CN107112922B - 变流器和用于运行变流器的方法 - Google Patents

变流器和用于运行变流器的方法 Download PDF

Info

Publication number
CN107112922B
CN107112922B CN201580061568.7A CN201580061568A CN107112922B CN 107112922 B CN107112922 B CN 107112922B CN 201580061568 A CN201580061568 A CN 201580061568A CN 107112922 B CN107112922 B CN 107112922B
Authority
CN
China
Prior art keywords
current
semiconductor switch
connection
control
pulse
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201580061568.7A
Other languages
English (en)
Other versions
CN107112922A (zh
Inventor
J.金纳
M.达姆森
G.格廷
D.赖希勒
K.欣多夫
T.维查
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Robert Bosch GmbH
Original Assignee
Robert Bosch GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Robert Bosch GmbH filed Critical Robert Bosch GmbH
Publication of CN107112922A publication Critical patent/CN107112922A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN107112922B publication Critical patent/CN107112922B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H3/00—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection
    • H02H3/08—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection responsive to excess current
    • H02H3/083—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection responsive to excess current for three-phase systems
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本发明实现一种脉冲逆变器，所述脉冲逆变器具有一个或多个半导体开关和与每一个半导体开关并联地布置的空转二极管。在此，仅仅当电流不流经与所述半导体开关并联地布置的空转二极管的时候，才控制所述半导体开关。通过这种方式，可以减少所述半导体开关的控制过程的数目。用于所述半导体开关的控制过程的减少的数目导致整个***的更低的功率损耗和提高的寿命。

Description

变流器和用于运行变流器的方法
技术领域
本发明涉及一种变流器和一种用于运行变流器的方法。
背景技术
德国专利申请DE 10 2009 047 616 A1公开了一种用于运行电动机的逆变器装置。电动机在此通过B6桥来控制。
在电驱动装置中通常使用变流器。该变流器将例如电池的直流电压转换成适合用于控制电机的交变电压。这样的变流器对于电机中的每一相通常包括一个半桥。这样的半桥在此由两个开关元件、优选半导体开关组成，它们分别通过并联布置的空转二极管来补充。对于具有高电压的应用，如其例如在电动和混合动力车辆中出现的那样，作为半导体开关通常使用具有绝缘栅电极的双极型晶体管（IGBT）。这样的IGBT在此可以仅仅沿流通方向引导电流。
这样的IGBT的控制通常通过所谓的栅极驱动器和升压装置（Booster）实现。这些组件的能量需求在此取决于每单位时间开关过程的数目。
因此，存在对以下变流器的需求：所述变流器具有用于借助减小的功率需求控制变流器的方法。
发明内容
对此，根据第一方面，本发明实现了一种脉冲逆变器，所述脉冲逆变器用于在相连接端处提供经脉宽调制的输出电压，所述脉冲逆变器具有半导体开关和二极管，所述半导体开关包括输入连接端、输出连接端和控制连接端；所述二极管与所述半导体开关并联地布置在所述半导体开关的输入连接端和输出连接端之间，其中，在以下节点处提供经脉宽调制的输出电压：在所述节点处，所述二极管与所述半导体开关的输入连接端或输出连接端相互连接。所述脉冲逆变器还包括：电流探测器，所述电流探测器被设计用于检测所述脉冲逆变器中的电流；和控制设备，所述控制设备被设计用于生成并且在所述半导体开关的控制连接端处提供用于控制所述半导体开关的控制信号，其中，所述控制设备还被设计用于根据通过所述电流探测器检测的电流、在所述半导体开关的控制连接端处抑制所生成的用于控制所述半导体开关的控制信号。
根据另一方面，本发明实现一种用于运行脉冲逆变器的方法，所述脉冲逆变器具有半导体开关和二极管，所述半导体开关包括输入连接端、输出连接端和控制连接端，所述二极管与所述半导体开关并联地布置在所述半导体开关的输入连接端和输出连接端之间，其中，所述脉冲逆变器在相连接端处提供经脉宽调制的输出电压。所述方法在此包括以下步骤：生成用于控制所述半导体开关的控制信号；
探测在所述脉冲逆变器内的电流；并且根据所述脉冲逆变器的所探测的电流在所述半导体开关的控制连接端处抑制所生成的控制信号。
本发明的优点
本发明基于以下思想，仅仅当在具有半导体开关和与所述半导体开关并联布置的空转二极管的电流路径中的电流原本不流经空转二极管的时候才控制半导体开关。相反，如果确定，电流也可以流经与所述半导体开关并联布置的空转二极管，则不进行半导体开关的主动控制。通过这种方式可以将半导体开关的控制过程的数目最小化。
控制信号的抑制过程在此可以理解为，尤其首先进行控制信号的传统生成/计算。如此获得的控制信号在此也包括脉冲逆变器的半导体开关的控制，其中，电流流经与所述半导体开关并联地布置的空转二极管。在此，现在为了“抑制”控制信号，不将这样的已经生成的控制信号转发到半导体开关的控制连接端上。
附加地或替代地，控制信号的根据本发明的抑制也可以理解为，在生成控制信号时已经考虑在脉冲逆变器内的电流变化过程。如果在电流变化过程的所述分析中得出：电流流经空转二极管，则为了抑制半导体开关的控制信号，在该情况下，控制信号的生成/计算过程也可以已经考虑这点。控制信号的根据本发明的抑制因此包括以下过程：在所述过程中，甚至完全不生成不应该转发给半导体开关的控制信号。通过半导体开关的控制过程的减少，在半导体开关的控制连接端处提供驱动器信号的部件的功率消耗也下降。通过这种方式可以降低变流器的功率需求。
此外，通过用于驱动半导体开关的部件的减少的功率消耗，损耗功率和因此在半导体开关的控制期间产生的热能也下降。因此，对于所产生的热的排放需要较低的耗费。
此外，通过半导体开关的控制过程的减少以及通过降低的损耗功率也可以提高变流器的部件的寿命。
根据脉冲逆变器的一种实施方式，所述电流探测器被设计用于检测通过所述二极管、所述半导体开关的或者在所述相连接端处的电流。
根据一种实施方式，如果探测到沿预先确定的方向的电流，则所述控制设备在所述半导体开关的控制连接端处抑制所生成的控制信号。通过这种方式可以实现在半导体开关的控制连接端处进行控制脉冲的特别简单的抑制。
根据一种实施方式，当通过所述电流探测器检测的电流的绝对值大于预先确定的阈值的时候，所述脉冲逆变器的控制设备在所述半导体开关的控制连接端处抑制所生成的控制信号。优选地，所述预先确定的阈值能够是可调节的。通过所述阈值的匹配，恰恰在电流接近过零的临界情况中还能够实现变流器的更安全和更可靠的运行。
根据一种实施方式，所述控制设备还被设计用于计算所述脉冲逆变器中的电流变化过程并且根据所计算的电流变化过程在所述半导体开关的控制连接端处提供所生成的控制信号。在此尤其可以在使用事先探测的电流的情况下计算所计算的电流变化过程。通过这种方式可能的是，预先估计电流。因此，能够实现在半导体开关的控制连接端处进行控制信号的有效抑制，而为此不需要附加的电路耗费。
根据一种实施方式，所述半导体开关是具有绝缘栅电极的双极型晶体管（IGBT）。
根据一种实施方式，所述脉冲逆变器包括半桥，所述半桥包括第一半导体开关、第一二极管、第二半导体开关和第二二极管。所述第一半导体开关布置在电源电压的正电位与一个节点之间，所述第二半导体开关布置在所述节点与电源电压的负电位之间，所述第一二极管布置在所述电源电压的正电位与所述节点之间并且所述第二二极管布置在所述节点与所述电源电压的负电位之间。所述相连接端与所述节点连接。
根据一种实施方式，如果在用于探测在所述脉冲逆变器内的电流的步骤中已经探测到沿预先确定的方向的电流，则用于抑制所生成的控制信号的步骤在所述半导体开关的控制连接端处抑制所述控制信号。
根据另一种实施方式，只有当所探测的电流的绝对值小于预先确定的阈值的时候，用于抑制所生成的控制信号的步骤才在所述半导体开关的控制连接端处提供所述控制信号。
根据另一种实施方式，所述方法还包括用于计算在所述脉冲逆变器处出现的电流变化过程的步骤，其中，用于计算所出现的电流变化过程的步骤在使用所探测的电流的情况下计算所述电流变化过程，其中，用于在所述半导体开关的控制连接端处抑制所生成的控制信号的步骤在使用所计算的电流变化过程的情况下抑制所述控制信号。
根据另一种实施方式，用于计算所出现的电流变化过程的步骤在使用克拉克变换的情况下计算所述电流变化过程。
附图说明
本发明的其他实施方式和优点由以下参考附图的描述得出。
在此：
图1示出根据一种实施方式的脉冲逆变器的示意图；
图2示出根据一种实施方式的脉冲逆变器的半桥的示意图；
图3示出根据另一种实施方式的脉冲逆变器的示意图；
图4示出用于说明如根据一种实施方式的脉冲逆变器所基于的时间变化过程的图形；
图5示出用于相电流的符号确定的图形，如其作为根据又另一种实施方式的三相脉冲逆变器的基础；以及
图6示出用于运行根据一种实施方式的脉冲逆变器的方法所基于的流程图的示意图。
具体实施方式
图1示出脉冲逆变器1的示意图。脉冲逆变器1由电池2或另一电压源、尤其直流电压源馈电。为了稳定输入电压，可以在脉冲逆变器1的输入端处布置中间电路电容器C。脉冲逆变器1将输入直流电压转换成适合用于控制电驱动装置3的输出电压。优选地，电驱动装置3可以是具有一相或多相的电动机。在此示出的三相的数目在此仅仅用于更好的理解，而不是对本发明的限制。优选地，电驱动装置3在此借助通过脉冲逆变器1生成的交变电压来控制。
脉冲逆变器1对于电驱动装置3的每一相包括一个半桥11、12、13。这些半桥11、12、13中的每一个包括两个半导体开关S1-S6。第一半桥11的第一半导体开关Sl借助一个连接端与电池2的输入电压的正电位电连接。所述半导体开关S1的另一个连接端与一个节点连接。在该节点处还电连接有该半导体桥11的第二半导体开关S2的一个连接端。所述第二半导体开关S2的另一个连接端与电池2的电压的负电位电连接。此外，在其处第一半导体开关S1与第二半导体开关S2相互连接的节点与相连接端U连接。脉冲逆变器1的相连接端U与电驱动装置3的相应的相连接端电连接。空转二极管D1与第一半导体开关Sl并联地布置在半导体开关S1的两个连接端之间。空转二极管Dl的流通方向在此与半导体开关S1的流通方向相反。以同样的方式，与第二半导体开关S2并联地布置有具有相反的流通方向的第二空转二极管D2。此外，第一半导体开关Sl的控制连接端与第二半导体开关S2的控制连接端与控制设备10连接。
第二半桥12和第三板桥13与上述第一半桥11类似地构造，其中，在其处两个半导体开关S3和S4或S5和S6分别相互连接的节点与另外的相连接端V、W连接。这些相连接端V和W也与电驱动装置3的相应的相连接端连接。在半桥11-13的节点处和因此在相连接端U、V、W处提供的输出电压因此在半桥11-13的节点与相连接端U、V、W之间的电流路径中引起相电流Iu、Iv、Iw。
为了测量电流Iu、Iv、Iw，在节点与相连接端U、V、W之间的电流路径中布置有电流探测器I1-I3，在所述节点处，各两个半导体开关S1-S6相互连接。通过这种方式，第一电流探测器I1可以探测第一半桥11与第一相连接端U之间的电流。以类似的方式，另外的电流探测器I2和I3也可以探测在半桥12或13与另外的相连接端V、W之间的相应的电流。电流探测器I1至I3在此在控制设备10上分别提供探测器信号，该探测器信号对应于分别探测的电流。
对于多相脉冲逆变器1的情形，在此可以在相连接端U、V、W之一上省去电流探测器I1、I2或I3。因为所有相电流Iu、Iv、Iw的总和始终为零，所以相电流Iu、Iv、Iw之一可以在知道所有其余相电流的情况下被算出。因此，例如在三相脉冲逆变器1的情况下足够的是，借助电流探测器I1、I2、I3仅仅检测两个相电流Iu、Iv、Iw并且在使用这两个所检测的相电流Iu、Iv、Iw的情况下算出第三相电流Iu、Iv、Iw。替代地，也可以检测所有相电流Iu、Iv、Iw并且接着实施可信度检查，以便确保所检测的所有相电流Iu、Iv、Iw是正确的。如果可信度检查在此得出，所检测的相电流的总和不等于零，或明显与零偏差，则在这种情况下可以推断出故障功能并且在这种情况下可以在半导体开关S1-S6处进行控制信号的抑制，以便提高运行安全性。
控制设备10基于预给定的额定值和必要时也基于测量值，诸如电驱动装置3的转速来控制半导体开关S1至S6。基于半导体开关S1至S6的通过控制设备10的控制模式，脉冲逆变器1在与电驱动装置3的相连接端连接的相连接端U、V、W处产生合适的经脉宽调制的相电压（脉宽调制=PWM）。为此，由控制设备10首先作为数字信号提供的控制脉冲必须借助在此未示出的驱动器级来放大和匹配，使得控制信号适合用于在半导体开关S1至S6的控制输入端处控制所述半导体开关S1至S6。
图2示出根据一种实施方式的半桥11的示意图。在此示出的半桥例如可以是图1中的脉冲逆变器1的第一半桥11。为了更好地说明开关状态，在这种情况中，这两个半导体开关S1和S2作为传统的开关示出。在此，与电源电压的正电位连接的上方的开关S1（高侧开关）断开。与电源电压的负电位连接的下方的半导体开关S2（低侧开关）在此闭合。如果在这两个半导体开关S1和S2之间的节点中的电流Iu在此沿电驱动装置3的方向流动，则在这种情况下电流可以流经下方的空转二极管D2。因为电流可以流经与下方的半导体开关S2并联地布置的空转二极管D2，所以在这种情况中不需要的是，控制并因此闭合下方的半导体开关S2。此外，针对第一半桥11的下方的半导体开关S2的前述实施类似地也适用于另外的半桥12和13。
此外，如果半桥11的上方的半导体开关S1闭合并且下方的半导体开关S2断开，则在电流Iu从电驱动装置3沿脉冲逆变器1的方向的情况下，电流Iu也可以流经半桥11的空转二极管D1。因此，在通过电流Iu从电驱动装置3沿脉冲逆变器1的情况下可以省去上方的半导体开关S1的控制。在知道相电流Iu的情况下，尤其在知道该相电流Iu的符号——即相电流Iu沿其流动的方向的情况下，可以因此在无其他传感装置的情况下确定，电流是否流经空转二极管D1或D2，或者是否需要与相应的空转二极管Dl、D2并联地布置的半导体开关S1或S2的主动控制。如通过前面的说明陈述的那样，在相电流Iu从半桥11到电驱动装置3的情况下可以省去下方的半导体开关S2（低侧开关）的控制。在相电流Iu从电驱动装置3沿半桥11的方向的情况下，可以省去上方的半导体开关S1（高侧开关）的控制。
当电流原本流经与相应的半导体开关S1至S6并联地布置的空转二极管D1至D6的时候，为了避免相应的半导体开关S1至S6的控制，控制设备10分析由探测器设备I1至I3生成的探测器信号并且尤其在相连接端U、V、W处的电流Iu、Iv、Iw的方向。如果由所述分析得出经过空转二极管D1至D6之一的通过电流，则可以在这种情况中省去与该空转二极管并联地布置的半导体开关S1至S6的控制，而不必为此直接测量通过二极管D1-D6之一的电流。通过这种方式，可以相对于传统的控制节省在相应的半导体开关中的开关过程的最大直至50%。
图3示出脉冲逆变器1的另一种实施方式。该结构在此基本上相应于图1中的脉冲逆变器的结构。此外，在此示出的脉冲逆变器替代所述三个电流探测器I1、I2和I3地包括六个电流探测器I4至I9。在此，各一个电流探测器I4-I9布置在空转二极管D1-D6之一的电流路径中。通过这种方式，可以通过电流探测器I4-I9分别直接检测通过相应的空转二极管D1-D6的电流。因此由在空转二极管D1-D6的电流路径中的电流探测器I4-I9的探测器信号可以直接推断出通过二极管D1-D6的通过电流。接着可以在电流流经相应的空转二极管D1-D6的情况下抑制与其并联地布置的半导体开关S1-S6的控制。
此外，替代地也可能的是，替代在空转二极管D1-D6的电流路径中的电流探测器I4-I9地，也监视在半导体开关S1-S6的电流路径中的电流（在此未示出）。如果在此在受控的半导体开关S1-S6中确定，无电流在相应的半导体开关S1-S6的电流路径中流动，则可以推断出，电流必然流经并联地布置的空转二极管D1-D6。
为了进一步提高运行安全性，仅仅当在相连接端U、V、W处的所探测的电流Iu、Iv、Iw的绝对值超出预给定的阈值的时候，也才可以进行半导体开关S1-S6的控制的抑制。关于在超出电流Iu、Iv、Iw的阈值的情况下应对于上方的（高侧）半导体开关（Sl、S3、S5）还是对于下方的（低侧）半导体开关（S2、S4、S6）抑制所述控制信号的决定，在此在考虑电流方向、也即所探测的电流Iu、Iv、Iw的符号的情况下进行。而如果在相连接端U、V、W处的电流Iu、Iv、Iw的绝对值低于所述预给定的阈值，则在这种情况中控制相应的半导体开关Sl至S6。相应地，即使在通过电流探测器I4-I9在根据图3的空转二极管D1-D6的电流路径中进行电流探测时，仅仅当所探测的电流超出预先确定的阈值的时候才进行控制的抑制。
通过这种方式可能的是，控制设备10首先生成用于控制相应的半导体开关Sl至S6的所有控制信号，如目前为止在传统的脉冲逆变器中也是这种情况。然而，如果在此认识到，不一定必须闭合恰恰应该控制的相应的半导体开关Sl至S6，因为电流将流经与该半导体开关S1-S6并联地存在的空转二极管D1至D6，则抑制通过控制设备10生成的控制信号并且不将其施加到相应的半导体开关Sl至S6的控制连接端上。因此，相应的半导体开关Sl至S6保持断开。
对于半导体开关S1至S6的控制连接端的通过控制设备10生成的控制信号的抑制在此可以作为硬件解决方案或者作为软件解决方案来实现。在硬件解决方案的情况下，控制设备10例如包括逻辑电路部件，其基于在相连接端U、V、W处的所检测的电流Iu、Iv、Iw和尤其电流方向根据逻辑连接或类似的电路配置不输出在控制设备10内生成的控制信号。因此，如果由相连接端U、V、W处的所检测的电流Iu、Iv、Iw的分析得出，电流原本流经与半导体开关S1-S6并联地布置的空转二极管D1-D6，则在相应的半导体开关Sl至S6上不施加控制信号。例如，这可以通过所生成的控制信号与所探测的电流的与连接来实现，必要时借助各个信号的反相。此外，用于抑制通过控制设备10生成的控制信号的其他电路装置同样是可能的。尤其也可以事先将由相应的探测器设备I1至I3探测的电流与预给定的阈值进行比较，并且然后可以将所述与阈值比较的结果考虑用于进一步处理。类似地，对于半导体开关S1-S6的控制信号的抑制也可以基于在根据图3的空转二极管的电流路径中的电流探测器I4-I9的探测器信号来进行。
在一种替代的实施方式中，控制设备10也可以基于软件地分析由探测器设备I1至I3探测的相电流或由探测器设备I4至I9探测的二极管电流，并且基于所述基于软件的处理、仅仅当无电流流经相应的空转二极管Dl至D6或者通过相应的空转二极管Dl至D6的电流低于预给定的阈值的时候，才输出用于半导体开关S1至S6的相应的控制连接端的控制信号。在此，在实现用于相应的半导体开关S1至S6的控制信号的抑制时必须注意，在通过探测器设备I1至I9检测电流与半导体开关Sl至S6的控制之间发生由***决定的延迟时间，因为探测器设备I1至I9的信号借助软件的处理需要相应的计算时间。因此，可以通过控制设备10在PWM-栅格ΔtPWM开始时检测电流之后仅仅计算紧接着的栅格的接通时间与关断时间。半导体开关S1至S6的控制在此最大可以直至一个PWM-栅格ΔtPWM那么长，其中，在半桥中的上方的和下方的半导体开关的传统控制分别交替地进行。为了确保，当控制从上方的半导体开关切换到下方的半导体开关（或者相反）时，通过半桥的两个半导体开关的同时控制不引起电源电压的正电位与负电位之间的短接，则附加地还可以设置保护时间，在所述保护时间中不控制半桥的半导体开关。该时间上的相互关系例如在图4中示出。
在图4中的上方的图形中，在此，示出用于上方的半导体开关、例如第一半桥11的半导体开关S1的控制信号。逻辑高在此相应于控制，而逻辑低相应于去激活的开关。在一个PWM-栅格内计算的控制信号在此在紧接着的PWM-栅格中才起作用。对于在一个PWM-栅格期间（例如在II与III之间）的控制所基于的电流值在此来源于先前的PWM-栅格的开始（例如在时刻I时）。基于所述先前的电流值进行用于输出或抑制半导体开关元件的控制信号的电流的计算或预测。对于下方的半导体开关、例如第一半桥11的半导体开关S2的预测在此相对于上方的半导体开关的预测错开半个PWM-栅格（0.5ΔtPWM）地进行，如这在图4的下方的图形中在IV与V之间示出的那样。
如果应该放弃半导体开关S1至S6的控制，则在该情况下相电流的符号在相应的半导体开关S1至S6的整个潜在的控制持续时间期间不允许发生变化。为此，需要相电流的特别可靠的预测。相电流在此通常采用至少近似正弦状的变化过程。对于三相的电驱动装置，三相U、V和W的相电流Iu、Iv、Iw作为具有在a-ß-坐标系中的坐标Ia和Iß的电流矢量可以借助克拉克变换表示为：
Figure 313473DEST_PATH_IMAGE002
在此，电流矢量以角速度ω转动。如果此外假设电流矢量的长度和角速度对于短时间恒定，则可以将预测的电流矢量的a-ß-坐标作为Ia，pred和Iß，pred来确定：
Figure 545128DEST_PATH_IMAGE004
。
为了还提高该预测的准确度，则可以在转子通量固定的坐标系（d-q-坐标系）中附加地考虑电流矢量的幅度和相位的变化。这可以借助合适的机器模型在考虑端子电压的情况下实现。对于相应的相电流Iu,pred、Iv,pred和Iw,pred的符号的随后确定，例如可以使用逆克拉克变换：
Figure 324865DEST_PATH_IMAGE006
。
如果基于相电流的所计算的预测，电流原本将流经与相应的半导体开关Sl至S6并联地布置的空转二极管Dl至D6，则基于如此计算的相电流Iu,pred、Iv,pred和Iw,pred和其符号可以进行相应的半导体开关Sl至S6的控制的抑制。
替代地，也可以进行电流矢量位于其中的扇区的分析。如例如在图5中所示的那样，在此，在分别60°的扇区中，三个相电流Iu、Iv和Iw的符号是恒定的。在此，恰恰一个符号从一个扇区到下一个扇区地发生变化。基于相应的相电流的如此预测的符号，控制设备10可以确定，电流是否流经相应的空转二极管Dl至D6，或者是否需要相应的半导体开关Sl至S6的主动控制。
此外，对于鲁棒性的提高有利的是，定义附加的安全范围，使得当基于相电流Iu、Iv、Iw中的符号的确定，电流将流经空转二极管D1-D6的时候，控制设备10不直接抑制半导体开关S1至S6的控制。更确切地说，预给定附加的安全范围，在通过控制设备10抑制控制信号之前，电流矢量必须超出所述安全范围。通过这种方式可以补偿干扰效应，如电流波动、非正弦状的相电流或动态的变化。作为回报，被抑制的开关过程的数目由此下降。
图6示出如用于运行具有半导体开关S1-S6的变流器的方法100所基于的流程图的示意图。如上面已经实施的那样，半导体开关S1-S6在此除了两个引导电流的连接端之外还包括控制连接端。与这两个引导电流的连接端并联地布置有二极管。在步骤110中，在此首先生成用于控制半导体开关S1-S6的控制信号。在步骤120中，探测在脉冲逆变器内的电流。例如，该电流可以是通过空转二极管D1-D6之一的电流或者是在相连接端U、V、W上出现的相电流。接着，在步骤130中，根据在步骤120中探测到的电流在半导体开关S1-S6的控制连接端上修改所生成的控制信号。在步骤130中，尤其仅仅当根据在步骤120中探测到的电流得出，无电流流经二极管D1-D6的时候，才在半导体开关S1-S6的控制连接端处提供控制信号。尤其仅仅当所探测的电流得出，通过二极管D1-D6的电流低于预给定的阈值的时候才在控制连接端处提供控制信号。
为了确定通过二极管D1-D6的通过电流，在此尤其也可以进行所连接的负载、例如电驱动装置3的电流的计算上的预测。对此，尤其也可以考虑事先已经在测量技术上检测的电流变化过程。如此计算的电流变化过程已经可以在产生用于控制半导体开关S1-S6的控制信号时一并计算在内，使得在这种情况下，如果已经确定电流将流经与半导体开关S1-S6并联地布置的空转二极管D1-D6，则甚至完全不必生成或提供用于控制半导体开关S1-S6的控制信号。
为了预测电流变化过程，尤其可以例如借助克拉克变换将相电流变换到α-ß-坐标系中。
总之，本发明涉及一种脉冲逆变器，所述脉冲逆变器具有一个或多个半导体开关和与每一个半导体开关并联地布置的空转二极管。在此，仅仅当电流不流经与所述半导体开关并联地布置的空转二极管的时候，才控制所述半导体开关。通过这种方式，可以减少所述半导体开关的控制过程的数目。用于所述半导体开关的控制过程的减少的数目导致整个***的更低的功率损耗和提高的寿命。

Claims (9)

1.一种脉冲逆变器（1），所述脉冲逆变器用于在相连接端（U，V，W）处提供经脉宽调制的输出电压，所述脉冲逆变器具有：
半导体开关（S1-S6），所述半导体开关包括输入连接端、输出连接端和控制连接端；
二极管（D1-D6），所述二极管与所述半导体开关（S1-S6）并联地布置在所述半导体开关（S1-S6）的输入连接端和输出连接端之间，其中，在以下节点处提供经脉宽调制的输出电压：在所述节点处，所述二极管（D1-D6）与所述半导体开关（S1-S6）的输入连接端或输出连接端相互连接；
电流探测器（I1-I9），所述电流探测器被设计用于检测所述脉冲逆变器（1）中的电流，
其中所述电流探测器（I1-I9）被设计用于检测所述相连接端（U，V，W）处的电流；和
控制设备（10），所述控制设备被设计用于生成并且在所述半导体开关（S1-S6）的控制连接端处提供用于控制所述半导体开关（S1-S6）的控制信号，其中，所述控制设备（10）还被设计用于根据通过所述电流探测器（I1-I9）检测的电流、在所述半导体开关（S1-S6）的控制连接端处抑制所生成的控制信号，
其中所述控制设备（10）还被设计用于在使用所检测的电流的情况下计算所述脉冲逆变器（1）中的相电流的电流变化过程并且如果基于相电流的所计算的预测，电流原本将流经与相应的半导体开关（S1-S6）并联地布置的空转二极管（D1-D6），则根据所计算的电流变化过程在所述半导体开关（S1-S6）的控制连接端处抑制所生成的控制信号。
2.根据权利要求1所述的脉冲逆变器（1），其中，如果沿预先确定的方向的电流已经通过所述电流探测器（I1-I3）检测到，则所述控制设备（10）在所述半导体开关（S1-S6）的控制连接端处抑制所生成的控制信号。
3.根据权利要求1至2中任一项所述的脉冲逆变器（1），其中，仅仅当通过所述电流探测器（I1-I9）检测的电流的绝对值大于预先确定的阈值的时候，所述控制设备（10）才在所述半导体开关（S1-S6）的控制连接端处抑制所生成的控制信号。
4.根据权利要求1至2中任一项所述的脉冲逆变器（1），其中，所述半导体开关（S1-S6）包括具有绝缘栅电极的双极型晶体管IGBT。
5.根据权利要求1至2中任一项所述的脉冲逆变器（1），所述脉冲逆变器具有半桥（11，12，13），所述半桥包括第一半导体开关（Sl，S3，S5）、第一二极管（Dl，D3，D5）、第二半导体开关（S2，S4，S6）和第二二极管（D2，D4，D6），其中，所述第一半导体开关（Sl，S3，S5）布置在电源电压的正电位与一个节点之间，所述第二半导体开关（S2，S4，S6）布置在所述节点与电源电压的负电位之间，所述第一二极管（Dl，D3，D5）布置在所述电源电压的正电位与所述节点之间并且所述第二二极管（D2，D4，D6）布置在所述节点与所述电源电压的负电位之间，并且其中，所述相连接端（U，V，W）与所述节点连接。
6.一种用于运行脉冲逆变器（1）的方法（100），所述脉冲逆变器具有半导体开关（S1-S6）和二极管（D1-D6），所述半导体开关包括输入连接端、输出连接端和控制连接端，所述二极管与所述半导体开关（S1-S6）并联地布置在所述半导体开关（S1-S6）的输入连接端和输出连接端之间，其中，所述脉冲逆变器在相连接端处提供经脉宽调制的输出电压，并且其中，所述方法（100）包括以下步骤：
生成（110）用于控制所述半导体开关（S1-S6）的控制信号；
在所述相连接端（U，V，W）处探测（120）在所述脉冲逆变器（1）内的电流；
计算在所述脉冲逆变器（1）上出现的相电流；
根据所探测的电流在所述半导体开关（S1-S6）的控制连接端处抑制（130）所生成的控制信号，
其中用于计算出现的相电流的步骤在使用所探测的电流的情况下进行，并且其中如果基于相电流的所计算的预测，电流原本将流经与相应的半导体开关（S1-S6）并联地布置的空转二极管（D1-D6），则用于抑制所生成的控制信号的步骤（130）在使用所计算的相电流的情况下在所述半导体开关（S1-S6）的控制连接端处抑制所述控制信号。
7.根据权利要求6所述的方法（100），其中，如果在用于探测在所述脉冲逆变器（1）内的电流的步骤（120）中已经探测到沿预先确定的方向的电流，则用于抑制所生成的控制信号的步骤（130）在所述半导体开关（S1-S6）的控制连接端处抑制所述控制信号。
8.根据权利要求6或7所述的方法（100），其中，当所探测的电流的绝对值大于预先确定的阈值的时候，用于抑制所生成的控制信号的步骤（130）在所述半导体开关（S1-S6）的控制连接端处抑制所述控制信号。
9.根据权利要求6或7所述的方法（100），其中，用于计算所出现的电流的步骤（130）在使用克拉克变换的情况下计算所述电流。
CN201580061568.7A 2014-11-14 2015-09-18 变流器和用于运行变流器的方法 Active CN107112922B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102014223236.8 2014-11-14
DE102014223236.8A DE102014223236A1 (de) 2014-11-14 2014-11-14 Stromrichter und Verfahren zum Betreiben eines Stromrichters
PCT/EP2015/071453 WO2016074835A1 (de) 2014-11-14 2015-09-18 Stromrichter und verfahren zum betreiben eines stromrichters

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN107112922A CN107112922A (zh) 2017-08-29
CN107112922B true CN107112922B (zh) 2020-08-04

Family

ID=54148521

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201580061568.7A Active CN107112922B (zh) 2014-11-14 2015-09-18 变流器和用于运行变流器的方法

Country Status (7)

Country Link
US (1) US10236676B2 (zh)
EP (1) EP3219005B1 (zh)
JP (1) JP2017534240A (zh)
KR (1) KR20170083556A (zh)
CN (1) CN107112922B (zh)
DE (1) DE102014223236A1 (zh)
WO (1) WO2016074835A1 (zh)

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
AT517400B1 (de) * 2015-06-25 2017-06-15 Bernecker + Rainer Industrie-Elektronik Ges M B H Verfahren und Vorrichtung zur Ermittlung einer physikalischen Größe einer Mehrphasen-Synchronmaschine
JP6373434B1 (ja) * 2017-03-24 2018-08-15 三菱電機株式会社 交流回転電機の制御装置
JP7054867B2 (ja) * 2017-09-22 2022-04-15 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電池モジュール
EP3496260A1 (en) * 2017-12-06 2019-06-12 Valeo Siemens eAutomotive Germany GmbH Control unit for controlling an inverter, inverter and method for operating an inverter
US11255887B2 (en) * 2019-10-31 2022-02-22 Texas Instruments Incorporated Three phase current measurement
DE102020212517A1 (de) 2020-10-05 2022-04-07 Robert Bosch Gesellschaft mit beschränkter Haftung Verfahren zum Unterbrechen einer elektrischen Verbindung zwischen einem Stromrichter und einer Spannungsquelle
JP2022150638A (ja) 2021-03-26 2022-10-07 株式会社小松製作所 作業機械および作業機械の制御方法

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001037242A (ja) * 1999-07-22 2001-02-09 Toshiba Corp インバータ装置の過電流保護装置
JP2004088001A (ja) * 2002-08-29 2004-03-18 Renesas Technology Corp トレンチゲート型半導体装置
CN101414816A (zh) * 2007-09-05 2009-04-22 株式会社电装 具有内置二极管igbt的半导体器件和具有内置二极管dmos的半导体器件
CN102104318A (zh) * 2009-12-18 2011-06-22 株式会社电装 用于电功率转换电路的驱动器件
CN102857135A (zh) * 2011-06-29 2013-01-02 三菱电机株式会社 功率转换装置
CN103001187A (zh) * 2011-09-07 2013-03-27 西门子公司 变频器和用于识别和阻断变频器中故障电流的方法

Family Cites Families (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH01303070A (ja) * 1988-05-30 1989-12-06 Matsushita Refrig Co Ltd トランジスタインバータ装置
JP2002354871A (ja) * 2001-05-25 2002-12-06 Mitsubishi Electric Corp 電動パワーステアリング装置
JP2004112878A (ja) * 2002-09-17 2004-04-08 Yaskawa Electric Corp Ｐｗｍ制御方式
DE10249568B4 (de) * 2002-10-24 2015-05-07 Robert Bosch Gmbh Fehleranalyse einer Wechselrichter-Schaltung
JP2006094594A (ja) * 2004-09-22 2006-04-06 Nsk Ltd 車載用モータ制御装置、これを使用した電動パワーステアリング装置及び電動ブレーキ装置
JP2007110778A (ja) * 2005-10-11 2007-04-26 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータ駆動装置および駆動方法
JP4956123B2 (ja) * 2006-09-28 2012-06-20 三洋電機株式会社 モータ制御装置
TWI331433B (en) * 2007-02-16 2010-10-01 Delta Electronics Inc Power converter having flux bias regulation method
CN101252336B (zh) * 2008-03-07 2011-12-28 清华大学 永磁同步电机-压缩机***高速运行控制方法
JP5200975B2 (ja) * 2009-02-06 2013-06-05 株式会社デンソー 電力変換回路の電流検出装置
JP5651927B2 (ja) * 2009-04-27 2015-01-14 日産自動車株式会社 スイッチング制御回路
WO2011011475A1 (en) * 2009-07-21 2011-01-27 Danfoss Turbocor Compressors Bv A zero-voltage-transition soft switching converter
JP5375428B2 (ja) 2009-08-18 2013-12-25 村田機械株式会社 フィラメントワインディング装置
DE102009047616A1 (de) 2009-12-08 2011-06-09 Robert Bosch Gmbh Wechselrichteranordnung zum Betreiben eines Elektromotors
JP4935889B2 (ja) * 2009-12-18 2012-05-23 株式会社デンソー 電力変換回路の駆動装置
US8513935B2 (en) * 2010-12-16 2013-08-20 Integrated Device Technology, Inc. Combinations of current feedback for frequency compensation, overload detection, and super overload detection in switching power converters
JP2012143075A (ja) * 2010-12-28 2012-07-26 Hitachi Ltd 電力変換装置、および電力変換装置の過電流保護方法
JP6107157B2 (ja) * 2013-01-18 2017-04-05 富士電機株式会社 電力変換装置
JP6038291B2 (ja) * 2013-04-08 2016-12-07 三菱電機株式会社 電力変換装置、およびそれを備えたモータ駆動装置、およびそれを備えた送風機、圧縮機、およびそれらを備えた空気調和機、冷蔵庫、ならびに冷凍機
JP2014212602A (ja) * 2013-04-17 2014-11-13 トヨタ自動車株式会社 モータ駆動装置
KR101566621B1 (ko) * 2014-06-16 2015-11-05 엘에스산전 주식회사 긴급 상황 발생 대응을 위한 인버터 운전 제어 시스템

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001037242A (ja) * 1999-07-22 2001-02-09 Toshiba Corp インバータ装置の過電流保護装置
JP2004088001A (ja) * 2002-08-29 2004-03-18 Renesas Technology Corp トレンチゲート型半導体装置
CN101414816A (zh) * 2007-09-05 2009-04-22 株式会社电装 具有内置二极管igbt的半导体器件和具有内置二极管dmos的半导体器件
CN102104318A (zh) * 2009-12-18 2011-06-22 株式会社电装 用于电功率转换电路的驱动器件
CN102857135A (zh) * 2011-06-29 2013-01-02 三菱电机株式会社 功率转换装置
CN103001187A (zh) * 2011-09-07 2013-03-27 西门子公司 变频器和用于识别和阻断变频器中故障电流的方法

Also Published As

Publication number Publication date
KR20170083556A (ko) 2017-07-18
US20170310244A1 (en) 2017-10-26
JP2017534240A (ja) 2017-11-16
EP3219005A1 (de) 2017-09-20
DE102014223236A1 (de) 2016-05-19
WO2016074835A1 (de) 2016-05-19
CN107112922A (zh) 2017-08-29
US10236676B2 (en) 2019-03-19
EP3219005B1 (de) 2019-12-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN107112922B (zh) 变流器和用于运行变流器的方法
US7948205B2 (en) Multi-phase AC motor driving device
US9998061B2 (en) Motor control device and motor control method
US8878477B2 (en) Electric motor driving apparatus having failure detection circuit, and failure detection method for the electric motor driving apparatus having failure detection circuit
US8975857B2 (en) Inverter apparatus and inverter control method
JP6045765B1 (ja) 電力変換装置およびこれを適用した車両駆動システム
US7558094B2 (en) Control device for power conversion circuit
US9906167B2 (en) Power converter with selective dead-time insertion
JP4083120B2 (ja) 電気供給ユニットの接続監視のための装置及び方法
US9698712B2 (en) Inverter apparatus
US20160211767A1 (en) Inverter controller and control method of inverter device
CN101142737A (zh) 电动机控制装置的过热检测方式
KR20150122069A (ko) 전동기 구동 장치
JP6187093B2 (ja) 電力変換装置
US20160218621A1 (en) Controller for power converter
JP2011217441A (ja) 電力変換システムの放電制御装置
US20110298402A1 (en) Motor drive device with function of switching to power regenerative operation mode
JP2011188713A (ja) 電力変換システムの放電制御装置
US9207691B2 (en) Control apparatus for semiconductor switches of an inverter, and method for driving an inverter
JP2013090350A (ja) 電力変換装置
KR101259623B1 (ko) 인버터의 전류 제어 장치
JP2022090317A (ja) インバータの制御装置、インバータの制御方法
JP7370775B2 (ja) 電力変換装置、および電力変換装置の制御方法
JP7124218B2 (ja) 電力変換装置、および電力変換装置の制御方法
Oelkers et al. Oversampling based approach for open circuit fault detection in PMSM drive systems

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant