JP5361670B2 - モーター制御装置 - Google Patents
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Description
また、別のモーター制御装置では、3相変調における所定周期内の複数のOFF期間(ゼロベクトル)の合計時間を変えることなくスイッチングのタイミングをランダムに変更することで、モーターで発生する耳障りな磁気音を分散して低騒音化を実現している(例えば、特許文献2参照。)。
また、特許文献2に記載の技術では、3相変調よりも損失が小さい2相変調で実現できないため、2相変調よりも損失が増大する、即ち消費電力が増大するという課題がある。
図1は本発明の実施の形態1におけるモーター制御装置の概略を示す回路図である。
図1において、直流電源1に接続されたインバーター回路5は、三相ブリッジ接続のスイッチング素子3a〜3f(例えば、バイポーラトランジスタ、IGBT、FET等)と、各スイッチング素子3a〜3fにそれぞれ逆並列に接続され、モーター電流を環流させるダイオード4a〜4fとから構成されている。なお、スイッチング素子3a〜3cとダイオード4a〜4cをハイサイド側、スイッチング素子3d〜3fとダイオード4d〜4fをローサイド側という。
図2に示す(100)などの数字は左からU相(3a、3d)、V相(3b、3e)、W相(3c、3f)の各スイッチング素子3a〜3fの動作状態を示している。(100)においては、1はU相のハイサイド側のスイッチング素子3aがON、ローサイド側のスイッチング素子3dがOFFし、中央の0はV相のローサイド側のスイッチング素子3eがON、ハイサイド側のスイッチング素子3bがOFFする。さらに、右端の0はW相のローサイド側のスイッチング素子3fがON、ハイサイド側のスイッチング素子3cがOFFする。
K=Vin/Vdc …(1)
t1=1/2×t4=1/4×(1−Ksin(θ+60°)−Ksinθ)・T …(2)
t2=1/2×KTsin(60°−θ) …(3)
t3=1/2×KTsinθ …(4)
ここで、Vinはモーター6への印加電圧、Vdcは母線電圧、Tはキャリア周期、Kは変調率である。
図4は図3に示すゼロベクトル(111)のt4期間を(111)と同様にモーター6に通電されないゼロベクトル(000)のt1期間に振り分けてt1+t4/2期間とし、WpをLoに貼り付け、WnをHiに貼り付けた場合の2相変調の各スイッチング素子3a〜3fのスイッチングパターンを示したものである。図5は図3に示すゼロベクトル(000)のt1期間をゼロベクトル(111)のt4期間に挿入してt4+t1×2期間とし、UpをHiに貼り付け、UnをLoに貼り付けた場合の2相変調の各スイッチング素子3a〜3fのスイッチングパターンを示したものである。3相変調から2相変調にすることでモーターへの印加電圧を変えることなく、各スイッチング素子3a〜3fのスイッチング回数が2/3になりスイッチング損失を低減できる。これにより、高効率なモーター制御が可能になるということは周知の技術である。図4と図5といった貼り付け方法の選択は、モーター制御の安定性や騒音などの観点から適宜決められる。
図6は図4に対する実施の形態1のモーター制御装置における2相変調時の各スイッチング素子のスイッチングパターンを示すタイミング図である。
t5=(t1×2+t4)×α …(5)
t6=(t1×2+t4)−t5 …(6)
ここで、αは0〜1までのランダム数を示す。この制御は、図2のA以外のB〜Fの各区間でも同様に行うことができる。
なお、制御部2での演算負荷を抑えるためにt5を(t1×2+t4)とランダム数との論理積をとることで、演算を簡素化することも可能である。
t7=(t2×2)×α …(7)
t8=(t2×2)−t7 …(8)
この場合の制御も、図2のA以外のB〜Fの各区間でも同様に行うことができる。
また、制御部2での演算負荷を抑えるためにt7期間を(t2×2)とランダム数との論理積をとることで、演算を簡素化することも可能である。
実施の形態2は、1キャリア周期(所定周期)毎に、モーター6に通電するための各スイッチング素子3a〜3fのスイッチングパターンの合計時間を変更することなくそのスイッチングパターンの各時間を可変するようにしたものである。なお、実施の形態2のモーター制御装置の回路構成は、図1に示す実施の形態1と同様である。
図8は図5に対する実施の形態2のモーター制御装置における2相変調時の各スイッチング素子のスイッチングパターンを示すタイミング図である。
図5に対しては図8に示すように、1キャリア周期内のゼロベクトル(111)のt4+t1×2期間と実ベクトル(110)のt3期間を変えず、その1キャリア周期の前半と後半に存在する実ベクトル(100)のt9,t10期間の合計時間を変更することなく、前半のt9期間、後半のt10期間の各時間をランダムもしくは適当な規則で可変する(t2×2=t9+t10)。ランダムで可変する場合のt9,t10期間は、例えば、次式の計算で求めることができる。
t9=(t2×2)×α …(9)
t10=(t2×2)−t9 …(10)
この制御は、図2のA以外のB〜Fの各区間でも同様に行うことができる。
なお、制御部2での演算負荷を抑えるためにt9を(t2×2)とランダム数との論理積をとることで、演算を簡素化することも可能である。
t11=(t3×2)×α …(11)
t12=(t3×2)−t11 …(12)
この場合の制御も、図2のA以外のB〜Fの各区間でも同様に行うことができる。
また、制御部2での演算負荷を抑えるためにt9期間を(t2×2)とランダム数との論理積をとることで、演算を簡素化することも可能である。
Claims (4)
- 直流を交流に変換する三相ブリッジ接続のスイッチング素子を有するインバーター回路と、
前記インバーター回路の各スイッチング素子をスイッチングし、前記インバーター回路に接続されたモーターを2相変調にて制御する制御部とを備え、
前記制御部は、所定周期毎に、当該所定周期の前半と後半に存在するモーターへの通電を遮断するスイッチング素子のスイッチングパターンの合計時間を変更することなく、そのスイッチングパターンの前半と後半の各時間を可変することを特徴とするモーター制御装置。 - 直流を交流に変換する三相ブリッジ接続のスイッチング素子を有するインバーター回路と、
前記インバーター回路の各スイッチング素子をスイッチングし、前記インバーター回路に接続されたモーターを2相変調にて制御する制御部とを備え、
前記制御部は、所定周期毎に、当該所定周期内に存在するモーターへ通電するスイッチング素子の3つのスイッチングパターンのうち1つのスイッチングパターンの時間を変えることなく、かつ残りの2つのスイッチングパターンの合計時間を変更することなく、その2つのスイッチングパターンの各時間を可変することを特徴とするモーター制御装置。 - 直流を交流に変換する三相ブリッジ接続のスイッチング素子を有するインバーター回路と、
前記インバーター回路の各スイッチング素子をスイッチングし、前記インバーター回路に接続されたモーターを2相変調にて制御する制御部とを備え、
前記制御部は、所定周期毎に、当該所定周期の前半と後半に存在するモーターへ通電するスイッチング素子のスイッチングパターンの合計時間を変更することなく、そのスイッチングパターンの前半と後半の各時間を可変することを特徴とするモーター制御装置。 - 直流を交流に変換する三相ブリッジ接続のスイッチング素子を有するインバーター回路と、
前記インバーター回路の各スイッチング素子をスイッチングし、前記インバーター回路に接続されたモーターを2相変調にて制御する制御部とを備え、
前記制御部は、所定周期毎に、当該所定周期内に存在するモーターへの通電を遮断するスイッチング素子のスイッチングパターンの時間を変更することなく、かつ前記所定周期内に2つ存在するモーターへ通電するスイッチング素子のスイッチングパターンの合計時間を変更することなく、そのスイッチングパターンの各時間を可変することを特徴とするモーター制御装置。
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