装置について、以下その通電における動作を説明する。

図９において、（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）は、ブラシレスＤＣモータ００３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗであり、位相がそれぞれ１２０度ずつずれた状態で変化する。

（Ｄ）は、差動増幅器０１１から出力される信号であり、（Ｅ）は、積分器０１２による積分波形である。この積分波形がゼロクロスコンパレータ０１３に供給されることにより、積分波形のゼロクロス点において立ち上り、立ち下りの励磁切替信号が磁極位置検出信号として（Ｆ）のように出力される。

この励磁信号の立ち上り、立ち下りによってスタートする位相補正タイマ（Ｇ１）と、この位相補正タイマによってスタートする第２位相補正タイマ（Ｇ２）により、転流パターンであるインバータモード（Ｎ）を１ステップ進める。

ここで、Ｗ相の誘起電圧Ｅｗの波形からＵ相の通電タイミングを算出しており、位相補正タイマ（Ｇ１）により、インバータ回路部００２の位相進み量を制御できる。図９においては、通電角１５０度で進角６０度の設定である。従って、位相補正タイマ（Ｇ１）の値は４５度相当、第２位相補正タイマ（Ｇ２）の値は３０度相当の値となっている。

その結果、各インバータモード（Ｎ）に対応して、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、ＴｒｚのＯＮ／ＯＦＦ状態が、それぞれ（Ｈ）、（Ｉ）、（Ｊ）、（Ｋ）、（Ｌ）、（Ｍ）に示すように制御される。

以上のように、通電期間を１２０度から１８０度に設定した状態でのブラシレスＤＣモータ００３の駆動を達成することができ、インバータ電圧の位相をモータ誘起電圧よりも進めた状態にすることができる。

また、広角通電制御を行うことにより、図１０に示すように負荷トルクの大きいところでの運転領域を拡大することができる。

しかしながら、前記従来の構成では、ロータ００３ｂの回転に基づいてステータ巻線００３ｕ、ステータ巻線００３ｖ、ステータ巻線００３ｗに生じる誘起電圧を検出し、この誘起電圧を、９０度の遅れを有する積分器０１２によって移相することにより、ロータ００３ｂの磁極に対応する位置検出信号を得ており、この位置検出信号に基づいてステータ巻線００３ｕ、ステータ巻線００３ｖ、ステータ巻線００３ｗへの通電タイミングを決定する構成となっている。

その結果、９０度遅れ位相の積分器０１２を用いているので、急激な加減速に対する応答性が悪いという不具合がある。

そこで、このような応答性を改善した位置検出回路が提案されている（例えば、特許文献２参照）。

以下、図面を参照しながら、特許文献２に記載された他の従来のインバータ制御装置について説明する。

図１１は、他の従来のインバータ制御装置の構成を示す図、図１２は、他の従来例のインバータ制御装置の各部の信号波形および処理内容を示す図である。

図１１において、抵抗１０１、１０２は、母線１０３、１０４間に直列に接続されており、その共通接続点たる検出端子ＯＮは、ブラシレスＤＣモータ１０５のステータ巻線１０５ｕ、ステータ巻線１０５ｖ、ステータ巻線１０５ｗの中性点の電圧に相当する直流電源００１の電圧の１／２たる仮想中性点の電圧ＶＮを出力するようになっている。

コンパレータ１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃは、これらの各非反転入力端子（＋）が、抵抗１０７、１０８、１０９を介して出力端子ＯＵ、ＯＶ、ＯＷにそれぞれ接続され、各反転入力端子（−）が、検出端子ＯＮに接続されている。

そして、これらのコンパレータ１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃの出力端子ＯＵ、ＯＶ、ＯＷは、論理手段たるマイクロプロセッサ１１０の入力端子Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３にそれぞれ接続されている。また、その出力端子Ｏ１からＯ６は、ドライブ回路１２０を介してスイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚを駆動する。

また、コンパレータ１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃの出力信号に基づき、誘起電圧の変化時間を測定する第１タイマ１２２を設け、この第１タイマ１２２で測定した変化時間に基づいて遅延時間を得る第２タイマ１２３を設けている。

コンパレータ１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃの出力信号に基づく誘起電圧の正、負状態と第２タイマ１２３のタイミングから、各相のステータ巻線１０５ｕ、ステータ巻線１０５ｖ、ステータ巻線１０５ｗに通電するための駆動信号を出力する。

ブラシレスＤＣモータ１０５は、４極分布巻き構造で、ロータ１０５ａは、表面に永久磁石１０５α、永久磁石１０５βを配置した表面磁石構造である。従って、通電角１２０度、進角０度の設定となっている。

以上のように構成されたインバータ制御装置について、以下その動作を説明する。

図１２において、（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）は、定常動作時におけるステータ巻線１０５ｕ、ステータ巻線１０５ｖ、ステータ巻線１０５ｗの端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを示すものである。

これらの端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、インバータ回路部１４０による供給電圧Ｖｕａ、Ｖｖａ、Ｖｗａと、ステータ巻線１０５ｕ、ステータ巻線１０５ｖ、ステータ巻線１０５ｗに発生する誘起電圧Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂと、転流切り換え時にインバータ回路部１４０の還流ダイオードＤｕ、Ｄｘ、Ｄｖ、Ｄｙ、Ｄｗ、Ｄｚの内のいずれかが導通することにより生じるパルス状のスパイク電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃとの合成波形となる。

そして、これらの端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと、直流電源００１の電圧の１／２の電圧たる仮想中性点の電圧ＶＮと、コンパレータ１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃにより比較した出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗが、（Ｄ）、（Ｅ）、（Ｆ）に示されている。

この場合、コンパレータ１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃの出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗは、前述の誘起電圧Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂの正および負ならびに位相を表わす信号ＰＳｕａ、ＰＳｖａ、ＰＳｗａと、前述のパルス状電圧のスパイク電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃに対応する信号ＰＳｕｂ、ＰＳｖｂ、ＰＳｗｂとからなる。

また、パルス状電圧のスパイク電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃは、ウェイトタイマにより無視しているので、コンパレータ１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃの出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗは、結果として誘起電圧Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂの正、および負、ならびに位相を示すものとなる。

マイクロプロセッサ１１０は、各コンパレータ１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃの出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗの状態に基づいて、（Ｇ）に示す如き６つのモードＡからＦを認識する。そして、出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗのレベルが変化した時点から電気角で３０度だけ遅らせて、ドライブ信号ＤＳｕ、ＤＳｖ、ＤＳｗ、ＤＳｘ、ＤＳｙ、ＤＳｚを出力した状態が、それぞれ（Ｊ）から（Ｏ）である。

モードＡからＦの各時間Ｔ（Ｈ）は、電気角６０度を示すものであり、ＡからＦの１／２の時間（Ｉ）すなわちＴ／２は、電気角で３０度に相当する遅延時間を示すものである。

このように、ブラシレスＤＣモータ１０５のロータ１０５ａの回転に応じて、ステータ巻線１０５ｕ、ステータ巻線１０５ｖ、ステータ巻線１０５ｗに生ずる誘起電圧Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂからロータ１０５ａの位置状態を検出するとともに、その誘起電圧Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂの変化時間（Ｔ）を検出してステータ巻線１０５ｕ、ステータ巻線１０５ｖ、ステータ巻線１０５ｗへの通電モードおよびタイミングにより各相のステータ巻線１０５ｕ、ステータ巻線１０５ｖ、ステータ巻線１０５ｗの通電のための駆動信号を決定して実行させるようにしている。

そのため、特許文献１に記載された従来のインバータ制御装置とは異なり、フィルタ回路を必要としないことから誘起電圧Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂの検出感度が高くなって始動特性の向上を図ることができ、低速駆動を可能としている。

さらに、９０度遅れ特性のフィルタ回路を用いておらず、第１タイマ１２２および第２タイマ１２３の組合せにより、３０度遅れをもって制御できるので、急激な加減速に対する応答性を改善している。

国際公開第９５／２７３２８号 特開平１−８８９０号公報

しかしながら、前記特許文献１、特許文献２に記載された従来の構成では、１２０度以上に通電角を広げる広角制御や、ブラシレスＤＣモータのステータに誘起される誘起電圧の位相に対して、インバータ回路部１４０の電圧位相を進める進角制御を行なっているものの、通電角１８０度未満の区間で誘起電圧の位置検出可能な通電角はせいぜい１５０度までであり、残りの電気角３０度の区間が無通電角となり、インバータから望みの電圧を十分に出力することができず、インバータの直流電圧利用率が若干落ちることにより、ブラシレスＤＣモータの端子電圧も若干小さくなり、運転範囲に対応した望む値に対して若干狭くなるという課題を有していた。

本発明は、前記従来の課題を解決するもので、１５０度以上の通電角で広角制御を行ない、より広い運転範囲で制御できるようにしたインバータ制御装置を提供することを目的とする。

前記課題を解決するために本発明のインバータ制御装置は、ブラシレスＤＣモータの機械角１周期中に、少なくとも１回は位置検出手段により検出した誘起電圧のゼロクロス点を使用せずに、過去に取得した検出値から演算した演算値に基づいて通電角を誘起電圧のゼロクロス点よりも前に転流する制御を行うように構成したものである。

これによって、１５０度以上の通電角で広角制御を行なうことができるようになり、インバータのトルクアップが図れ、より広い運転範囲で制御できるインバータ制御装置を提供することができる。

本発明のインバータ制御装置は、ブラシレスＤＣモータ駆動において、位置検出手段により過去に取得した検出値から演算した通電角を、誘起電圧のゼロクロス点よりも前に転流する制御を行うことによって、１５０度以上の通電角で広角制御を行なうことができるようになり、より広い運転範囲で制御できる。その結果、従来よりも小型のモータを用いて、同等の性能をもったインバータ制御装置を提供することができる。また、小型のモータの使用により、コスト削減、ユニットの小型化が行なえる。

本発明の実施の形態におけるインバータ制御装置のブロック図 本発明の実施の形態におけるインバータ制御装置の通電角１５０度以下の信号波形図 本発明の実施の形態におけるインバータ制御装置のインバータ制御のフローチャート 本発明の実施の形態におけるインバータ制御装置の通電角１５０度以下のフローチャート 本発明の実施の形態におけるインバータ制御装置の通電角１５０度より上のフローチャート 本発明の実施の形態におけるインバータ制御装置の通電角１５０度より上の信号波形図 本発明の実施の形態におけるインバータ制御装置の広角制御のフローチャート 従来のインバータ制御装置の構成を示す図 従来のインバータ制御装置の各部の信号波形および処理内容を示す図 従来のインバータ制御装置の負荷トルクと回転速度特性を示す図 他の従来のインバータ制御装置の構成を示す図 他の従来のインバータ制御装置の各部の信号波形および処理内容を示す図

第１の発明は、ロータに永久磁石を設けたブラシレスＤＣモータを駆動するインバータ回路部と、前記ブラシレスＤＣモータのステータに誘起される誘起電圧に基づいて前記ロータの前記ステータに対する相対位置を検出する位置検出手段と、前記インバータ回路部の通電角制御を行なう通電角制御手段とを備え、前記通電角制御手段は、前記位置検出手段の検出値に基づき、前記インバータ回路部における通電角を誘起電圧のゼロクロス点よりも前に転流する制御を行ない、前記インバータ回路部には、ホール素子等のセンサを用いないものである。

これによって、通電角１８０度未満の区間において、誘起電圧の位置検出可能な通電角の通常の最大角１５０度を１５０度以上にすることができ、無通電角をより少なくすることにより、インバータのトルクアップが図れ、より広い運転範囲で制御することができる。

第２の発明は、特に、第１の発明において、前記通電角制御手段の出力を、前記ブラシレスＤＣモータの機械角１周期中に少なくとも１回は位置検出手段により検出した誘起電圧のゼロクロス点を使用せずに、過去に取得した検出値から演算し、前記インバータ回路部における通電角を誘起電圧のゼロクロス点よりも前に転流するようにしたものである。

これによって、位置検出手段により検出した誘起電圧による制御と同時に、通電角制御手段の出力を演算により行なった通電角を１５０度以上にすることができ、無通電角をより少なくすることにより、インバータのトルクアップが図れ、より広い運転範囲で制御することができる。

第３の発明は、特に、第１または第２の発明において、デューティ設定手段を有し、前記通電角制御手段を、前記ブラシレスＤＣモータへの通電率が所定のデューティ以上となった場合、前記位置検出手段の検出値に基づき、前記インバータ回路部における通電角を誘起電圧のゼロクロス点よりも前に転流する制御を行なうようにしたものである。

これによって、従来の広角制御では駆動不可能な制御範囲である場合のみ、付与トルクを大きくでき、実用性を増したモータ制御を行なうことができる。

第４の発明は、特に、第１から３のいずれか１つの発明において、前記通電角制御手段を、前記位置検出手段が検出する誘起電圧のゼロクロス点の時間間隔により演算した前記ブラシレスＤＣモータの回転数が所定の回転数以上となった場合、前記位置検出手段の検出値に基づき、前記インバータ回路部における通電角を誘起電圧のゼロクロス点よりも前に転流する制御を行なうようにしたものである。

これによって、駆動トルクが大きくなった場合のみ、付与トルクを大きくでき、実用性を増したモータ制御を行なうことができる。

第５の発明は、特に、第１から４のいずれか１つの発明の前記ブラシレスＤＣモータのロータを、内部に永久磁石が埋め込まれ、突極性を有する構成としたものである。

これによって、１５０度以上の通電角での広角制御を行なうことで、ブラシレスＤＣモータの誘起電圧のゼロクロス点より進角した制御を行う事ができ、リラクタンストルクをより有効に活用したインバータ制御装置を提供することができる。

第６の発明は、特に、第１から５のいずれか１つの発明のインバータ制御装置を用いた電動圧縮機とするもので、電動圧縮機に適用した場合においても、より高負荷のモータ制御を行なうことができ、より広い運転範囲で制御できる電動圧縮機を提供することができる。

第７の発明は、特に、第１から５のいずれか１つの発明のインバータ制御装置を用いた家庭用電気機器とするもので、冷蔵庫等の家庭用電気機器に適用した場合において、より広い運転範囲のモータ制御を行なうことができ、使い勝手の良い冷蔵庫等の家庭用電気機器を提供することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるインバータ制御装置のブロック図、図２は、同実施の形態におけるインバータ制御装置の通電角１５０度以下の信号波形図であり、各部の信号波形と処理内容を示している。図３は、同実施の形態１におけるインバータ制御装置のインバータ制御のフローチャートである。

図１において、インバータ制御装置２００は、商用交流電源２０１と電動圧縮機（図示せず）に接続されており、商用交流電源２０１を直流電源に変換する整流部２０２と、電動圧縮機のブラシレスＤＣモータ２０３を駆動するインバータ回路部２０４を備えている。

さらに、インバータ回路部２０４を駆動するドライブ回路２０５と、ブラシレスＤＣモータ２０３の端子電圧を検出する位置検出回路部２０６と、インバータ回路部２０４を制御するマイクロプロセッサ２０７を備えている。

マイクロプロセッサ２０７は、位置検出手段２０８と、通電角を決定する通電角制御手段２０９、転流信号を生成する転流制御手段２１０を備えている。

ここで、位置検出手段２０８は、位置検出回路部２０６からの出力信号に対してブラシレスＤＣモータ２０３の磁極位置を検出する位置検出判定手段２０８ａと、磁極位置検出のサンプリング開始を決定する位置検出待機手段２０８ｂにより構成されている。

さらに、マイクロプロセッサ２０７は、位置検出判定手段２０８ａからの出力に対して回転速度を算出する回転速度検出手段２１１と、回転速度に応じて転流信号に対しＰＷＭ変調を行なうためのデューティ設定手段２１２と、キャリア出力手段２１３と、ＰＷＭ制御手段２１４と、そして、転流制御手段２１０とＰＷＭ制御手段２１４の出力によりドライブ回路２０５を駆動するためのドライブ制御手段２１５を備えている。

ブラシレスＤＣモータ２０３は、６極の突極集中巻モータであり、３相巻線のステータ２０３ａとロータ２０３ｂとで構成されている。

ステータ２０３ａは、６極９スロットの構造であり、各相のステータ巻線２０３ｕ、ステータ巻線２０３ｖ、ステータ巻線２０３ｗの巻数は、それぞれ１８９ターンである。ロータ２０３ｂは、内部に永久磁石２０３α、永久磁石２０３β、永久磁石２０３γ、永久磁石２０３δ、永久磁石２０３ε、永久磁石２０３ζを配置し、リラクタンストルクを発生する磁石埋込型構造である。

インバータ回路部２０４は、６つの三相ブリッジ接続されたスイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚと、それぞれに並列に接続された環流ダイオードＤｕ、Ｄｘ、Ｄｖ、Ｄｙ、Ｄｗ、Ｄｚより構成されている。

位置検出回路部２０６は、コンパレータ（図示せず）などから構成されており、ブラシレスＤＣモータ２０３の誘起電圧に基づく端子電圧信号と基準電圧とを、コンパレータにより比較して位置検出信号を得ている。

位置検出待機手段２０８ｂは、位置検出回路部２０６の出力信号からスパイク電圧信号を分離し、位置検出信号のみを抽出するために、スパイク電圧信号を無視するためのウェイト時間を設定する。

位置検出判定手段２０８ａは、位置検出回路部２０６の出力信号からロータ２０３ｂの位置信号を得て、位置検出信号を生成する。

通電角制御手段２０９は、位置検出判定手段２０８ａで得た位置検出情報に基づいて、転流制御手段２１０における通電角を制御する。通電角更新タイマ２０９ａは、通電角制御手段２０９による通電角の更新周期を設定する。

転流制御手段２１０は、位置検出判定手段２０８ａの位置信号と通電角制御手段２０９の通電角により、転流のタイミングを計算し、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚの転流信号を生成する。

回転速度検出手段２１１は、位置検出判定手段２０８ａからの位置信号を一定期間カウントしたり、パルス間隔を測定したりすることにより、ブラシレスＤＣモータ２０３の回転速度を算出する。

デューティ設定手段２１２は、回転速度検出手段２１１から得られた回転速度と、指令回転速度との偏差からデューティの加減演算を行い、デューティ値をＰＷＭ制御手段２１４へ出力する。回転速度指令に対し、実回転速度が低いとデューティを大きくし、逆に実回転速度が高いとデューティを小さくする。

キャリア出力手段２１３では、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚをスイッチングするキャリア周波数を設定する。この場合、キャリア周波数は、３ｋＨｚから１０ｋＨｚの間で設定している。

ＰＷＭ制御手段２１４では、デューティ設定手段２１２で設定されたデューティ値と、キャリア出力手段２１３で設定されたキャリア周波数から、ＰＷＭ変調信号を出力する。

ドライブ制御手段２１５では、転流信号とＰＷＭ変調信号と通電角、および進角を合成し、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、ＴｒｚをＯＮ／ＯＦＦするドライブ信号を生成し、ドライブ回路２０５へ出力する。

ドライブ回路２０５では、ドライブ信号に基づき、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、ＴｒｚのＯＮ／ＯＦＦスイッチングを行い、ブラシレスＤＣモータ２０３を駆動する。

次に、図２に示すインバータ制御装置の各種波形について説明する。

ここで、インバータ制御装置２００は、通電角を１５０度、進角１５度でブラシレスＤＣモータ２０３を制御している状態を示している。

（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）は、ブラシレスＤＣモータ２０３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗであり、それぞれの位相が１２０度ずつずれた状態で変化する。

これらの端子電圧は、インバータ回路部２０４による供給電圧Ｖｕａ、Ｖｖａ、Ｖｗａと、ステータ巻線２０３ｕ、ステータ巻線２０３ｖ、ステータ巻線２０３ｗに発生する誘起電圧Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂと、転流切り換え時にインバータ回路部２０４の還流ダイオードＤｕ、Ｄｘ、Ｄｖ、Ｄｙ、Ｄｗ、Ｄｚの内のいずれかが導通することにより生じるパルス状のスパイク電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃとの合成波形となる。

そして、これらの端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと直流電源電圧１の１／２の電圧たる仮想中性点電圧ＶＮとを比較し、コンパレータより出力する出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗを（Ｄ）、（Ｅ）、（Ｆ）に示している。

この出力信号は、供給電圧Ｖｕａ、Ｖｖａ、Ｖｗａに対応するＰＳｕａ、ＰＳｖａ、ＰＳｗａと、スパイク電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃに対応するＰＳｕｃ、ＰＳｖｃ、ＰＳｗｃと、誘起電圧Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂと仮想中性点電圧ＶＮ比較中の期間に相当するＰＳｕｂ、ＰＳｖｂ、ＰＳｗｂとの合成信号となる。

ここで、パルス状のスパイク電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃは、位置検出待機手段２０８ｂにより設定するウェイト時間（Ｇ）によって無視するため、コンパレータの出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗは、結果として誘起電圧Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂの正、および負、ならびに位相を示すものとなる。

マイクロプロセッサ２０７は、各コンパレータの出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗの状態に基づいて（Ｈ）に示す如き６つのモードＡ〜Ｆを認識し、出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗの状態に応じて、ドライブ信号ＤＳｕ（Ｉ）からＤＳｚ（Ｎ）を出力する。

つまり、（Ｈ）に示すＡ〜Ｆの各モードにおける経過時間は、マイクロプロセッサ２０７が認識する位置検出信号の状態変化の発生間隔、即ち位置検出間隔（Ｏ）を示している。

続いて、図３のフローチャートにより詳細な動作を説明する。

図３において、位置検出待機手段２０８ｂは、ステップ１０３の後からステップ２０２までとなる。また、位置検出判定手段２０８ａは、ステップ２０２からステップ３０５までとなる。

まず、ステップ１０１でタイマのカウント動作を開始し、ステップ１０２で転流時間が経過するまで待機する。転流時間が経過した後は、ステップ１０３でドライブ回路２０５へのドライブ信号ＤＳｕ、ＤＳｖ、ＤＳｗ、ＤＳｘ、ＤＳｙ、ＤＳｚを出力し、転流動作を行なう。転流動作についての詳細は、後ほど図４、図５にて説明する。

ここで、位置検出手段２０８を構成する位置検出判定手段２０８ａ、位置検出待機手段２０８ｂについて説明する。

まず、位置検出待機手段２０８ｂについて説明する。

転流動作を行なった際、インバータ回路部２０４のスイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚの内のいずれかの状態が、ＯＮからＯＦＦへの切り換わった直後に、直前に導通していたステータ巻線２０３ｕ、ステータ巻線２０３ｖ、ステータ巻線２０３ｗに蓄えられたエネルギーが、還流ダイオードＤｕ、Ｄｘ、Ｄｖ、Ｄｙ、Ｄｗ、Ｄｚの内のいずれかの導通によって放出されるまでの期間、パルス状のスパイク電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃが発生する。

このスパイク電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｖｗを無視した後、誘起電圧Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂが、仮想中性点電圧ＶＮを通過するクロスポイントにより位置検出を行なう。すなわち、ステップ１０４でタイマがウェイト時間を経過するまで待機し、ウェイト時間が経過した後、ステップ１０５で位置検出を開始する。

すなわち、位置検出待機手段２０８ｂにおいて、ウェイト時間が経過するまで位置検出の開始を待機させて、スパイク電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｖｗを無視した後に位置検出を行うものである。

次に、位置検出判定手段２０８ａについて説明する。

ステップ１０６において、位置検出回路部２０６からの出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗの状態の検出を行ない、続いてステップ１０７において、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚの出力状態、すなわち、図２における動作モードの状態に応じた出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗの状態によって位置検出判定を行なう。

一例として、図２における動作モードがＡの場合、ＰＳｕがＨレベル、ＰＳｖがＬレベル、ＰＳｗがＨレベルを検出することによって、Ｕ相端子電圧の立上り検出となる。同様に、他の動作モード状態においても、ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗの状態を調べることにより、仮想中性点電圧ＶＮに対する各端子電圧の立上りまたは立下り検出を行なう。

位置検出の判定が行なわれた場合は、ステップ１０８に移行する。

ステップ１０８は、タイマの読取りを行ない、前回の位置検出からの経過時間を測定する。ここで、各端子電圧の立上り、または立下り検出による位置検出は、端子電圧１周期中に６回発生するため、位置検出間隔を測定することにより、電気角で６０度に相当する経過時間を得ることができる。

通常、スパイク電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃは、誘起電圧Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂが仮想中性点電圧ＶＮを通過するクロスポイントの手前で終了する。

ステップ１０９は、ステップ１０８で得られた直前の６０度毎の位置検出間隔であるタイマ値とステップ１０４におけるウェイト時間との時間差を、判定時間として算出する。

すなわち、位置検出判定手段２０８ａにおいて、位置検出判定手段２０８ａにおける位置検出間隔と、位置検出待機手段２０８ｂにおけるウェイト時間との時間差を算出するも
のである。

次に、ステップ１１０において、得られた位置検出間隔に応じて、次回の転流時間とウェイト時間を設定する。

一例として、図２においては通電角１５０度、進角１５度の動作を図示しており、転流タイミングは、位置検出間隔で得た６０度を基準として、ドライブ信号ＤＳｕ、ＤＳｖ、ＤＳｗ、ＤＳｘ、ＤＳｙ、ＤＳｚのＯＮタイミングを、位置検出後の０度、ＯＦＦタイミングを、位置検出後の３０度としている。また、次回の位置検出を開始するまでのウェイト時間は、位置検出後の４５度としている。

次に、転流動作の詳細について図４、図５のフローチャート、及び図６のタイミング波形にて説明する。

図４は、上述した通常制御、つまり通電角１５０度以下で行なう広角制御に対するフローチャートであり、図５は、通電角１５０度より上で行う広角制御に対するフローチャートである。

また、図６は、通電角１５０度より上の信号波形図であり、図５のフローチャートに対するタイミング波形である。図４のフローチャートに対するタイミング波形は図２となる。

まず、図４の通電角１５０度以下で行なう広角制御に対するフローチャートから説明する。

ステップ２０１は、位置検出手段２０８により位置検出を行なう検出相を判断する。Ｕ相であればステップ２０２、ステップ２０３へと移行し、Ｖ相、もしくはＷ相であれば、ステップ２０４へ移行する。

ステップ２０２、ステップ２０３は、位置検出手段２０８により位置検出を行なう検出相がＵ相であった場合である。ステップ２０２では、位置検出回路部２０６から出力される出力信号を入力してＵ相の転流のタイミングを決定し、ステップ２０３にてＵ相を転流させる。これは、図２の（Ｈ）の動作モードＡ、Ｄに対する端子電圧Ｖｕに基づいたコンパレータ出力信号ＰＳｕを受けて、ドライブ信号ＤＳｕ、ＤＳｘへ出力する動作である。

同様にＶ相、Ｗ相について説明する。

ステップ２０４は、位置検出手段２０８により位置検出を行なう検出相がＶ相、Ｗ相のいずれであるかを判断する。Ｖ相であれば、ステップ２０５、ステップ２０６へ移行し、Ｗ相であればステップ２０７、ステップ２０８へ移行する。

ステップ２０５、ステップ２０６は、位置検出手段２０８により位置検出を行なう検出相がＶ相であった場合である。ステップ２０５では、位置検出回路部２０６から出力される出力信号を入力してＵ相の転流のタイミングを決定し、ステップ２０６にてＶ相を転流させる。これは、図２の（Ｈ）の動作モードＣ、Ｆに対する端子電圧Ｖｖに基づいたコンパレータ出力信号ＰＳｖを受けて、ドライブ信号ＤＳｖ、ＤＳｙへ出力する動作である。

ステップ２０７、ステップ２０８は、位置検出手段２０８により位置検出を行なう検出相がＷ相であった場合である。ステップ２０７では、位置検出回路部２０６から出力される出力信号を入力してＵ相の転流のタイミングを決定し、ステップ２０８にてＷ相を転流
させる。これは、図２の（Ｈ）の動作モードＢ、Ｅに対する端子電圧Ｖｗに基づいたコンパレータ出力信号ＰＳｗを受けて、ドライブ信号ＤＳｗ、ＤＳｚへ出力する動作である。

次に、通電角１５０度より上で行う広角制御に対する説明を図５、図６にて説明する。

ステップ３０１は、位置検出回路部２０６の出力信号を、位置検出手段２０８が立上りによる検出か、立下りによる検出かについて判断し、立下りによる検出であった場合、ステップ３０２へ移行し、立上りによる検出であった場合は、ステップ３１０へ移行する。

ステップ３０２以降の立下りによる検出における転流動作は、図４の通電角１５０度以下で行なう広角制御に対するフローチャート内のステップ２０１〜２０８と同様である。

ステップ３０２では、ステップ２０１に相当し、位置検出手段２０８により位置検出を行なう検出相を判断する。Ｕ相であればステップ３０３、ステップ３０４へと移行し、Ｖ相、もしくはＷ相であれば、ステップ３０５へ移行する。

ステップ３０３、ステップ３０４は、位置検出手段２０８により位置検出を行なう検出相がＵ相であった場合で、ステップ２０２、ステップ２０３に相当する。ステップ３０３において、位置検出回路部２０６から出力される出力信号を入力してＵ相の転流のタイミングを決定し、ステップ２０４にてＵ相を転流させる。これは、図６の（Ｈ）の動作モードＡに対する端子電圧Ｖｕに基づいたコンパレータ出力信号ＰＳｕを受けて、ドライブ信号ＤＳｕ、ＤＳｘへ出力する動作である。

同様にＶ相、Ｗ相について説明する。

ステップ３０５は、ステップ２０４に相当し、位置検出手段２０８により位置検出を行なう検出相がＶ相、Ｗ相のいずれであるかを判断する。Ｖ相であれば、ステップ３０６、ステップ３０７へ移行し、Ｗ相であればステップ３０８、ステップ３０９へ移行する。

ステップ３０６、ステップ３０７は、位置検出手段２０８により位置検出を行なう検出相がＶ相であった場合で、ステップ２０５、ステップ２０６に相当する。ステップ３０６では、位置検出回路部２０６から出力される出力信号を入力してＶ相の転流のタイミングを決定し、ステップ３０７にてＶ相を転流させる。これは、図６の（Ｈ）の動作モードＤに対する端子電圧Ｖｖに基づいたコンパレータ出力信号ＰＳｖを受けて、ドライブ信号ＤＳｖ、ＤＳｙへ出力する動作である。

ステップ３０８、ステップ３０９は、位置検出手段２０８により位置検出を行なう検出相がＷ相であった場合で、ステップ２０７、ステップ２０８に相当する。ステップ３０８では、位置検出回路部２０６から出力される出力信号を入力してＷ相の転流のタイミングを決定し、ステップ３０９にてＷ相を転流させる。これは、図６の（Ｈ）の動作モードＧに対する端子電圧Ｖｗに基づいたコンパレータ出力信号ＰＳｗを受けて、ドライブ信号ＤＳｗ、ＤＳｚへ出力する動作である。

次に、ステップ３０１において位置検出回路部２０６の出力信号が位置検出手段２０８の立上りによる検出である場合について、ステップ３１０〜ステップ３１４で説明を行なう。

ステップ３１０では、立下りによる検出時に転流を行なった転流相を判断する。Ｕ相であればステップ３１１へ移行し、Ｖ相、もしくはＷ相であれば、ステップ３１２へ移行する。

ステップ３１１は、立下りによる検出時に転流を行なった転流相がＵ相であった場合に行なう処理であり、別相であるＷ相を転流させる。これは、図６の（Ｈ）の動作モードＡに対する端子電圧Ｖｕに基づいたコンパレータ出力信号ＰＳｕを受けて、動作モードＣでドライブ信号ＤＳｗ、ＤＳｚへ出力する動作である。（Ｈ）の動作モードＡ〜Ｃを見たときに、Ｕ相の立下りから、次に位置検出回路部２０６の出力信号を位置検出手段２０８が入力するのは、Ｗ相の立上りであり、Ｕ相の立下りを基準に、Ｗ相の立上りを出力する。

つまり、通電角を最大限広げるために、位置検出手段２０８は、立上りに対する位置検出回路部２０６の出力信号を無視し、転流相の直前の別相の立下り検出位置から転流相の通電角を決定して制御を行ない、通電する間隔は、転流相の立下り検出の時間間隔から検出を行なう。

基準点は別相で行ない、入れるタイミングは対象の転流相で行なうことで、一般の広角制御の通電角１５０度から、立下りの位置検出回路部２０６の出力信号を位置検出手段２０８で行なえる最大通電角として、１６５度まで拡げる制御を行なう。

以下、立上り検出した場合のＶ相、Ｗ相について、同様に説明する。

ステップ３１２では、立下りによる検出時に転流を行なった転流相がＶ相であるか、Ｗ相であるかを判断する。Ｖ相であればステップ３１３へ移行し、Ｗ相であればステップ３１４へ移行する。

ステップ３１３は、立下りによる検出時に転流を行なった転流相がＶ相であった場合に行なう処理であり、別相であるＵ相を転流させる。これは、図６の（Ｈ）の動作モードＤに対する端子電圧Ｖｖに基づいたコンパレータ出力信号ＰＳｖを受けて、動作モードＦでドライブ信号ＤＳｕ、ＤＳｘへ出力する動作である。（Ｈ）の動作モードＤ〜Ｆを見たときに、Ｖ相の立下りから、次に位置検出回路部２０６の出力信号を位置検出手段２０８が入力するのは、Ｕ相の立上りであり、Ｖ相の立下りを基準にＵ相の立上りを出力する。

ステップ３１４は、立下りによる検出時に転流を行なった転流相がＷ相であった場合に行なう処理であり、別相であるＶ相を転流させる。これは、図６の（Ｈ）の動作モードＧに対する端子電圧Ｖｗに基づいたコンパレータ出力信号ＰＳｗを受けて、動作モードＩでドライブ信号ＤＳｖ、ＤＳｙへ出力する動作である。（Ｈ）の動作モードＧ〜Ｉを見たときに、Ｗ相の立下りから、次に位置検出回路部２０６の出力信号を位置検出手段２０８が入力するのは、Ｖ相の立上りであり、Ｗ相の立下りを基準にＶ相の立上りを出力する。

一例として、図６においては、通電角１６５度の動作を図示しており、立下りの転流タイミングは、図２と同様に、位置検出間隔で得た検出値を基準として、また、立上りの転流タイミングは、各転流相の直前の立下がり位置検出を基準に、転流相の立下がり位置検出間隔で得た時間を元にして、ドライブ信号ＤＳｕ、ＤＳｖ、ＤＳｗ、ＤＳｘ、ＤＳｙ、ＤＳｚのＯＮタイミング、ＯＦＦタイミングを設定する。

なお、本実施の形態は、立下りの転流タイミングを一般の広角制御のままとし、立上りの転流タイミングを、各転流相の直前の立下がり位置検出を基準として行なっているものであるが、立上りの転流タイミングは、一般の広角制御のままで、立下りの転流タイミングを、各転流相の直前の立上り位置検出を基準として行なうことに対しても、同様の制御が行なえるものであり、本実施の形態に限定されるものではない。

ここで、マイクロプロセッサ２０７が行なう広角制御について、図７を参照しながら説
明する。

図７は、マイクロプロセッサ２０７が制御する広角制御のフローチャートである。

広角制御は、デューティ、回転数の設定値により、通電角を１５０度より上で制御するか、１５０度以下で制御するかどうかを決定する。

ステップ４０１では、デューティが設定値以上であるかどうかを判断し、デューティが設定値以上であればステップ４０２へ移行し、デューティが設定値未満であればステップ４０３へ移行する。

ステップ４０２では、デューティが設定値以上であり、通電角１５０度より上で行う広角制御を行なう。フローチャート内の別相検知制御は、通電角１５０度より上で行う広角制御を示す。

ステップ４０３では、回転数が設定値以上であるかどうかを判断し、回転数が設定値以上であればステップ４０２へ移行し、回転数が設定値未満であればステップ４０４へ移行する。

ステップ４０４では、デューティ、回転数共に設定値未満であった場合において、通常制御、つまり通電角１５０度以下の広角制御を行なう。

つまり、負荷の重さにより通電角を１５０度より上とするのかどうかを判断する。そうすることにより、より細かな通電設定で負荷動作を行なうことができる。

以上のように、本発明にかかるインバータ制御装置は、広角通電制御により高効率で高出力の運転ができ、電源電圧変動に対してロータ磁極を見失うことなく位置検出できる。したがって、信頼性の高い安定した運転ができ、電源電圧変動の影響が考えられるエアコン、冷蔵庫、洗濯機等の家庭用電気機器や、電気自動車等の用途にも適用できる。また電源電圧変動の多い地域にも有用である。

２０４ インバータ回路部
２０３ ブラシレスＤＣモータ
２００ インバータ制御装置
２０３ａ ステータ
２０３ｂ ロータ
２０３α、２０３β、２０３γ、２０３δ、２０３ε、２０３ζ 永久磁石
２０３ｕ、２０３ｖ、２０３ｗ、 ステータ巻線
２０５ ドライブ回路
２０６ 位置検出回路部
２０８ 位置検出手段
２０９ 通電角制御手段
２１２ デューティ設定手段

Claims (7)

1. ロータに永久磁石を設けたブラシレスＤＣモータを駆動するインバータ回路部と、前記ブラシレスＤＣモータのステータに誘起される誘起電圧に基づいて前記ロータの前記ステータに対する相対位置を検出する位置検出手段と、前記インバータ回路部の通電角制御を行なう通電角制御手段とを備え、前記通電角制御手段は、前記位置検出手段の検出値に基づき、前記インバータ回路部における通電角を誘起電圧のゼロクロス点よりも前に転流する制御を行ない、前記インバータ回路部には、ホール素子等のセンサを用いないインバータ制御装置。
2. 前記通電角制御手段の出力を、前記ブラシレスＤＣモータの機械角１周期中に少なくとも１回は前記位置検出手段により検出した誘起電圧のゼロクロス点を使用せずに、過去に取得した検出値から演算し、前記インバータ回路部における通電角を誘起電圧のゼロクロス点よりも前に転流するようにした請求項１に記載のインバータ制御装置。
3. デューティ設定手段を有し、前記通電角制御手段を、前記ブラシレスＤＣモータへの通電率が所定のデューティ以上となった場合、前記位置検出手段の検出値に基づき、前記インバータ回路部における通電角を誘起電圧のゼロクロス点よりも前に転流する制御を行なうようにした請求項１または２に記載のインバータ制御装置。
4. 前記通電角制御手段を、前記位置検出手段が検出する誘起電圧のゼロクロス点の時間間隔により演算した前記ブラシレスＤＣモータの回転数が所定の回転数以上となった場合、前記位置検出手段の検出値に基づき、前記インバータ回路部における通電角を誘起電圧のゼロクロス点よりも前に転流する制御を行なうようにした請求項１から３のいずれか１項に記載のインバータ制御装置。
5. 前記ブラシレスＤＣモータのロータを、内部に永久磁石が埋め込まれ、突極性を有する構成とした請求項１から４のいずれか１項に記載のインバータ制御装置。
6. 請求項１から５のいずれか１項に記載のインバータ制御装置を用いた電動圧縮機。
7. 請求項１から５のいずれか１項に記載のインバータ制御装置を用いた冷蔵庫等の家庭用電気機器。