JP2011091952A - 電源システム - Google Patents

Abstract

【課題】二次電池の出力電圧を変換する電圧変換器を備えた電源システムにおいて、二次電池の昇温制御時における構成部品の損傷を防止する。
【解決手段】制御装置３０は、二次電池ＢＡＴの低温時に、コンバータ１２を通常より低いスイッチング周波数で動作させることによって、二次電池ＢＡＴを通過するリプル電流の振幅を増大させる昇温制御を実行する。昇温制御時におけるスイッチング周波数は、二次電池ＢＡＴの内部インピーダンス５の周波数特性に応じて予め決められる。コンバータ１２のリアクトルＬ１のインダクタンスは、昇温制御時におけるリプル電流振幅の予測値がＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２の最大許容電流を超えないように決められる。
【選択図】図１

Description

この発明は電源システムに関し、より特定的にはリアクトル構成要素とする電圧変換器を含む電源システムに関する。

電力変換装置の１つとして、リアクトルを用いて直流電圧を変換するチョッパ回路を含んで構成されたコンバータが用いられている（たとえば特許文献１，２参照）。このようなチョッパ回路では、スイッチングされた電圧がリアクトルに印加されるので、リアクトルを流れる電流（以下、リアクトル電流とも称する）には、当該リアクトルのインダクタンスに応じた傾きの時間的変化が発生する。すなわち、リアクトル電流には、コンバータを構成する電力用半導体素子のスイッチング周波数に依存した交流電流（以下、リプル電流とも称す）が重畳する。このリプル電流は、リアクトルのインダクタンスが低くなるほど大きくなる。

また、特許文献１，２には、二次電池の出力電圧を変換するように構成されたコンバータ（チョッパ回路）を用いて、二次電池の内部抵抗が大きくなる低温領域では、二次電池を昇温させることが記載されている。具体的には、電力用スイッチング素子のオンオフ制御に用いるキャリア周波数を変化させることによって、リプル電流の増加により二次電池の発熱量を増大させて、二次電池を昇温することが記載されている。

特開２００６−６０７３号公報 特許第３７３２８２８号公報

しかしながら、二次電池の昇温制御時にリプル電流を増大させると、コンバータを流れる電流の瞬時値も大きくなるので、過大な電流の通過によって構成部品の損傷が生じることが懸念される。

この発明はこのような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、二次電池の出力電圧を変換する電圧変換器を備えた電源システムにおいて、二次電池の昇温制御時における構成部品の損傷を防止することである。

この発明による電源システムは、二次電池と、二次電池からの直流電圧を変換する電圧変換器と、電圧変換器を制御するための制御装置とを備える。電圧変換器は、キャリア周波数に従った周期でオンオフ制御される電力用スイッチング素子と、二次電池に対してスイッチング素子と直列に接続されたリアクトルとを含む。制御装置は、二次電池の昇温制御の要否を判定する判定部と、周波数調整部とを含む。周波数調整部は、昇温制御が必要であると判定されたときに、キャリア周波数を二次電池の内部インピーダンスの周波数特性に従って予め設定された第１の周波数に設定する一方で、昇温制御が必要であると判定されたときには、キャリア周波数を第１の周波数より高い第２の周波数に設定するように構成される。第１の周波数における内部インピーダンスは、第２の周波数における内部インピーダンスよりも低い。そして、リアクトルのインダクタンス値は、キャリア周波数が第１の周波数であるときにリアクトルに流れる電流のリップル成分の振幅が、電流の経路上の構成部品の最大許容電流を超えないように定められる。

好ましくは、電圧変換器において、リアクトルは、二次電池の正極と第１のノードとの間に電気的に接続され、かつ、電力用スイッチング素子は、コンデンサが接続された電源配線と第１のノードとの間に電気的に接続された第１のスイッチング素子と、二次電池の負極と接続される接地配線と第１のノードとの間に電気的に接続された第２のスイッチング素子とを有する。そして、制御装置は、デューティ比指令値に従って、第１および第２のスイッチング素子を相補的にオンオフさせるための信号を生成するデューティ比制御部を含む。

さらに好ましくは、制御装置は、電圧指令演算部をさらに含む。電圧指令演算部は、昇温制御の実行時にはデューティ比指令値を所定値に固定する一方で、昇温制御の非実行時には、電源配線の電圧を電圧指令値と合致させるようにデューティ比指令値を調整するように構成される。

また好ましくは、第１の周波数は、内部インピーダンスが最小となる周波数に対応して定められる。

好ましくは、リアクトルのインダクタンスは、キャリア周波数が第１の周波数であるときにリアクトルに流れる電流のリップル成分の振幅値が、電力用スイッチング素子の最大許容電流を超えないように設定される。

この発明によれば、二次電池の出力電圧を変換する電圧変換器を備えた電源システムにおいて、二次電池の昇温制御時における構成部品の損傷を防止することができる。

この発明の実施の形態による電源システムが適用されるモータ駆動装置の概略ブロック図である。 図１に示した制御装置の機能ブロック図である。 図２に示したデューティ比制御部の動作を説明する波形図である。 二次電池の内部インピーダンスの等価回路図の一例である。 二次電池の内部インピーダンスの周波数特性を示す概念図である。 インダクタ電流に含まれるリプル電流の概念図である。 二次電池の昇温制御時におけるリアクトル電流の波形を示す概念図である。 キャリア周波数とリアクトル電流との関係を説明する波形図である。 この発明の実施の形態による電源システムにおけるリアクトル電流を示す波形図である。

以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。

図１は、この発明の実施の形態による電源システムが適用されるモータ駆動装置の概略ブロック図である。

図１を参照して、モータ駆動装置１００は、二次電池ＢＡＴと、電池センサ１０と、電圧センサ１１，１３と、電流センサ２４と、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、コンデンサＣ１，Ｃ２と、コンバータ１２と、インバータ１４と、制御装置３０とを備える。特に、二次電池ＢＡＴ、コンバータ１２、および、制御装置３０のうちのコンバータ制御に関連する部分によって、「電源システム」が構成される。

交流モータＭ１は、ハイブリッド自動車、電気自動車または燃料電池自動車等の電動車両の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動モータである。あるいは、このモータはエンジンにて駆動される発電機の機能を持つように、そして、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。

電流センサ２４は、交流モータＭ１に流れるモータ電流ＭＣＲＴを検出し、その検出したモータ電流ＭＣＲＴを制御装置３０へ出力する。なお、３相電流の瞬時値の和は零であることから、電流センサ２４については２相のみに配置することとして、電流センサ２４が非配置の相の電流については演算で求めることも可能である。

二次電池ＢＡＴは、例えば、ニッケル水素電池またはリチウムイオン電池などからなる。なお、周知のように、二次電池ＢＡＴには内部インピーダンス５が存在している。電池センサ１０は、二次電池ＢＡＴの状態値を測定する。電池センサ１０は、二次電池ＢＡＴに設けられるセンサ群を包括的に評価するものであり、少なくとも、電圧センサ、電流センサおよび温度センサを含む。電池センサ１０によって検出された、二次電池ＢＡＴの出力電圧Ｖｂ、入出力電流Ｉｂ（バッテリ電流Ｉｂとも称する）および温度Ｔｂ（バッテリ温度Ｔｂとも称する）は、制御装置３０へ出力される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオンオフされる。

コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。なお、本実施の形態において、ＩＧＢＴ素子は、電力用スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」）の代表例として記載される。

リアクトルＬ１の一方端は、システムリレーＳＲ１を介して、二次電池ＢＡＴの正極と電気的に接続される。リアクトルＬ１の他方端は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１およびＩＧＢＴ素子Ｑ２の中間点に相当するノードＮ１と接続される。

ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２は、電源配線ＰＬと接地配線ＧＬとの間に、ノードＮ１を介して直列に接続される。そして、ＩＧＢＴ素子Ｑ１のコレクタは電源配線ＰＬに接続され、ＩＧＢＴ素子Ｑ２のエミッタは接地配線ＧＬに接続される。電源配線ＰＬには、平滑コンデンサＣ２が接続されている。また、接地配線ＧＬは、システムリレーＳＲ２を介して二次電池ＢＡＴの負極と電気的に接続される。なお、各ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のコレクタ−エミッタ間には、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ接続されている。

インバータ１４は、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とから成る。Ｕ相アーム１５、Ｖ相アーム１６、およびＷ相アーム１７は、電源配線ＰＬおよび接地配線ＧＬの間に並列に設けられる。

Ｕ相アーム１５は、直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４からなり、Ｖ相アーム１６は、直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相アーム１７は、直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、各ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８のコレクタ−エミッタ間には、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。

各相アームの中間点は、交流モータＭ１の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、交流モータＭ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点に共通接続されて構成され、Ｕ相コイルの他端がＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４の中間点に、Ｖ相コイルの他端がＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６の中間点に、Ｗ相コイルの他端がＩＧＢＴ素子Ｑ７，Ｑ８の中間点にそれぞれ接続されている。

コンデンサＣ１は、二次電池ＢＡＴから供給された直流電圧Ｖｂを平滑化する。電圧センサ１１は、コンデンサＣ１の両端の電圧、すなわち、コンバータ１２の入力電圧Ｖｌを検出し、その検出した直流電圧Ｖｌを制御装置３０へ出力する。

コンバータ１２は、二次電池ＢＡＴからコンデンサＣ１へ供給される直流電圧Ｖｌと、電源配線ＰＬの直流電圧Ｖｍの間で、双方向の直流電圧変換を実行する。より具体的には、コンバータ１２は、制御装置３０からの信号ＰＷＤに従って、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフ制御することによって、電源配線ＰＬの直流電圧を制御する。基本的には、各スイッチング周期内でＩＧＢＴ素子Ｑ１およびＱ２が相補的かつ交互にオンオフするように、コンバータ１２は制御される。

直流電圧変換における電圧変換比（Ｖｍ／Ｖｌ）は、上記スイッチング周期に対するＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間比（デューティ比）により制御される。なお、ＩＧＢＴ素子Ｑ１およびＱ２をオンおよびオフにそれぞれ固定すれば、Ｖｍ＝Ｖｌ（電圧変換比＝１．０）とすることもできる。

コンデンサＣ２は、コンバータ１２から出力された電源配線ＰＬ上の直流電圧、すなわち、インバータ１４の直流側電圧を平滑化する。電圧センサ１３は、コンデンサＣ２の両端の電圧、すなわち、コンバータ１２の出力電圧Ｖｍ（インバータ１４への入力電圧に相当する。以下同じ。）を検出し、その検出した出力電圧Ｖｍを制御装置３０へ出力する。

インバータ１４は、制御装置３０からの信号ＰＷＭＩに基づいて、電源配線ＰＬ上の直流電圧を交流電圧に変換して交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値ＴＲによって指定されたトルクを発生するように駆動される。

また、モータ駆動装置１００が搭載された電動車両の回生制動時、制御装置３０からの信号ＰＷＭＩは、交流モータＭ１が発電した交流電圧を、インバータ１４が直流電圧に変換するように生成される。そして、インバータ１４によって変換された直流電圧は、コンデンサＣ２およびコンバータ１２を介して二次電池ＢＡＴへ供給される。すなわち、回生電力によって二次電池ＢＡＴを充電することができる。

なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ：Electronic Control Unit）により構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）で実行することによるソフトウェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、モータ駆動装置１００の動作を制御する。

代表的な機能として、制御装置３０は、トルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮ、電圧センサ１１からの直流電圧Ｖｌ、電圧センサ１３からの出力電圧Ｖｍ、および電流センサ２４からのモータ電流ＭＣＲＴに基づいて、コンバータ１２を駆動するための信号ＰＷＤとインバータ１４を駆動するための信号ＰＷＭＩとを生成し、その生成した信号ＰＷＤおよび信号ＰＷＭＩをそれぞれコンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。

信号ＰＷＤは、コンバータ１２による直流電圧変換を制御するための信号であり、具体的には、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフを制御する信号である。制御装置３０は、コンバータ１２の出力電圧Ｖｍを電圧指令値Ｖｄｃｃｏｍに合致させるように、信号ＰＷＤ
を生成する。信号ＰＷＤの生成方法については後述する。また、制御装置３０は、コンバータ１２のＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフ制御に用いるキャリア周波数の調整を行なう。キャリア周波数の調整方法については、後述する。

信号ＰＷＭＩは、インバータ１４による直流／交流電圧変換を制御するための信号であり、具体的には、ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８のオンオフを制御する信号である。制御装置３０は、交流モータＭ１の出力トルクをトルク指令値ＴＲに合致させるように、信号ＰＷＭＩを生成する。トルク指令値ＴＲが正のときには、交流モータＭ１によって、電動車両の駆動力を発生できる。

トルク指令値ＴＲは、電動車両が回生制動モードに入ったときには負値に設定される。この際に、制御装置３０は、交流モータＭ１が負トルクの発生により発電した回生電力（交流電圧）を直流電圧に変換するように信号ＰＷＭＩを生成する。インバータ１４によって変換された直流電圧は、制御装置３０からの信号ＰＷＤに従って、コンバータ１２により降圧されて、二次電池ＢＡＴの充電に用いられる。

さらに、制御装置３０は、モータ駆動装置１００の起動・停止指令に従って、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２をオンオフするための信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力する。

図２は、図１に示した制御装置３０の機能ブロック図である。図２に示された各機能ブロックについては、当該ブロックに相当する機能を有する電子回路（ハードウェア）で構成してもよいし、予め設定されたプログラムに従ってＥＣＵがソフトウェア処理を実行することにより実現してもよい。

図２を参照して、制御装置３０は、モータ制御用相電圧演算部４０と、インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２と、インバータ入力電圧指令演算部５０と、フィードバック電圧指令演算部５２と、デューティ比制御部５４と、判定部５６と、周波数調整部５７とを含む。

モータ制御用相電圧演算部４０は、コンバータ１２の出力電圧Ｖｍ、すなわち、インバータ１４への入力電圧を電圧センサ１３から受け、交流モータＭ１の各相に流れるモータ電流ＭＣＲＴを電流センサ２４から受け、トルク指令値ＴＲを外部ＥＣＵから受ける。そして、モータ制御用相電圧演算部４０は、これらの入力される信号に基づいて、交流モータＭ１の各相のコイルに印加する電圧を計算し、その計算した結果をインバータ用ＰＷＭ信号変換部４２へ供給する。

インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２は、モータ制御用相電圧演算部４０から受けた計算結果に基づいて、実際にインバータ１４の各ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８をオンオフする信号ＰＷＭＩを生成し、その生成した信号ＰＷＭＩをインバータ１４の各ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８へ出力する。

各ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８が信号ＰＷＭＩに従ってスイッチング制御されることによって、交流モータＭ１が指令されたトルクを出すように交流モータＭ１の各相に流す電流が制御される。このようにして、モータ駆動電流が制御されることによって、トルク指令値ＴＲに応じたモータトルクが出力される。

一方、インバータ入力電圧指令演算部５０は、トルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいてインバータ入力電圧の最適値（目標値）、すなわち、コンバータ１２の電圧指令値Ｖｄｃｃｏｍを演算する。演算された電圧指令値Ｖｄｃｃｏｍは、フィードバック電圧指令演算部５２へ出力される。

フィードバック電圧指令演算部５２は、電圧センサ１１からの直流電圧Ｖｌと、電圧センサ１３からのコンバータ１２の出力電圧Ｖｍと、インバータ入力電圧指令演算部５０からの電圧指令値Ｖｄｃｃｏｍとに基づいて、フィードバック電圧指令Ｖｃｎを演算する。演算されたフィードバック電圧指令Ｖｃｎは、デューティ比制御部５４へ出力される。このフィードバック電圧指令Ｖｃｎは、出力電圧Ｖｍを電圧指令値Ｖｄｃｃｏｍに合致させるための「デューティ比指令値」に相当する。

図３を参照して、デューティ比制御部５４は、フィードバック電圧指令演算部５２からのフィードバック電圧指令Ｖｃｎと搬送波ＣＷとの電圧比較に基づいて、信号ＰＷＤを生成する。搬送波ＣＷの周期Ｔｃ、すなわちキャリア周波数は、図２の周波数調整部５７により後述のように調整される。

図３の例では、一定周期Ｔｃの搬送波ＣＷに対して、フィードバック電圧指令Ｖｃｎの方が高い期間では、下アームのＩＧＢＴ素子Ｑ２がオンされる一方で、上アームのスイッチング素子Ｑ１がオフされる。反対に、フィードバック電圧指令Ｖｃｎが搬送波ＣＷよりも低い期間では、上アームのＩＧＢＴ素子Ｑ１がオンされる一方で、下アームのスイッチング素子Ｑ２がオフされる。

なお、コンバータ１２では、下アームのＩＧＢＴ素子Ｑ２のオンデューティを大きくすると、リアクトルＬ１における電力蓄積が大きくなるため、出力電圧Ｖｍが上昇する。一方、上アームのＩＧＢＴ素子Ｑ１のオンデューティを大きくすることにより出力電圧Ｖｍが低下する。したがって、フィードバック電圧指令ＶｃｎによってＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のデューティ比を制御することで、電源配線ＰＬの直流電圧Ｖｍを、電圧指令値Ｖｄｃｃｏｍに従って、二次電池ＢＡＴの出力電圧と同等またはそれよりも高い電圧に制御可能である。

再び図２を参照して、デューティ比制御部５４により生成された信号ＰＷＤは、コンバータ１２内に設けられた、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２の制御電極（ゲート）を駆動するための駆動回路（図示せず）へ出力される。

判定部５６は、電池センサ１０の出力、代表的にはバッテリ温度Ｔｂに基づいて、二次電池ＢＡＴの昇温制御の要否を判定する。一般的に、二次電池ＢＡＴは、低温領域では内部抵抗が上昇する特性を有するため、かかる低温領域では、二次電池ＢＡＴの出力電圧および入出力電力のが確保が困難になるとともに、内部損失増大によって効率も悪化する。したがって、厳寒期における電動車両の運転開始直後等には、二次電池ＢＡＴを速やかに昇温させて、内部抵抗を低下させることが必要となる。

したがって、たとえば、判定部５６は、バッテリ温度Ｔｂが所定の判定温度Ｔｔｈより低いときに昇温制御を要求するべく要求フラグＦｗｕをオンする一方で、Ｔｂ≧Ｔｔｈのときには、昇温制御が不要であると判定して要求フラグＦｗｕをオフする。一般的に、内部抵抗の温度特性は電池の種類等によって異なるため、二次電池ＢＡＴの温度特性（内部抵抗値、あるいは、温度変化に対する内部抵抗の変化率等）に応じて、判定温度Ｔｔｈは適宜設定することができる。

周波数調整部５７は、要求フラグＦｗｕに応じて、キャリア周波数ｆｃ（ｆｃ＝１／Ｔｃ）を変化させる。具体的には、二次電池の昇温制御時には、キャリア周波数ｆｃを、通常時の周波数ｆｏよりも低い周波数ｆｘに設定する。

図４には、二次電池の内部インピーダンスの等価回路図が示される。
図４に示されるように、内部インピーダンス５は、反応抵抗や電解液の電気抵抗等による直流抵抗成分や、活物質等の界面に形成される電気二重層を表わす抵抗およびコンデンサの並列回路等を含む。さらに、高周波領域では、図示しないインダクタンス成分も無視できなくなる。このため、内部インピーダンスの大きさ｜Ｚ｜は、図５に示すような周波数特性を有する。内部インピーダンス中の抵抗成分が、いわゆる内部抵抗に相当する。

二次電池ＢＡＴでは、バッテリ電流Ｉｂが内部インピーダンス５中の抵抗成分を通過することにより、ジュール熱による内部発熱が生じる。ジュール熱は、通過電流の２乗に比例するので、交流電流であるリプル電流の通過によって、二次電池ＢＡＴを昇温するための発熱を発生することができる。そして、リプル電流の周波数を、内部インピーダンスの大きさが最小となる周波数ｆｍｉｎとすることによって、効率よく発熱量を得ることができる。この結果、二次電池ＢＡＴにおいて、周波数ｆｘにおける内部インピーダンスは、少なくとも、周波数ｆｏにおける内部インピーダンスよりも低くなる。

図６には、コンバータ１２の通常動作時、すなわち、二次電池の昇温制御の非実行時におけるリアクトル電流波形が示される。

図６を参照して、リアクトル電流ＩＬは、下アームのＩＧＢＴ素子Ｑ２のオン期間に上昇する一方で、上アームのＩＧＢＴ素子Ｑ１のオン期間には低下する挙動を一定周期で繰返すので、キャリア周波数に従ったリプル電流が発生する。通常時には、キャリア周波数ｆｃ＝ｆｏに設定されるので、図３に示したデューティ制御に従って、リアクトル電流ＩＬには周期Ｔｏ（周波数ｆｏ）のリプル電流が発生する。このように、リアクトル電流ＩＬは、直流電流成分にリプル電流が重畳された態様となる。この直流電流成分とバッテリ電圧Ｖｂとの積が、二次電池ＢＡＴから入出力される直流電力に相当する。

通常時のキャリア周波数ｆｏは、電磁騒音がユーザに感知され難いように、可聴周波数帯を考慮して設計される。一例としては、ｆｏは１０〜２０ｋＨｚ程度とされる。

図７に示されるように、二次電池の昇温制御時には、キャリア周波数を通常時よりも低い周波数ｆｘ（ｆｘ＝１／Ｔｘ）とすることによって、リアクトル電流ＩＬのリプル電流振幅を増大させる。ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２に対して、リアクトルＬ１および二次電池ＢＡＴは、直列に接続されているため、リアクトル電流ＩＬに生じたリプル電流は、バッテリ電流Ｉｂにも生じて、二次電池ＢＡＴの内部インピーダンス５を通過する。

リプル電流の振幅増大に伴って電流２乗値が増大することにより、内部インピーダンス５での発熱量が増大するので、この結果として、二次電池ＢＡＴの昇温を促進することができる。昇温制御時のキャリア周波数ｆｘを、図５に示した、内部インピーダンス値が最小となる周波数ｆｍｉｎに対応して定めることによって、リプル電流の振幅を大きくとることができるので、より効率的に二次電池ＢＡＴを昇温できる。

二次電池の昇温制御の際には、電源配線ＰＬに接続されたコンデンサＣ２は、二次電池ＢＡＴからの放電電力を一時的に蓄える電力バッファとして用いられる。すなわち、昇温制御時には、インバータ１４および交流モータＭ１により構成される負荷に対して電力を入出力することなく、リアクトル電流ＩＬを交流電流として発生させることができる。

ここで、図８を用いて、キャリア周波数とリプル電流振幅との関係を説明する。
図８を参照して、下アームのＩＧＢＴ素子Ｑ２のオン期間（ＩＧＢＴ素子Ｑ１のオフ期間）には、リアクトルＬ１のインダクタンスＬと直流電圧Ｖｌとで決まる傾き（Ｖｌ／Ｌ）でリアクトル電流ＩＬが上昇する。一方、上アームのＩＧＢＴ素子Ｑ１のオン期間には、インダクタンスＬと電圧差（Ｖｍ−Ｖｌ）とで決まる傾き（（Ｖｌ−Ｖｍ）／Ｌ）でリアクトル電流ＩＬが低下する。このため、キャリア周波数をｆｏからｆｘに低下させる、すなわち、キャリア周期をＴｏからＴｘへ拡大することによって、リアクトル電流ＩＬの上昇または低下期間が拡大するので、リプル電流振幅Ｉｒｐが増大する。

なお、図２のフィードバック電圧指令演算部５２は、フィードバック電圧指令Ｖｃｎを、所定値に固定することが好ましい。このようにすると、昇温制御時におけるリプル電流の挙動を安定化できる。特に、デューティ比を５０％、すなわち、ＩＧＢＴ素子Ｑ１およびＱ２のオン期間が同等となるように制御すると、リプル電流の傾きを電流上昇期間および電流低下期間の間で揃え易くなるので、より動作が安定的になる。

上述のように、リプル電流振幅Ｉｒｐを拡大することによって、二次電池ＢＡＴの温度上昇を促進できる一方で、リアクトル電流ＩＬの瞬時値が増大することになる。これにより、コンバータ１２の構成部品の許容最大電流Ｉｍａｘ、代表的には、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２の定格最大電流を超えた過電流が発生することにより、コンバータ１２に機器損傷が生じる可能性がある。

すなわち、通常時のキャリア周波数ｆｏ（ｆｏ＝１／Ｔｏ）のみに基づいてリアクトルＬ１のインダクタンスを設定すると、二次電池ＢＡＴの昇温制御時にコンバータ１２の構成部品（代表的にはスイッチング素子）を損傷する虞がある点に注意する必要がある。ここで、昇温制御時には、上記の様にデューティ比を固定することによって、直流電圧Ｖｍを予測することが可能であるから、リプル電流振幅Ｉｒｐについては、リアクトルＬ１のインダクタンスによって調整することができる。

図９を参照して、この発明の実施の形態による電源システムでは、上述のように予測される、昇温制御時（キャリア周期＝Ｔｘ）のリプル電流振幅Ｉｒｐが、許容最大電流Ｉｍａｘよりも低くなるように、リアクトルＬ１のインダクタンスが決められる。

このような構成とすることにより、この発明の実施の形態による電源システムでは、キャリア周波数の調整によって簡易に二次電池の昇温制御を行なうとともに、昇温制御の際におけるコンバータ１２の構成部品の損傷を防止することができる。

なお、本実施の形態と本発明の構成との対応関係については、コンバータ１２が本発明での「電圧変換器」に対応し、制御装置３０が本発明での「制御装置」に対応する。また、図２のフィードバック電圧指令演算部５２、デューティ比制御部５４、判定部５６、および周波数調整部５７は、「電圧指令演算部」、「デューティ比制御部」、「判定部」および「周波数調整部」にそれぞれ対応する。

なお、本実施の形態では、モータ駆動システムの負荷となる交流モータについて、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車、燃料電池自動車等）に車両駆動用として搭載された永久磁石モータを想定したが、それ以外の機器に用いられる任意の交流電動機を負荷とする構成についても、本願発明を適用可能である。また、電圧変換器についても、リアクトルを含んだ構成であれば、その回路構成を特に限定することなく本発明の適用が可能である点について確認的に記載する。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

５ 内部インピーダンス、１０ 電池センサ、１１，１３ 電圧センサ、１２ コンバータ、１４ インバータ、１５〜１７ 各相アーム、２４ 電流センサ、３０ 制御装置、４０ モータ制御用相電圧演算部、４２ ＰＷＭ信号変換部、５０ インバータ入力電圧指令演算部、５２ フィードバック電圧指令演算部、５４ デューティ比制御部、５６ 判定部、５７ 周波数調整部、１００ モータ駆動装置、ＢＡＴ 二次電池、Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ、ＣＷ 搬送波、Ｄ１〜Ｄ８ 逆並列ダイオード、ｆｃ キャリア周波数、ｆｍｉｎ 周波数（内部インピーダンス最小）、Ｆｗｕ 要求フラグ（昇温制御）、ＧＬ 接地配線、Ｉｂ バッテリ電流、ＩＬ リアクトル電流、Ｉｍａｘ 許容最大電流、Ｉｒｐ リプル電流振幅、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流モータ、ＭＣＲＴ モータ電流、ＭＲＮ モータ回転数、Ｎ１ ノード、ＰＬ 電源配線、ＰＷＤ 信号（コンバータ制御）、ＰＷＭＩ 信号（インバータ制御）、Ｑ１〜Ｑ８ ＩＧＢＴ素子（スイッチング素子）、ＳＥ 信号（リレー制御）、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー、Ｔｂ バッテリ温度、Ｔｃ キャリア周期、Ｔｏ キャリア周期（通常時）、Ｔｘ キャリア周期（昇温制御時）、ＴＲ トルク指令値、Ｖｂ 直流電圧、Ｖｃｎ フィードバック電圧指令、Ｖｄｃｃｏｍ 電圧指令値、Ｖｌ 直流電圧、Ｖｍ 直流電圧。

Claims (5)

1. 二次電池と、
   前記二次電池からの直流電圧を変換する電圧変換器と、
   前記電圧変換器を制御するための制御装置とを備え、
   前記電圧変換器は、
   キャリア周波数に従った周期でオンオフ制御される電力用スイッチング素子と、
   前記二次電池に対して前記スイッチング素子と直列に接続されたリアクトルとを含み、
   前記制御装置は、
   前記二次電池の昇温制御の要否を判定する判定部と、
   前記昇温制御が必要であると判定されたときに、前記キャリア周波数を前記二次電池の内部インピーダンスの周波数特性に従って予め設定された第１の周波数に設定する一方で、前記昇温制御が必要であると判定されたときには、前記キャリア周波数を前記第１の周波数より高い第２の周波数に設定するための周波数調整部とを含み、
   前記第１の周波数における前記内部インピーダンスは、前記第２の周波数における前記内部インピーダンスよりも低く、
   前記リアクトルのインダクタンス値は、前記キャリア周波数が前記第１の周波数であるときに前記リアクトルに流れる電流のリップル成分の振幅が、前記電流の経路上の構成部品の最大許容電流を超えないように定められる、電源システム。
2. 前記リアクトルは、前記二次電池の正極と第１のノードとの間に電気的に接続され、
   前記電力用スイッチング素子は、
   コンデンサが接続された電源配線と前記第１のノードとの間に電気的に接続された第１のスイッチング素子と、
   前記二次電池の負極と接続される接地配線と前記第１のノードとの間に電気的に接続された第２のスイッチング素子とを有し、
   前記制御装置は、
   デューティ比指令値に従って、前記第１および前記第２のスイッチング素子を相補的にオンオフさせるための信号を生成するデューティ比制御部を含む、請求項１記載の電源システム。
3. 前記制御装置は、
   前記昇温制御の実行時には前記デューティ比指令値を所定値に固定する一方で、前記昇温制御の非実行時には、前記電源配線の電圧を電圧指令値と合致させるように前記デューティ比指令値を調整するための電圧指令演算部をさらに含む、請求項２記載の電源システム。
4. 前記第１の周波数は、前記内部インピーダンスが最小となる周波数に対応して定められる、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電源システム。
5. 前記リアクトルのインダクタンスは、前記キャリア周波数が前記第１の周波数であるときに前記リアクトルに流れる電流のリップル成分の振幅値が、前記電力用スイッチング素子の最大許容電流を超えないように設定される、請求項１〜４のいずれか１項に記載の電源システム。

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