JP5361670B2

JP5361670B2 - モーター制御装置

Info

Publication number: JP5361670B2
Application number: JP2009254683A
Authority: JP
Inventors: 顕酒井; 勉牧野
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2009-11-06
Filing date: 2009-11-06
Publication date: 2013-12-04
Anticipated expiration: 2029-11-06
Also published as: JP2011101508A

Description

本発明は、インバーター回路によりモーターを２相変調にて制御するモーター制御装置に関するものである。

従来のモーター制御装置では、モーターの相電圧を維持したまま２相変調にＯＮ期間やＯＦＦ期間を追加することで、低騒音・低振動を実現している（例えば、特許文献１参照。）。
また、別のモーター制御装置では、３相変調における所定周期内の複数のＯＦＦ期間（ゼロベクトル）の合計時間を変えることなくスイッチングのタイミングをランダムに変更することで、モーターで発生する耳障りな磁気音を分散して低騒音化を実現している（例えば、特許文献２参照。）。

特開２００５−１７６５６５号公報（第６頁、図４）特開２００２−２７７０７４号公報（第３−４頁、図２、図５）

しかしながら、特許文献１に記載の制御装置は、低騒音化するために２相変調にＯＮ期間やＯＦＦ期間を追加しており、スイッチングパターンが増えてスイッチング損失が増大する、即ち消費電力が増大するという課題がある。
また、特許文献２に記載の技術では、３相変調よりも損失が小さい２相変調で実現できないため、２相変調よりも損失が増大する、即ち消費電力が増大するという課題がある。

本発明は、前記のような課題を解決するためになされたもので、３相変調よりもスイッチング損失が小さい２相変調において、モーターから発生する耳障りな磁気音を分散して低騒音化を可能にすることができるモーター制御装置を得ることを目的とする。

本発明に係るモーター制御装置は、直流を交流に変換する三相ブリッジ接続のスイッチング素子を有するインバーター回路と、インバーター回路の各スイッチング素子をスイッチングし、インバーター回路に接続されたモーターを２相変調にて制御する制御部とを備え、制御部は、所定周期毎に、当該所定周期の前半と後半に存在するモーターへの通電を遮断するスイッチング素子のスイッチングパターンの合計時間を変更することなく、そのスイッチングパターンの前半と後半の各時間を可変するようにしたものである。

本発明においては、所定周期毎に、当該所定周期の前半と後半に存在するモーターへの通電を遮断するスイッチング素子のスイッチングパターンの合計時間を変更することなく、そのスイッチングパターンの前半と後半の各時間を可変するようにしたので、モーターから発生する耳障りな磁気音を分散することができ、高効率で低騒音なモーター制御が実現できる。

本発明の実施の形態１におけるモーター制御装置の概略を示す回路図である。実施の形態１のモーター制御装置を用いての空間ベクトル法における３相変調時の各スイッチング素子のスイッチングパターンを示す図である。図２のＡにおける各スイッチング素子のスイッチングパターンを示すタイミング図である。従来の２相変調における各スイッチング素子のスイッチングパターンを示す図である。従来の２相変調における各スイッチング素子のスイッチングパターンを示す図である。図４に対する実施の形態１のモーター制御装置における２相変調時の各スイッチング素子のスイッチングパターンを示すタイミング図である。実施の形態１の別の形態における２相変調時の各スイッチング素子のスイッチングパターンを示すタイミング図である。図５に対する実施の形態２のモーター制御装置における２相変調時の各スイッチング素子のスイッチングパターンを示すタイミング図である。実施の形態２の別の形態における２相変調時の各スイッチング素子のスイッチングパターンを示すタイミング図である。

実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１におけるモーター制御装置の概略を示す回路図である。
図１において、直流電源１に接続されたインバーター回路５は、三相ブリッジ接続のスイッチング素子３ａ〜３ｆ（例えば、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ、ＦＥＴ等）と、各スイッチング素子３ａ〜３ｆにそれぞれ逆並列に接続され、モーター電流を環流させるダイオード４ａ〜４ｆとから構成されている。なお、スイッチング素子３ａ〜３ｃとダイオード４ａ〜４ｃをハイサイド側、スイッチング素子３ｄ〜３ｆとダイオード４ｄ〜４ｆをローサイド側という。

制御部２は、例えばマイコンあるいはＤＳＰよりなり、所定のスイッチングパターン（駆動信号）でインバーター回路５の各スイッチング素子３ａ〜３ｆをスイッチング（ＯＮ・ＯＦＦ）し、直流電源１の直流電圧を任意の電圧・周波数の３相交流に変換し、インバーター回路５の出力端に接続されたモーター６の駆動を２相変調にて制御する。

図２は実施の形態１のモーター制御装置を用いての空間ベクトル法における３相変調時の各スイッチング素子のスイッチングパターンを示す図である。
図２に示す（１００）などの数字は左からＵ相（３ａ、３ｄ）、Ｖ相（３ｂ、３ｅ）、Ｗ相（３ｃ、３ｆ）の各スイッチング素子３ａ〜３ｆの動作状態を示している。（１００）においては、１はＵ相のハイサイド側のスイッチング素子３ａがＯＮ、ローサイド側のスイッチング素子３ｄがＯＦＦし、中央の０はＶ相のローサイド側のスイッチング素子３ｅがＯＮ、ハイサイド側のスイッチング素子３ｂがＯＦＦする。さらに、右端の０はＷ相のローサイド側のスイッチング素子３ｆがＯＮ、ハイサイド側のスイッチング素子３ｃがＯＦＦする。

また、図２に示すｐ，ｎはそれぞれハイサイド側、ローサイド側を示しており、例えば、ＵｐはＵ相のハイサイド側のスイッチング素子３ａ、ＵｎはＵ相のローサイド側のスイッチング素子３ｄを示している。ｔ１〜ｔ４は各スイッチング素子３ａ〜３ｆのスイッチングパターンの期間（時間）で、その合計時間（ｔ１〜ｔ４）をキャリア周期としている。なお、図２は説明を簡単にするために、各スイッチング素子３ａ〜３ｆのハイサイド側とローサイド側の短絡を防止するデッドタイム（Ｔｄ）は省略している。

図中に示すＶinのベクトルが時計回りに回る方向を正とした場合、一般的にモーター６をある方向、例えばＣＷ（時計回り）の方向に回転させるにはＡ→Ｂ→…→Ｆ→Ａの区間を移動するように角度θを増加させてＶinベクトルを回転させればよい。例えば、ＡではＶinベクトルは（１００）のベクトルと（１１０）のベクトルの合成で生成され、角度θ（θ＝０〜６０°）とｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４の関係は、次式の計算により求めることができる。
Ｋ＝Ｖin／Ｖdc …（１）
ｔ１＝１／２×ｔ４＝１／４×（１−Ｋsin（θ＋６０°）−Ｋsinθ）・Ｔ …（２）
ｔ２＝１／２×ＫＴsin（６０°−θ） …（３）
ｔ３＝１／２×ＫＴsinθ …（４）
ここで、Ｖinはモーター６への印加電圧、Ｖdcは母線電圧、Ｔはキャリア周期、Ｋは変調率である。

前述したｔ１のベクトルは（０００）、ｔ４のベクトルは（１１１）で、モーター６に通電されない期間である（以下、「ゼロベクトル」という）。また、ゼロベクトル以外のｔ２、ｔ３はモーター６に通電する期間である（以下、「実ベクトル」という）。Ｖin＞Ｖdcの時、Ｋ＞１となり、前記の式（１）〜（４）を計算するとｔ１やｔ４が負となってしまうが、この場合は、（ｔ１＋ｔ２＋ｔ３）×２＋ｔ４＝Ｔ、かつｔ１〜ｔ４がそれぞれ０以上となるように適宜ｔ１〜ｔ４の各期間に制限を設けて、Ｋ＞１でもモーター６を制御できるようにする。

図３は図２のＡにおける各スイッチング素子のスイッチングパターンを示すタイミング図、図４、図５は従来の２相変調における各スイッチング素子のスイッチングパターンを示すタイミング図である。
図４は図３に示すゼロベクトル（１１１）のｔ４期間を（１１１）と同様にモーター６に通電されないゼロベクトル（０００）のｔ１期間に振り分けてｔ１＋ｔ４／２期間とし、ＷｐをＬｏに貼り付け、ＷｎをＨｉに貼り付けた場合の２相変調の各スイッチング素子３ａ〜３ｆのスイッチングパターンを示したものである。図５は図３に示すゼロベクトル（０００）のｔ１期間をゼロベクトル（１１１）のｔ４期間に挿入してｔ４＋ｔ１×２期間とし、ＵｐをＨｉに貼り付け、ＵｎをＬｏに貼り付けた場合の２相変調の各スイッチング素子３ａ〜３ｆのスイッチングパターンを示したものである。３相変調から２相変調にすることでモーターへの印加電圧を変えることなく、各スイッチング素子３ａ〜３ｆのスイッチング回数が２／３になりスイッチング損失を低減できる。これにより、高効率なモーター制御が可能になるということは周知の技術である。図４と図５といった貼り付け方法の選択は、モーター制御の安定性や騒音などの観点から適宜決められる。

ここで、モーター６の回転数や負荷が安定している場合、Ｖinがほぼ一定の値となるため、前述した式（１）〜（４）の結果からｔ１およびｔ４がほぼ一定の期間となる。そのため、図４におけるゼロベクトル（０００）の期間（ｔ１＋ｔ４／２）が一定となり、Ｕ相の各スイッチング素子３ａ、３ｄの切り替わりが一定のキャリア周期で発生することになる。また同様に、図５におけるゼロベクトル（１１１）の期間（ｔ４＋ｔ１×２）が一定となるため、Ｗ相の各スイッチング素子３ｃ、３ｆの切り替わりが一定のキャリア周期で発生する。一定のキャリア周期での各スイッチング素子３ａ〜３ｆの切り替わりはモーター６からの耳障りな磁気音を発生させることになる。この磁気音の対策としてはキャリア周波数を人の可聴域から外れる高い周波数域（例えば２０ｋＨｚ以上）とすればよいが、スイッチング周波数が高くなり、スイッチング損失が大幅に増大するという問題がある。

次に、実施の形態１における２相変調について図６を用いて説明する。
図６は図４に対する実施の形態１のモーター制御装置における２相変調時の各スイッチング素子のスイッチングパターンを示すタイミング図である。

図４に対しては図６に示すように、１キャリア周期（所定周期）内の実ベクトル（１００）（１１０）のｔ２，ｔ３×２期間を変えず、そのキャリア周期の前半と後半に存在するゼロベクトル（０００）のスイッチングパターンのｔ５，ｔ６期間の合計時間を変更することなく、そのスイッチングパターンの前半のｔ５期間、後半のｔ６期間の各時間をランダムもしくは適当な規則で可変する（ｔ１×２＋ｔ４＝ｔ５＋ｔ６）。ランダムで可変する場合のｔ５，ｔ６期間は、例えば、次式の計算で求めることができる。
ｔ５＝（ｔ１×２＋ｔ４）×α …（５）
ｔ６＝（ｔ１×２＋ｔ４）−ｔ５ …（６）
ここで、αは０〜１までのランダム数を示す。この制御は、図２のＡ以外のＢ〜Ｆの各区間でも同様に行うことができる。
なお、制御部２での演算負荷を抑えるためにｔ５を（ｔ１×２＋ｔ４）とランダム数との論理積をとることで、演算を簡素化することも可能である。

以上のように実施の形態１においては、１キャリア周期毎に、モーター６への通電を遮断するための各スイッチング素子３ａ〜３ｆのスイッチングパターン（ｔ５，ｔ６）の合計時間を変更することなくそのスイッチングパターンの各時間を可変するようにしている。そのため、キャリア周波数成分を他の周波数成分に分散することができ、結果としてモーター６からのキャリア周波数成分の耳障りな磁気音を抑えることができ、高効率で低騒音なモーター制御が実現できる。

なお、実施の形態１では、１キャリア周期内において前半のｔ５期間、後半のｔ６期間の各時間をランダムもしくは適当な規則で可変するようにしたが、これに限定されるものではない。例えば図７に示すように、１キャリア周期内の実ベクトル（１１０）のｔ３×２期間の長さ（時間）を変えず、その１キャリア周期内に２つ存在する実ベクトル（１００）の合計時間（ｔ７，ｔ８）を変更することなく、そのｔ７，ｔ８期間をランダムもしくは適当な規則で可変し、モーター６からの磁気音の特性を変えることで耳障りな磁気音を抑えることも可能である。

ランダムで可変する場合のｔ７，ｔ８期間は、例えば、次式の計算で求めることができる。
ｔ７＝（ｔ２×２）×α …（７）
ｔ８＝（ｔ２×２）−ｔ７ …（８）
この場合の制御も、図２のＡ以外のＢ〜Ｆの各区間でも同様に行うことができる。
また、制御部２での演算負荷を抑えるためにｔ７期間を（ｔ２×２）とランダム数との論理積をとることで、演算を簡素化することも可能である。

実施の形態２．
実施の形態２は、１キャリア周期（所定周期）毎に、モーター６に通電するための各スイッチング素子３ａ〜３ｆのスイッチングパターンの合計時間を変更することなくそのスイッチングパターンの各時間を可変するようにしたものである。なお、実施の形態２のモーター制御装置の回路構成は、図１に示す実施の形態１と同様である。

次に、実施の形態２における２相変調について図８を用いて説明する。
図８は図５に対する実施の形態２のモーター制御装置における２相変調時の各スイッチング素子のスイッチングパターンを示すタイミング図である。
図５に対しては図８に示すように、１キャリア周期内のゼロベクトル（１１１）のｔ４＋ｔ１×２期間と実ベクトル（１１０）のｔ３期間を変えず、その１キャリア周期の前半と後半に存在する実ベクトル（１００）のｔ９，ｔ１０期間の合計時間を変更することなく、前半のｔ９期間、後半のｔ１０期間の各時間をランダムもしくは適当な規則で可変する（ｔ２×２＝ｔ９＋ｔ１０）。ランダムで可変する場合のｔ９，ｔ１０期間は、例えば、次式の計算で求めることができる。
ｔ９＝（ｔ２×２）×α …（９）
ｔ１０＝（ｔ２×２）−ｔ９ …（１０）
この制御は、図２のＡ以外のＢ〜Ｆの各区間でも同様に行うことができる。
なお、制御部２での演算負荷を抑えるためにｔ９を（ｔ２×２）とランダム数との論理積をとることで、演算を簡素化することも可能である。

以上のように実施の形態２においては、１キャリア周期毎に、モーター６に通電するための各スイッチング素子３ａ〜３ｆのスイッチングパターン（ｔ９，ｔ１０）の合計時間を変更することなくそのスイッチングパターンの各時間を可変するようにしている。そのため、キャリア周波数成分を他の周波数成分に分散することができ、結果としてモーター６からのキャリア周波数成分の耳障りな磁気音を抑えることができ、高効率で低騒音なモーター制御が実現できる。

なお、実施の形態２では、１キャリア周期の前半と後半に存在する実ベクトル（１００）のｔ９，ｔ１０期間の合計時間を変更することなく、そのｔ９，ｔ１０期間の各時間を可変するようにしたが、これに限定されるものではない。例えば図９に示すように、１キャリア周期内のゼロベクトル（１１１）のｔ４＋ｔ１×２期間の長さ（時間）を変えず、その１キャリア周期内に２つ存在する実ゼロベクトル（１１０）の合計時間を変更することなく、そのｔ１１，ｔ１２期間をランダムもしくは適当な規則で可変し、モーター６からの磁気音の周波数特性を変えることで耳障りな磁気音を抑えることも可能である。

ランダムで可変する場合のｔ１１，ｔ１２期間は、例えば、次式の計算で求めることができる。
ｔ１１＝（ｔ３×２）×α …（１１）
ｔ１２＝（ｔ３×２）−ｔ１１ …（１２）
この場合の制御も、図２のＡ以外のＢ〜Ｆの各区間でも同様に行うことができる。
また、制御部２での演算負荷を抑えるためにｔ９期間を（ｔ２×２）とランダム数との論理積をとることで、演算を簡素化することも可能である。

１直流電源、２制御部、３ａ〜３ｆスイッチング素子、４ａ〜４ｆダイオード、５インバーター回路、６モーター。

Claims

直流を交流に変換する三相ブリッジ接続のスイッチング素子を有するインバーター回路と、
前記インバーター回路の各スイッチング素子をスイッチングし、前記インバーター回路に接続されたモーターを２相変調にて制御する制御部とを備え、
前記制御部は、所定周期毎に、当該所定周期の前半と後半に存在するモーターへの通電を遮断するスイッチング素子のスイッチングパターンの合計時間を変更することなく、そのスイッチングパターンの前半と後半の各時間を可変することを特徴とするモーター制御装置。
直流を交流に変換する三相ブリッジ接続のスイッチング素子を有するインバーター回路と、
前記インバーター回路の各スイッチング素子をスイッチングし、前記インバーター回路に接続されたモーターを２相変調にて制御する制御部とを備え、
前記制御部は、所定周期毎に、当該所定周期内に存在するモーターへ通電するスイッチング素子の３つのスイッチングパターンのうち１つのスイッチングパターンの時間を変えることなく、かつ残りの２つのスイッチングパターンの合計時間を変更することなく、その２つのスイッチングパターンの各時間を可変することを特徴とするモーター制御装置。
直流を交流に変換する三相ブリッジ接続のスイッチング素子を有するインバーター回路と、
前記インバーター回路の各スイッチング素子をスイッチングし、前記インバーター回路に接続されたモーターを２相変調にて制御する制御部とを備え、
前記制御部は、所定周期毎に、当該所定周期の前半と後半に存在するモーターへ通電するスイッチング素子のスイッチングパターンの合計時間を変更することなく、そのスイッチングパターンの前半と後半の各時間を可変することを特徴とするモーター制御装置。
直流を交流に変換する三相ブリッジ接続のスイッチング素子を有するインバーター回路と、
前記インバーター回路の各スイッチング素子をスイッチングし、前記インバーター回路に接続されたモーターを２相変調にて制御する制御部とを備え、
前記制御部は、所定周期毎に、当該所定周期内に存在するモーターへの通電を遮断するスイッチング素子のスイッチングパターンの時間を変更することなく、かつ前記所定周期内に２つ存在するモーターへ通電するスイッチング素子のスイッチングパターンの合計時間を変更することなく、そのスイッチングパターンの各時間を可変することを特徴とするモーター制御装置。