JP5381825B2 - 電力変換システムの放電制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流電源の電力を所定に変換する電力変換回路と、該電力変換回路および前記直流電源間に介在するキャパシタと、前記電力変換回路および前記キャパシタと前記直流電源との間の電気経路を開閉する開閉手段とを備える電力変換システムに適用され、前記開閉手段が開状態とされる状況下、前記電力変換回路を操作することで前記キャパシタの充電電圧を規定電圧以下に放電制御する放電制御手段を備える電力変換システムの放電制御装置に関する。

この種の放電制御装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、インバータの高電位側のスイッチング素子と低電位側のスイッチング素子とを同時にオン状態とすることで、インバータの入力端子に接続されるコンデンサの両電極を短絡し、コンデンサを放電させるものも提案されている。この制御装置では、コンデンサの両電極を短絡させる際に流れる電流が過度に大きくなることを回避すべく、放電制御時には通常時と比較して、スイッチング素子であるＩＧＢＴのゲートの電圧を低減させている。

特開２００９−２３２６２０号公報

ところで、上記のように放電制御時に通常時とは相違する態様にてスイッチング素子を操作する場合、放電制御を行なう機能は、通常時には利用されない。このため、通常時においてインバータを駆動することができることは、放電制御を正常に行なうことができることを意味しない。このため、放電制御を行なう要求が生じた場合に、放電制御を実際には行なうことができないおそれがある。

なお、高電位側のスイッチング素子と低電位側のスイッチング素子とを同時にオン状態とするものに限らず、一般に放電制御を行なうものにあっては、放電制御を行なう要求が生じた場合に放電制御を実際に行なうことができるか否かが必ずしも保証されないこうした実情も概ね共通したものとなっている。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、電力変換回路を操作することでキャパシタの充電電圧を規定電圧以下に放電制御する放電制御手段による放電制御の異常の有無を適切に診断することのできる電力変換システムの放電制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

第１の発明は、直流電源の電力を所定に変換する電力変換回路と、該電力変換回路および前記直流電源間に介在するキャパシタと、前記電力変換回路および前記キャパシタと前記直流電源との間の電気経路を開閉する開閉手段とを備える電力変換システムに適用され、前記開閉手段が開状態とされる状況下、前記電力変換回路を操作することで前記キャパシタの充電電圧を規定電圧以下に放電制御する放電制御手段を備える電力変換システムの放電制御装置において、前記キャパシタの充電電圧が、前記電力変換回路が本来の目的で操作される際の充電電圧である通常時電圧よりも低い診断用電圧であることを条件に、前記放電制御を実行して前記キャパシタが実際に放電されるか否かを確かめることで前記放電制御手段による放電制御の異常の有無を診断する異常診断手段を備えることを特徴とする。

上記発明では、診断用電圧であることを条件に放電制御の異常の有無を診断すべく放電制御を行なうため、診断に際して発生する熱エネルギ量を低減することができる。また、放電制御に要する時間を短縮することができるため、診断に要する時間を短くすることもできる。さらに、放電制御に異常がある場合、キャパシタの電圧を診断用電圧に制限することで、キャパシタの充電電圧が高い状態が維持されることを回避することもできる。

第２の発明は、第１の発明において、前記電力変換システムの搭載される部材に異常が生じたか否かを判断する判断手段を更に備え、前記電力変換回路は、高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の直列接続体であって且つ前記キャパシタに並列接続される直列接続体を備え、前記放電制御手段は、前記判断手段によって異常が生じたと判断される場合に前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の双方をオン状態とすることで前記キャパシタの両電極を短絡させる処理を行う異常時放電制御手段であり、前記開閉手段が開状態とされて且つ前記異常が生じた旨の判断がなされていない場合に前記短絡させる処理を行なうことなく前記キャパシタを放電する通常時放電手段を更に備えることを特徴とする。

上記異常時放電制御手段は、通常時においては使用されないため、判断手段によって異常が生じたと判断された場合に異常時放電制御手段が実際に動作するかを異常の発生前にいかに保証するかが問題となる。この点、上記発明では、異常診断手段の診断対象を異常時放電制御手段とすることで、正常である旨の診断がされた場合には異常時放電制御手段の動作を保証することができる。

第３の発明は、第２の発明において、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子は、電圧制御形のスイッチング素子であり、前記異常時放電制御手段は、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の少なくとも一方の非飽和領域の電流が前記電力変換回路が本来の目的で使用される場合よりも小さくなるように該少なくとも一方のスイッチング素子の導通制御端子に印加する電圧を設定することを特徴とする。

上記発明では、導通制御端子に印加する電圧が異常時放電制御手段による放電制御時と電力変換回路が本来の目的で使用されるときとで相違するため、少なくともスイッチング素子の駆動手段が、放電制御時と本来の目的での使用時とで相違する。このため、放電制御時特有の手段の診断を行なうことの意義が特に大きい。

第４の発明は、第２または３の発明において、前記電力変換回路が本来の目的で使用される場合、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子のいずれか一方がオン状態であるとき、いずれか他方は必ずオフ状態とされることを特徴とする。

上記発明では、本来の目的での使用時において高電位側のスイッチング素子と低電位側のスイッチング素子との双方がオン状態とされることがないため、少なくともスイッチング素子の操作手段が、放電制御時と本来の目的での使用時とで相違する。このため、放電制御時特有の手段の診断を行なうことの意義が特に大きい。

第５の発明は、第２〜４のいずれかの発明において、前記電力変換回路は、前記直流電源の電力を交流に変換して回転機に出力する直流交流変換回路を備え、前記電力変換回路の本来の目的とは、前記回転機を稼動させるために前記回転機と前記直流電源との間の電力の授受を仲介することであることを特徴とする。

第６の発明は、第１〜５のいずれかの発明において、前記診断用電圧は、６０Ｖ以下に設定されていることを特徴とする。

第７の発明は、第１〜６のいずれかの発明において、前記開閉手段が開状態とされる状況下、前記キャパシタを充電する充電手段を更に備えることを特徴とする。

上記発明では、充電手段を備えることで、キャパシタの充電電圧を診断用電圧に制御することが可能となる。

第８の発明は、第７の発明において、前記充電手段を操作することで、前記キャパシタの電圧を診断用電圧に制御する診断前処理手段を更に備えることを特徴とする。

第９の発明は、第８の発明において、前記電力変換回路は、車載低電圧システムから絶縁された車載高電圧システムを構成するものであり、前記充電手段は、キャパシタに２次側コイルが接続されたトランスを更に備え、前記診断前処理手段は、前記トランスの１次側の通電制御によって前記キャパシタを前記診断用電圧に充電することを特徴とする。

第１０の発明は、第７の発明において、前記電力変換回路は、車載低電圧システムから絶縁された車載高電圧システムを構成するものであって且つ、前記キャパシタの負極側の電位を前記低電圧システム側の基準電位以下に設定する電位設定手段を備え、前記充電手段は、前記車載低電圧システム内の給電手段の電力を整流手段および抵抗体を介して前記キャパシタの正極側に出力するものであることを特徴とする。

上記発明では、キャパシタの負極側に対する正極側の電位差を給電手段の端子電圧相当以上まで充電することができる。

第１１の発明は、第１〜１０のいずれかの発明において、前記電力変換システムは、車両に搭載されるものであり、車両が近い将来発進することを予測する発進予測手段を更に備え、前記診断手段は、前記発進予測手段によって発進することが予測される場合に前記診断を行なうことを特徴とする。

上記発明では、発進に先立って診断を行なうことができるため、車両の走行中に異常が生じて異常時放電制御手段による放電制御がなされる必要が生じた場合に、これを確実に行なうことが可能となる。

第１２の発明は、第１〜１１のいずれかの発明において、前記診断手段は、前記キャパシタの充電電圧を検出する手段を備え、該検出される充電電圧の低下の有無に基づき前記異常の有無を診断することを特徴とする。

第１３の発明は、第１〜１１のいずれかの発明において、前記診断手段は、前記放電制御手段による放電制御時における前記キャパシタの放電経路を流れる電流の有無に基づき前記異常の有無を診断することを特徴とする。

キャパシタの放電経路を流れる電流は、電力変換回路の本来の目的での使用時と放電制御時とで大差ないものと考えられる。このため、上記発明では、電力変換回路の本来の目的での使用時において放電経路の電流を検出する手段を流用したとしても、電流の有無を高精度に判断することができる。

第１４の発明は、第１３の発明において、前記電力変換回路は、高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の直列接続体であって且つ前記キャパシタに並列接続される直列接続体を備え、前記放電制御手段は、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の双方をオン状態とすることで前記キャパシタの両電極を短絡させる処理を行う手段を備え、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の少なくとも一方は、その入力端子および出力端子間を流れる電流と相関を有する微少電流を出力するセンス端子を備えるものであり、前記診断手段は、前記放電経路の電流を前記センス端子の微少電流の検出値によって間接的に把握することを特徴とする。

第１５の発明は、第１３の発明において、前記電力変換回路は、前記直流電源の電圧を昇圧する昇圧コンバータと、該昇圧コンバータに接続される直流交流変換回路とを備え、前記昇圧コンバータは、前記キャパシタとしての第１キャパシタと、前記第１キャパシタに並列接続される高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子と、該一対のスイッチング素子同士の接続点と前記直流電源とを接続するリアクトルと、前記直流電源に並列接続される第２キャパシタとを備え、前記直流交流変換回路は、前記第１キャパシタに並列接続される高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子を備え、前記放電制御手段は、前記直流交流変換回路の前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の双方をオン状態とすることで前記第１キャパシタの両電極を短絡させる処理を行う手段を備え、前記昇圧コンバータの前記高電位側のスイッチング素子には、これに逆並列接続されるフリーホイールダイオードが同一半導体基板上に併設され、前記同一半導体基板上に併設されるスイッチング素子およびフリーホイールダイオードを備える半導体デバイスは、前記フリーホイールダイオードを流れる順方向電流と相関を有する微少電流を出力するセンス端子を備え、前記診断手段は、前記放電経路の電流を前記センス端子の微少電流の検出値によって間接的に把握することを特徴とする。

第１６の発明は、第１〜１１のいずれかの発明において、前記電力変換回路は、高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の直列接続体であって且つ前記キャパシタに並列接続される直列接続体を備え、前記放電制御手段は、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の双方をオン状態とすることで前記キャパシタの両電極を短絡させる処理を行う手段を備え、前記診断手段は、前記放電制御手段による放電制御時における前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の少なくとも一方の発熱の有無に基づき前記異常の有無を診断することを特徴とする。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるドライブユニットＤＵの構成を示す回路図。 同実施形態にかかる異常時の放電制御を示すタイムチャート。 同実施形態にかかる異常時におけるゲート電圧の印加手法を示すタイムチャート。 同実施形態にかかる通常時の放電制御の処理手順を示す流れ図。 同実施形態にかかる異常時の放電制御の処理手順を示す流れ図。 同実施形態にかかる異常時の放電制御機能の診断を行なう回路構成を示す回路図。 同実施形態にかかる異常時の放電制御機能の診断処理の手順を示す流れ図。 第２の実施形態にかかる異常時の放電制御機能の診断を行なう回路構成を示す回路図。 第３の実施形態にかかるシステム構成図。 第４の実施形態にかかる異常時の放電制御機能の診断を行なう回路構成を示す回路図。 第５の実施形態にかかる異常時の放電制御機能の診断を行なう回路構成を示す回路図。 同実施形態にかかる半導体デバイスを示す図。 上記各実施形態の変形例にかかる充電手段の構成を示す回路図。 上記各実施形態の変形例にかかる充電手段の構成を示す回路図。 上記各実施形態の変形例にかかるシステム構成図。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる電力変換システムの放電制御装置をハイブリッド車に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態のシステム構成を示す。図示されるモータジェネレータ１０は、車載主機であり、駆動輪に機械的に連結されている。モータジェネレータ１０は、インバータＩＶと、リレーＳＭＲ２および抵抗体１４並びにリレーＳＭＲ１の並列接続体とを介して高電圧バッテリ１２に接続されている。ここで、高電圧バッテリ１２は、その端子電圧が例えば百Ｖ以上の高電圧となるものである。また、インバータＩＶ１の入力端子のうち、リレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２よりもインバータＩＶ側には、コンデンサ１６および放電抵抗１８が並列接続されている。

インバータＩＶは、パワー素子としての高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの直列接続体が３つ並列接続されて構成されている。そして、これら高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの接続点が、モータジェネレータ１０の各相にそれぞれ接続されている。

上記高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのそれぞれの入出力端子間（コレクタおよびエミッタ間）には、高電位側のフリーホイールダイオードＦＤｐおよび低電位側のフリーホイールダイオードＦＤｎのカソードおよびアノードが接続されている。なお、上記スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、いずれも絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）にて構成されている。また、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、その入力端子および出力端子間に流れる電流と相関を有する微少電流を出力するセンス端子Ｓｔを備えている。

センス端子Ｓｔの出力する微少電流は、シャント抵抗１９を流れ、これによる電圧降下量が、スイッチング素子Ｓｗ＃（＃＝ｐ，ｎ）を駆動するためのドライブユニットＤＵに取り込まれる。ドライブユニットＤＵは、シャント抵抗１９における電圧降下量に基づき、スイッチング素子Ｓｗ＃の入力端子および出力端子間に流れる電流が閾値電流Ｉｔｈ以上となると判断される場合に、スイッチング素子Ｓｗ＃を強制的にオフ状態とする機能を有する。

一方、制御装置３０は、低電圧バッテリ２０を電源とする電子制御装置であり、具体的には、低電圧バッテリ２０の電圧を所定に変換する電源回路３２や、電源回路３２を直接の電源とする中央処理装置（ＣＰＵ３４）等を備えて構成されている。制御装置３０は、制御対象としてのモータジェネレータ１０の制御量を制御すべく、上記インバータＩＶを操作する。詳しくは、制御装置３０は、図示しない各種センサの検出値等に基づき、インバータＩＶのＵ相、Ｖ相、およびＷ相のそれぞれについてのスイッチング素子Ｓｗｐを操作する操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐと、スイッチング素子Ｓｗｎを操作する操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎとを生成し出力する。これにより、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、それらの導通制御端子（ゲート）に接続されるドライブユニットＤＵを介して制御装置３０により操作される。また、制御装置３０は、自身に作用する力に基づき加速度を検出する加速度検出手段（Ｇセンサ２２）の検出値に基づき、車両の衝突を検知し、衝突が検知された場合、コンデンサ１６を強制的に放電させる処理を行なうべく、Ｕ相のスイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎに異常時放電指令ｄｉｓを出力する。

ちなみに、インバータＩＶを備える高電圧システムと、制御装置３０を備える低電圧システムとは、図示しないフォトカプラ等の絶縁手段によって絶縁されており、上記操作信号ｇ＊＃（＊＝ｕ，ｖ，ｗ、＃＝ｐ，ｎ）や、異常時放電指令ｄｉｓは、絶縁手段を介して高電圧システムに出力される。

図２に、スイッチング素子Ｓｗ＃のドライブユニットＤＵのうち、特にスイッチング素子Ｓｗ＃をオン・オフする駆動回路部の構成を示す。

図示されるように、ドライブユニットＤＵは、端子電圧ＶＨの電源４０を備え、電源４０の電圧が充電用スイッチング素子４２およびゲート抵抗４４を介してスイッチング素子Ｓｗ＃の導通制御端子（ゲート）に印加される。また、スイッチング素子Ｓｗ＃のゲートは、ゲート抵抗４４および放電用スイッチング素子４６を介してスイッチング素子の出力端子（エミッタ）に接続され、これがゲートの放電経路となる。充電用スイッチング素子４２や放電用スイッチング素子４６は、操作信号ｇ＊＃に応じて通常時用駆動制御部４８によってオン・オフ操作される。これにより、スイッチング素子Ｓｗ＃は、通常時用駆動制御部４８によってオン・オフ操作されることとなる。ちなみに、操作信号ｇ＊ｐ（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）と操作信号ｇ＊ｎとは、交互にオン状態となる相補信号である。

ここで、Ｕ相の上側アームのドライブユニットＤＵは、図中、破線にて囲った回路を更に備えている。これにより、端子電圧ＶＨよりも低い端子電圧ＶＬを有する電源５０の電圧が、充電用スイッチング素子５２およびゲート抵抗４４を介してスイッチング素子Ｓｗｐのゲートに印加される。また、ゲートは、ゲート抵抗４４および放電用スイッチング素子５４を介してスイッチング素子Ｓｗｐのエミッタに接続されている。そして、充電用スイッチング素子５２および放電用スイッチング素子５４は、異常時放電指令ｄｉｓに応じて異常時用駆動制御部５６によってオン・オフ操作される。これにより、スイッチング素子Ｓｗｐは、異常時放電指令ｄｉｓに応じてオン・オフ操作される。

なお、Ｕ相の下側アームのドライブユニットＤＵも、異常時放電指令ｄｉｓに応じてスイッチング素子Ｓｗｎをオン・オフする機能を有する。ただし、この際ゲートに印加する電圧は、電源４０の端子電圧ＶＨに等しく設定されている。これは、例えば、電源５０に代えて端子電圧ＶＨの電源を搭載することで実現することができる。また例えば、通常時用駆動制御部４８に操作信号ｇｕｎと異常時放電指令ｄｉｓとの論理和信号を入力可能なようにＯＲ回路を設けることで実現することもできる。さらに、Ｕ相の下側アームの異常時放電指令ｄｉｓの伝播経路と、操作信号ｇｕｎの伝播経路とを同一とする構成としてもよい。

図３に、異常時放電指令ｄｉｓに基づく放電制御の態様を示す。詳しくは、図３（ａ）に、Ｕ相の高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの状態の推移を示し、図３（ｂ）に、Ｕ相の低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの状態の推移を示し、図３（ｃ）に、コンデンサ１６の充電電圧の推移を示す。図示されるように、本実施形態では、Ｕ相の低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎをオン状態に維持した状態で、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｎを、オン状態およびオフ状態に周期的に切り替える。これにより、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの双方が同時期にオン状態となる期間が存在し、この期間においてコンデンサ１６の両電極間がスイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎを介して短絡状態とされることで、コンデンサ１６が放電される。ちなみに、異常時放電指令ｄｉｓは、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐ用のものと低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎ用のものとで相違するが、ここでは便宜上同一のアルファベットにて記載している。

この際、先の図２に示したドライブユニットＤＵの構成の故に、図４に示すように高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのゲート印加電圧の方が低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのゲート印加電圧よりも低くなる。ここで、図４（ａ）は、Ｕ相の高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐに対する異常時放電指令ｄｉｓの推移を示し、図４（ｂ）は、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのゲート・エミッタ間電圧Ｖｇｅの推移を示す。また、図４（ｃ）は、Ｕ相の低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎに対する異常時放電指令ｄｉｓの推移を示し、図４（ｄ）は、低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのゲート・エミッタ間電圧Ｖｇｅの推移を示す。

こうした構成によれば、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐは、非飽和領域において駆動されて且つ、低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎは、飽和領域において駆動されることとなる。これは、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐよりも低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのゲート印加電圧を低くしたために、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの方が低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎよりも非飽和領域の電流が小さくなるためである。これにより、放電制御によって高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎを流れる電流は高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの非飽和電流に制限されることとなる。また、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐを複数回オン・オフすることで高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの１回のオン時間が制限されることによっても、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎを流れる電流は制限され得る。なお、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの非飽和領域の電流は、上記ドライブユニットＤＵが規定する閾値電流Ｉｔｈ未満となるように設定することが望ましい。ちなみに、上記端子電圧ＶＨは、閾値電流Ｉｔｈを飽和領域のものとするものである。すなわち、モータジェネレータ１０の制御量の制御時においては、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、飽和領域で駆動される。

上記放電制御は、車両の衝突時等に行われるものであるが、本実施形態では、車両が通常時において停止し、リレーＳＭＲ１が開状態に切り替えられた際にもインバータＩＶを操作することで放電制御を行なう。ただし、この際の放電制御は、モータジェネレータ１０に無効電流を流すことで実行される。これにより、放電抵抗１８によるコンデンサ１６の放電よりも迅速にコンデンサ１６を放電させることができる。ちなみに、放電抵抗１８は、例えば車両の牽引等によってモータジェネレータ１０が発電状態となりコンデンサ１６が充電される等の不測の事態に備えたものである。

図５に、本実施形態における通常時の放電制御の処理手順を示す。この処理は、制御装置３０によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、車両の起動スイッチがオフ操作されることでリレーＳＭＲ１が閉状態から開状態に切り替えられたか否かを判断する。ここで、車両の起動スイッチとは、ユーザが車両の起動を許可するための手段である。なお、起動スイッチは、必ずしも機械的な操作を要するものに限らず、例えば、ユーザが携帯する無線機器であって車両に近接することで起動許可信号が車両側によって受信可能なものであってもよい。ステップＳ１０において肯定判断される場合、ステップＳ１２において、無効電流を流すように操作信号ｇ＊＃を設定して各スイッチング素子Ｓｗ＃に出力する。ここでは、例えばモータジェネレータ１０がＩＰＭＳＭやＳＰＭである場合、ｑ軸電流をゼロとして且つｄ軸電流の絶対値をゼロよりも大きくするように操作信号ｇ＊＃を設定すればよい。

なお、ステップＳ１２の処理が完了する場合や、ステップＳ１０において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

図６に、本実施形態における異常時放電制御の処理手順を示す。この処理は、制御装置３０によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ２０において、Ｇセンサ２２の検出値を入力する。続くステップＳ２２では、入力される検出値に基づき車両が衝突したか否かを判断する。ここでは、検出される加速度が所定値以上である場合、衝突した旨判断すればよい。そして、車両が衝突したと判断される場合、ステップＳ２４においてリレーＳＭＲ１、ＳＭＲ２を開状態とする。さらに、ステップＳ２６において、異常時放電指令ｄｉｓを出力する。なお、ステップＳ２６の処理が完了する場合や、ステップＳ２２において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

ところで、上記異常時放電制御は、車両の衝突という異常事態が生じない限り利用されないものである。そして、異常時において確実に異常時放電制御がなされるか否かは、モータジェネレータ１０を通常に制御しうるか否かによっては判断できない。これは、異常時放電指令ｄｉｓが操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎとは別の信号であることや、異常時放電制御に際して利用される駆動回路がモータジェネレータ１０の制御量の制御時におけるものとは相違することなどのためである。

そこで本実施形態では、先の図１に示すように、診断用充電部６０を備えてコンデンサ１６を充電した後、異常時放電制御を行なうことで診断部７０によってコンデンサ１６の放電の有無を判断する。これにより、異常時放電制御が確実に実行可能であるか否かを診断することができる。

図７に、上記診断用充電部６０や診断部７０の具体的な構成を示す。

図示されるように、診断用充電部６０は、フライバックコンバータを備えて低電圧バッテリ２０の電力をコンデンサ１６に充電するものである。詳しくは、トランス６２の１次側コイルと低電圧バッテリ２０とはエネルギ蓄積用スイッチ６４を介して接続されている。そして、エネルギ蓄積用スイッチ６４がオンとなることで１次側コイルに蓄えられたエネルギは、エネルギ蓄積用スイッチ６４がオフとなることで２次側コイル、ダイオード６６を介してコンデンサ１６に充電される。

一方、診断部７０は、シャント抵抗１９の電圧降下量に基づきスイッチング素子Ｓｗｎを流れる電流を検出することでコンデンサ１６の放電がなされているか否かを判断するものである。具体的には、シャント抵抗１９の両端の電位差が電源７３の電圧以上となるか否かを判断するコンパレータ７２と、ＣＰＵ３４からの放電期間信号ＤＴとの論理積信号を生成するＡＮＤ回路７４とを備え、この論理積信号に基づきＣＰＵ３４によってコンデンサ１６の放電の有無が判断される。上記放電期間信号ＤＴは、異常時放電指令ｄｉｓの出力期間を示す信号である。ここで、放電期間信号ＤＴは、バッファ７９および絶縁部７６を介してＡＮＤ回路７４に入力され、ＡＮＤ回路７４の出力は、絶縁部７８を介してＣＰＵ３４に入力される。ここで、絶縁部７６，７８は、フォトカプラ等、高電圧システムと低電圧システムとの絶縁を保ちつつ信号を伝達させる手段である。

図８に、本実施形態にかかる異常診断処理の手順を示す。この処理は、制御装置３０によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ３０において、起動スイッチがオンとなったか否かを判断する。この処理は、近い将来車両が発進するか否かを予測するためのものである。すなわち、起動スイッチがオン操作される場合、車両が近い将来発進すると予測される。なお、起動スイッチについては、先の図５のステップＳ１０において説明した。ステップＳ３０において肯定判断される場合、ステップＳ３２において、エネルギ蓄積用スイッチ６４のオン操作およびオフ操作の繰り返しによってコンデンサ１６の電圧を、高電圧バッテリ１２の端子電圧よりも低い診断用電圧Ｖｄｇまで充電する。ここで、診断用電圧Ｖｄｇは、「６０Ｖ」以下に設定される。これは、コンデンサ１６の充電電圧を人体に危険が生じないと想定される電圧に制限するための設定である。

続くステップＳ３４では、異常時放電指令ｄｉｓを出力する。そして、ステップＳ３６では、コンデンサ１６の放電の有無に基づき異常時放電制御が正常であるか否かを判断する。そして、ステップＳ３６において肯定判断される場合、ステップＳ３８において、リレーＳＭＲ１、ＳＭＲ２を閉状態とすることでコンデンサ１６を充電し、モータジェネレータ１０の制御量の制御の準備を整える。詳しくは、まずリレーＳＭＲ１を開状態とした状態でリレーＳＭＲ２を閉状態とすることで抵抗体１４を備える高抵抗電気経路にてコンデンサ１６を充電した後、リレーＳＭＲ２を開状態且つリレーＳＭＲ１を閉状態とすることで高電圧バッテリ１２およびコンデンサ１６間を低抵抗電気経路にて接続する。これに対し、ステップＳ３６において否定判断される場合、ステップＳ４０において外部に対して異常である旨通知することでユーザにその旨を知らせる処理を行なう。なお、ステップＳ３８、Ｓ４０の処理が完了する場合や、ステップＳ３０において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）診断用電圧Ｖｄｇを「６０Ｖ」以下に設定した。これにより、診断に際して発生する熱エネルギ量を低減することができる。また、放電制御に要する時間を短縮することができるため、診断に要する時間を短くすることもできる。

（２）異常が生じていない場合に異常時放電制御を行って、その異常の有無を診断した。これにより、正常である旨の診断がされた場合には実際に異常が生じた際の異常時放電制御の動作を保証することができる。

（３）高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの非飽和領域の電流がモータジェネレータ１０の制御量の制御時におけるものよりも異常時放電制御時の方が小さくなるように高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのゲートに印加する電圧（端子電圧ＶＬ）を設定した。これにより、制御量の制御時と異常時放電制御時とでスイッチング素子Ｓｗｐの駆動手段が相違することとなるため、異常時放電制御時特有の手段の診断を行なうことの意義が特に大きい。

（４）異常時放電制御時において、低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのゲートに高電圧（端子電圧ＶＨ）を印加してオン状態に維持した状態で、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのゲートに低電圧（端子電圧ＶＬ）を断続的に印加してオン・オフ操作を繰り返すことで異常時放電制御を行った。これにより、オン・オフ操作を繰り返す側のゲート・エミッタ間の電位を安定させることができる等、異常時放電制御を好適に行なうことができる。

（５）診断用充電部６０によって、コンデンサ１６の電圧を診断用電圧Ｖｄｇに充電した。これにより、診断を適切に行なうことができる。

（６）車両が近い将来発進することが予測される場合に診断を行った。これにより、発進に先立って診断を行なうことができるため、車両の走行中に異常が生じて異常時放電制御がなされる必要が生じた場合に、これを確実に行なうことが可能となる。

（７）コンデンサ１６の放電経路に電流が流れるか否かに基づき異常時放電制御の診断を行った。放電経路の電流は、通常時と放電制御時とで大差ないため、通常時において放電経路の電流を検出する手段によって異常時放電制御時に電流が流れるか否かを高精度に判断することができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図９に、本実施形態にかかる診断用充電部６０や診断部７０の具体的な構成を示す。なお、図９において、先の図７に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、コンデンサ１６の電圧を検出する電圧センサ８０の検出値に基づき、コンデンサ１６の放電の有無を確認する。ここで、電圧センサ８０は、分圧抵抗と差動増幅回路とを備えて構成されるものであり、分圧抵抗として高抵抗な抵抗体を用いることで高電圧システムに対する絶縁を図っている。このため、先の図７に示した絶縁部７６，７８についてはこれを備えない構成としている。なお、電圧センサ８０の出力電圧領域はコンデンサ１６の電圧範囲をカバーする領域とされるため、出力電圧の全領域の間隔は、診断用電圧Ｖｄｇの数倍以上になる。このため、コンパレータ７２によってコンデンサ１６の放電を高精度に把握するためには、例えば「３０〜６０Ｖ」等、診断用電圧Ｖｄｇをある程度大きくすることが望ましい。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１０に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１０において、先の図１に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、インバータＩＶと高電圧バッテリ１２との間に、昇圧コンバータＣＶを備える。昇圧コンバータＣＶは、コンデンサ１７と、これに並列接続される高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの直列接続体と、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの接続点とコンデンサ１６とを接続するリアクトルＬとを備えている。

この場合、コンデンサ１６，１７が放電対象となる。ここで、インバータＩＶのＵ相の高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎを用いてコンデンサ１７を放電することで、コンデンサ１６の電圧も放電される。これは、コンデンサ１７の電圧がコンデンサ１６の電圧よりも低くなることで、リアクトルＬおよび昇圧コンバータＣＶのフリーホイールダイオードＦＤｐを介してコンデンサ１６からコンデンサ１７に電流が流れるためである。

（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１１に、本実施形態にかかる診断用充電部６０や診断部７０の具体的な構成を示す。なお、図１１において、先の図７等に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、リアクトルＬを流れる電流を検出する電流センサ８２を用いてコンデンサ１６，１７の放電の有無を確認する。ここで、電流センサ８２はホール素子を備えるものであり、リアクトルＬを備える電流経路から絶縁された状態でその電流を検出可能な手段である。このため、先の図７に示した絶縁部７６，７８についてはこれを備えない構成としている。

（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１２に、本実施形態にかかる診断用充電部６０や診断部７０の具体的な構成を示す。なお、図１２において、先の図７等に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、昇圧コンバータＣＶのフリーホイールダイオードＦＤｐを流れる電流と相関を有する微少電流を出力するセンス端子Ｓｔからの微少電流に基づき、コンデンサ１６，１７の放電の有無を確認する。すなわち、フリーホイールダイオードＦＤｐに順方向電流が流れることに起因してセンス端子Ｓｔの出力する微少電流によるシャント抵抗８４における電圧降下量が閾値以上となることで、コンデンサ１６，１７が放電したと判断する。このようにセンス端子Ｓｔを用いてフリーホイールダイオードＦＤｐを流れる順方向電流を検出可能なのは、本実施形態にかかるスイッチング素子Ｓｗ＃およびフリーホイールダイオードＦＤ＃が、図１３（ａ）に示すように、同一半導体基板に併設されたものだからである。

すなわち、図示されるように、半導体基板１００には、ＩＧＢＴ領域とダイオード領域とが併設されて形成されている。半導体基板１００の主面側から裏面側へと伸びる領域は、導電型がＮ型であるＮ型領域１０２となっている。また、半導体基板１００の主面側の表層部には、導電型がＰ型のＰ型領域１０４が形成されており、Ｐ型領域１０４内に、上記Ｎ型領域１０２よりも濃い濃度のＮ型の導電型を有するＮ型領域１０６が形成されている。そして、これらＰ型領域１０４及びＮ型領域１０６には、ＩＧＢＴのエミッタ端子Ｅ及びダイオードのアノード端子が接続されている。また、上記Ｐ型領域１０４及びＮ型領域１０６上には、ゲート酸化膜１０８を介してゲート電極１１０が形成されている。

一方、半導体基板１００の裏面側の表層部には、上記Ｎ型領域１０２よりも濃度の濃いＮ型領域１０６とＰ型領域１０４とが併設されている。ここで、Ｐ型領域１０４は、ＩＧＢＴのコレクタ領域を構成し、Ｎ型領域１０６は、ダイオードのカソード領域を構成する。なお、これらＰ型領域１０４及びＮ型領域１０６と上記Ｎ型領域１０２との間には、Ｎ型領域１０２よりも濃度の薄いＮ型領域１０２が形成されている。

図１３（ｂ）は、上記半導体基板１００の主面側を模式的に示した平面図である。図示されるように、主面側の大部分は、エミッタ領域であり、これよりも小さい領域として、ゲート領域やセンス電極１１８が形成されている。ここで、実際のセンス電極１１８の面積は、エミッタ領域の面積の数千分の１程度とされており、これにより、ＩＧＢＴやフリーホイールダイオードに流れる電流と相関を有しつつも極微小な電流を出力することが可能となっている。図１３（ｃ）に、スイッチング素子Ｓｗ＃又はフリーホイールダイオードＦＤ＃に流れる電流と、シャント抵抗８４での電圧降下量との関係を示す。

なお、先の図１２に示すように、シャント抵抗８４における電圧降下量が閾値以上となるか否かは、シャント抵抗８４の電圧降下量をレベルシフト回路７７によって変換したものと電源７３の電圧とがコンパレータ７２によって比較されることで行われる。ここで、レベルシフト回路７７は、フリーホイールダイオードＦＤｐに順方向電流が流れる場合とスイッチング素子Ｓｗｐに電流が流れる場合とでシャント抵抗８４の電圧降下の極性が逆であるにもかかわらず、コンパレータ７２の非反転入力端子に印加される電圧の極性を固定するための一手法である。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
＜発進予測手段について＞
発進予測手段としては、起動スイッチがオン操作されることで発進する旨予測するものに限らない。例えば車載電子機器の電源をオンすべくユーザによって操作されるアクセサリスイッチがオン操作されることで発進する旨予測するものであってもよい。また例えば、ブレーキ操作がなされることで発進する旨予測するものであってもよい。
＜異常診断手段について＞
異常診断手段としては、発進予測手段によって発進する旨予測された場合に診断を行なうものに限らない。例えば、起動スイッチがオフ操作され、リレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２が開状態とされた後に異常の有無を診断するものであってもよい。具体的には、例えばリレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２が開状態とされることで放電抵抗１８を介してコンデンサ１６，１７の電圧が規定電圧まで低下することで、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎをオン状態とする放電制御を行って異常の有無を診断すればよい。また、これに代えて、例えばリレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２が開状態とされた後モータジェネレータ１０への無効電流の通電によってコンデンサ１６，１７の電圧を規定電圧まで低下させた後、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎをオン状態とする放電制御を行って異常の有無を診断してもよい。
＜診断用電圧について＞
診断用電圧としては、６０Ｖ以下の規定電圧に限らない。例えば「４２Ｖ」以下の規定電圧であってもよい。
＜判断手段について＞
電力変換システムの搭載される部材に異常が生じたか否かを判断する判断手段としては、低電圧システム内に搭載されて操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを生成する制御装置３０に限らない。例えば、高電圧システム内に搭載されて且つ異常時放電指令ｄｉｓを生成する専用の手段としてもよい。ただし、この場合であっても制御装置３０も異常時放電指令ｄｉｓを診断用に出力可能とすることが望ましい。これは、例えば、ドライブユニットＤＵの入力信号を、専用の手段の信号と制御装置３０からの信号との論理和とすることで実現することができる。もっとも、制御装置３０が異常時放電指令ｄｉｓを生成する機能を備えなくても、上記専用の手段を操作することで同手段に異常時放電指令ｄｉｓを出力させるなら、診断を実行することができる。

また、判断手段としては、Ｇセンサ２２の検出値に基づき異常が生じたと判断するものに限らない。例えばモータジェネレータやインバータＩＶ、昇圧コンバータＣＶ等を備える電力変換システムの異常の有無の診断手段の診断結果に基づくものであってもよい。
＜ドライブユニットＤＵについて＞
Ｕ相の上側アームのドライブユニットＤＵとしては、通常時における充電用スイッチング素子４２および放電用スイッチング素子４６と、異常時における充電用スイッチング素子５２および放電用スイッチング素子５４とを各別に備えるものに限らない。例えば、これらを共有する代わりに、充電用スイッチング素子の入力端子に電圧を印加する手段を、通常時と異常時とで異ならせてもよい。
＜通常時放電手段について＞
通常時放電手段としては、モータジェネレータ１０に無効電流を流す処理を行なうものに限らない。例えば放電抵抗１８によってコンデンサ１６，１７を放電させる手段であってもよい。また例えば、インバータＩＶの正極側入力端子と負極側入力端子との間にリレーおよび抵抗体を備える放電回路を設け、リレーを操作する手段であってもよい。

さらに、上記各実施形態における異常時放電制御を行なう手段を、通常時放電手段としてもよい。
＜異常時放電制御手段について＞
異常時放電制御手段としては、低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎをオン状態に保った状態で高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのオン状態およびオフ状態を複数回繰り返すことでコンデンサ１６，１７の両電極の短絡状態を複数回生成する処理を行なうものに限らない。例えば、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐをオン状態に保った状態で低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのオン状態およびオフ状態を複数回繰り返すことでコンデンサ１６，１７の両電極の短絡状態を複数回生成する処理を行なうものであってもよい。ただし、この場合であっても、オン状態およびオフ状態を複数回繰り返す側のゲート印加電圧の方を低く設定し、非飽和領域で動作させることが望ましい。また、例えば高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐと低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎとの同時のオン状態および同時のオフ状態を複数回繰り返すことでコンデンサ１６，１７の両電極の短絡状態を複数回生成する処理を行なうものであってもよい。ここで、これら高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの少なくとも一方を非飽和領域で動作させるべくゲート印加電圧を調節してもよいが、双方を非飽和領域で動作するようにしてもよい。また、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの双方を、放電制御期間において一度だけオン状態とするものであってもよい。

また、モータジェネレータ１０の１の相に電圧を印加する高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの組のみを用いて放電制御を行なうものに限らない。例えば全相の高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎを同時にオン状態とするものであってもよい。また例えば、各相の高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎを順次オン状態とするように切り替えるものであってもよい。

さらに、インバータＩＶの高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの組のみを用いて放電制御を行なうものに限らない。例えば昇圧コンバータＣＶの高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの組を用いて放電制御を行なうものであってもよい。

加えて、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎを同時にオン状態とすることでコンデンサ１６，１７の両電極を短絡させるものに限らない。例えばモータジェネレータ１０に無効電流を流す手段であってもよい。この場合、たとえば通常時放電手段を、放電抵抗１８によって放電させる手段とすればよい。
＜充電手段について＞
充電手段としては、フライバックコンバータを備えるものに限らず、例えばフォワードコンバータを備えるものであってもよい。また、充電手段としては、トランスを備えるものに限らない。例えば図１４（ａ）および図１４（ｂ）に示すように、低電圧バッテリ２０の電圧を、整流手段（ダイオード８６）および抵抗体８８を介して充電する手段であってもよい。ここで、抵抗体８８は、低電圧システムと高電圧システムとを絶縁するための高抵抗（例えば数ＭΩ以上）のものである。なお、こうした手段による充電を可能とするためには、低電圧システムの基準電位（低電圧バッテリ２０の負極電位）を、高電圧システムの基準電位（高電圧バッテリ１２の負極電位）以上に設定する電位設定手段を備えることが必要である。ここでは、コンデンサ１６の正極および負極間の電位を２分すべくコンデンサ９０，９２の直列接続体を備え、これらコンデンサ９０，９２の接続点の電位を低電圧システムの基準電位とする例が示されている。これにより、リレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２が開状態とされる場合、コンデンサ１６の正極電位が低電圧バッテリ２０の正極電位以下となり、コンデンサ１６に低電圧バッテリ２０の電力を充電することができる。ちなみに、リレーＳＭＲ１やリレーＳＭＲ２が閉状態とされる場合には、コンデンサ１６の正極電位の方が低電圧バッテリ２０の正極電位よりも高いため、低電圧バッテリ２０の電力がコンデンサ１６に充電されることはない。また、整流手段としては、ダイオード８６に限らず、サイリスタやトランジスタ等であってもよい。

また、図１５（ａ）および図１５（ｂ）に示すように、コンバータＣＶを備える構成において、充電手段の充電対象をコンデンサ１７にしてもよい。

＜直流交流変換回路について＞
放電制御に際して高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の双方がオン状態とされる直流交流変換回路（インバータＩＶ）としては、車載主機としての回転機と高電圧バッテリ１２との間の電力の授受を仲介するものに限らない。例えば、空調装置の備える回転機等、主機以外の回転機と高電圧バッテリ１２との間の電力の授受を仲介するものであってもよい。
＜キャパシタが実際に放電しているか否かを確かめる手法について＞
上記第４の実施形態において、ホール素子を用いた電流センサ８２に代えて、カレントトランスを備えて電流を検出する手段としてもよい。また、シャント抵抗を備えて電流を検出する手段としてもよい。なお、シャント抵抗を備えて電流を検出する手段の場合、シャント抵抗が高電圧システムにあることから、その両端の電圧を閾値と比較するコンパレータ７２等は高電圧システム内のものとなるため、コンパレータ７２とバッファ７９やＣＰＵ３４との間に絶縁部７６，７８を備える。

また、キャパシタが実際に放電しているか否かを確かめる手法としては、高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の双方がオン状態とされる放電制御に際して、これら少なくとも一方のスイッチング素子の発熱の有無を判断するものであってもよい。図１６に、低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの発熱の有無としての温度検出手段（感温ダイオードＳＤ）による同スイッチング素子Ｓｗｎの温度上昇の有無を、診断部７０によって判断する例を示した。なお、図１６において、先の図１に示した部材に対応する部材については便宜上同一の符号を付している。

＜そのほか＞
・放電制御に用いる高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐや低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎとしては、ＩＧＢＴに限らず、例えばパワーＭＯＳ型電界効果トランジスタ等の電界効果トランジスタであってもよい。

・車両としては、ハイブリッド車に限らず、例えば車載主機として回転機のみを備える電気自動車等であってもよい。

・放電制御装置としては、車両に搭載されるものに限らず、例えば住宅に設けられる直流電源の電力を交流に変換する電力変換システムに適用されるものであってもよい。この場合、異常時とは、例えば地震等が検地された場合とすればよい。

１０…モータジェネレータ、１２…高電圧バッテリ（直流電源の一実施形態）、１６，１７…コンデンサ、３０…制御装置、６０…診断用充電部、７０…診断部、Ｓｗｐ…高電位側のスイッチング素子、Ｓｗｎ…低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎ。

Claims (17)

1. 直流電源の電力を所定に変換する電力変換回路と、該電力変換回路および前記直流電源間に介在するキャパシタと、前記電力変換回路および前記キャパシタと前記直流電源との間の電気経路を開閉する開閉手段とを備える電力変換システムに適用され、前記開閉手段が開状態とされる状況下、前記電力変換回路を操作することで前記キャパシタの充電電圧を規定電圧以下に放電制御する放電制御手段を備える電力変換システムの放電制御装置において、
   前記キャパシタの充電電圧が、前記電力変換回路が本来の目的で操作される際の充電電圧である通常時電圧よりも低い診断用電圧であることを条件に、前記放電制御を実行して前記キャパシタが実際に放電されるか否かを確かめることで前記放電制御手段による放電制御の異常の有無を診断する異常診断手段を備え、
   前記電力変換システムの搭載される部材に異常が生じたか否かを判断する判断手段を更に備え、
   前記電力変換回路は、高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の直列接続体であって且つ前記キャパシタに並列接続される直列接続体を備え、
   前記放電制御手段は、前記判断手段によって異常が生じたと判断される場合に前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の双方をオン状態とすることで前記キャパシタの両電極を短絡させる処理を行う異常時放電制御手段であり、
   前記開閉手段が開状態とされて且つ前記異常が生じた旨の判断がなされていない場合に前記短絡させる処理を行なうことなく前記キャパシタを放電する通常時放電手段を更に備えることを特徴とする電力変換システムの放電制御装置。
2. 前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子は、電圧制御形のスイッチング素子であり、
   前記異常時放電制御手段は、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の少なくとも一方の非飽和領域の電流が前記電力変換回路が本来の目的で使用される場合よりも小さくなるように該少なくとも一方のスイッチング素子の導通制御端子に印加する電圧を設定することを特徴とする請求項１記載の電力変換システムの放電制御装置。
3. 前記電力変換回路が本来の目的で使用される場合、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子のいずれか一方がオン状態であるとき、いずれか他方は必ずオフ状態とされることを特徴とする請求項１または２記載の電力変換システムの放電制御装置。
4. 前記電力変換回路は、前記直流電源の電力を交流に変換して回転機に出力する直流交流変換回路を備え、
   前記電力変換回路の本来の目的とは、前記回転機を稼動させるために前記回転機と前記直流電源との間の電力の授受を仲介することであることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換システムの放電制御装置。
5. 前記診断用電圧は、６０Ｖ以下に設定されていることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換システムの放電制御装置。
6. 前記開閉手段が開状態とされる状況下、前記キャパシタを充電する充電手段を更に備えることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換システムの放電制御装置。
7. 前記充電手段を操作することで、前記キャパシタの電圧を診断用電圧に制御する診断前処理手段を更に備えることを特徴とする請求項６記載の電力変換システムの放電制御装置。
8. 前記電力変換回路は、車載低電圧システムから絶縁された車載高電圧システムを構成するものであり、
   前記充電手段は、キャパシタに２次側コイルが接続されたトランスを更に備え、
   前記診断前処理手段は、前記トランスの１次側の通電制御によって前記キャパシタを前記診断用電圧に充電することを特徴とする請求項７記載の電力変換システムの放電制御装置。
9. 前記電力変換回路は、車載低電圧システムから絶縁された車載高電圧システムを構成するものであって且つ、前記キャパシタの負極側の電位を前記低電圧システム側の基準電位以下に設定する電位設定手段を備え、
   前記充電手段は、前記車載低電圧システム内の給電手段の電力を整流手段および抵抗体を介して前記キャパシタの正極側に出力するものであることを特徴とする請求項６記載の電力変換システムの放電制御装置。
10. 直流電源の電力を所定に変換する電力変換回路と、該電力変換回路および前記直流電源間に介在するキャパシタと、前記電力変換回路および前記キャパシタと前記直流電源との間の電気経路を開閉する開閉手段とを備える電力変換システムに適用され、前記開閉手段が開状態とされる状況下、前記電力変換回路を操作することで前記キャパシタの充電電圧を規定電圧以下に放電制御する放電制御手段を備える電力変換システムの放電制御装置において、
    前記キャパシタの充電電圧が、前記電力変換回路が本来の目的で操作される際の充電電圧である通常時電圧よりも低い診断用電圧であることを条件に、前記放電制御を実行して前記キャパシタが実際に放電されるか否かを確かめることで前記放電制御手段による放電制御の異常の有無を診断する異常診断手段を備え、
    前記開閉手段が開状態とされる状況下、前記キャパシタを充電する充電手段を更に備え、
    前記電力変換回路は、車載低電圧システムから絶縁された車載高電圧システムを構成するものであって且つ、前記キャパシタの負極側の電位を前記低電圧システム側の基準電位以下に設定する電位設定手段を備え、
    前記充電手段は、前記車載低電圧システム内の給電手段の電力を整流手段および抵抗体を介して前記キャパシタの正極側に出力するものであることを特徴とする電力変換システムの放電制御装置。
11. 前記電力変換システムは、車両に搭載されるものであり、
    車両が近い将来発進することを予測する発進予測手段を更に備え、
    前記診断手段は、前記発進予測手段によって発進することが予測される場合に前記診断を行なうことを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項に記載の電力変換システムの放電制御装置。
12. 前記診断手段は、前記キャパシタの充電電圧を検出する手段を備え、該検出される充電電圧の低下の有無に基づき前記異常の有無を診断することを特徴とする請求項１〜１１のいずれか１項に記載の電力変換システムの放電制御装置。
13. 前記診断手段は、前記放電制御手段による放電制御時における前記キャパシタの放電経路を流れる電流の有無に基づき前記異常の有無を診断することを特徴とする請求項１〜１１のいずれか１項に記載の電力変換システムの放電制御装置。
14. 前記電力変換回路は、高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の直列接続体であって且つ前記キャパシタに並列接続される直列接続体を備え、
    前記放電制御手段は、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の双方をオン状態とすることで前記キャパシタの両電極を短絡させる処理を行う手段を備え、
    前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の少なくとも一方は、その入力端子および出力端子間を流れる電流と相関を有する微少電流を出力するセンス端子を備えるものであり、
    前記診断手段は、前記放電経路の電流を前記センス端子の微少電流の検出値によって間接的に把握することを特徴とする請求項１３記載の電力変換システムの放電制御装置。
15. 前記電力変換回路は、前記直流電源の電圧を昇圧する昇圧コンバータと、該昇圧コンバータに接続される直流交流変換回路とを備え、
    前記昇圧コンバータは、前記キャパシタとしての第１キャパシタと、前記第１キャパシタに並列接続される高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子と、該一対のスイッチング素子同士の接続点と前記直流電源とを接続するリアクトルと、前記直流電源に並列接続される第２キャパシタとを備え、
    前記直流交流変換回路は、前記第１キャパシタに並列接続される高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子を備え、
    前記放電制御手段は、前記直流交流変換回路の前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の双方をオン状態とすることで前記第１キャパシタの両電極を短絡させる処理を行う手段を備え、
    前記昇圧コンバータの前記高電位側のスイッチング素子には、これに逆並列接続されるフリーホイールダイオードが同一半導体基板上に併設され、
    前記同一半導体基板上に併設されるスイッチング素子およびフリーホイールダイオードを備える半導体デバイスは、前記フリーホイールダイオードを流れる順方向電流と相関を有する微少電流を出力するセンス端子を備え、
    前記診断手段は、前記放電経路の電流を前記センス端子の微少電流の検出値によって間接的に把握することを特徴とする請求項１３記載の電力変換システムの放電制御装置。
16. 前記電力変換回路は、高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の直列接続体であって且つ前記キャパシタに並列接続される直列接続体を備え、
    前記放電制御手段は、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の双方をオン状態とすることで前記キャパシタの両電極を短絡させる処理を行う手段を備え、
    前記診断手段は、前記放電制御手段による放電制御時における前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の少なくとも一方の発熱の有無に基づき前記異常の有無を診断することを特徴とする請求項１〜１１のいずれか１項に記載の電力変換システムの放電制御装置。
17. 直流電源の電力を所定に変換する電力変換回路と、該電力変換回路および前記直流電源間に介在するキャパシタと、前記電力変換回路および前記キャパシタと前記直流電源との間の電気経路を開閉する開閉手段とを備える電力変換システムに適用され、前記開閉手段が開状態とされる状況下、前記電力変換回路を操作することで前記キャパシタの充電電圧を規定電圧以下に放電制御する放電制御手段を備える電力変換システムの放電制御装置において、
    前記キャパシタの充電電圧が、前記電力変換回路が本来の目的で操作される際の充電電圧である通常時電圧よりも低い診断用電圧であることを条件に、前記放電制御を実行して前記キャパシタが実際に放電されるか否かを確かめることで前記放電制御手段による放電制御の異常の有無を診断する異常診断手段を備え、
    前記電力変換回路は、高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の直列接続体であって且つ前記キャパシタに並列接続される直列接続体を備え、
    前記放電制御手段は、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の双方をオン状態とすることで前記キャパシタの両電極を短絡させる処理を行う手段を備え、
    前記診断手段は、前記放電制御手段による放電制御時における前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の少なくとも一方の発熱の有無に基づき前記異常の有無を診断することを特徴とする電力変換システムの放電制御装置。

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