JP6045203B2 - モータ駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、ＰＷＭスイッチング方式によってインバータを制御するモータ駆動装置に関する。

この種のモータ駆動装置として、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相からなるインバータブリッジ回路を備えたものが知られている。図１２に示すように、インバータブリッジ回路１１は、上アーム側のスイッチング素子Ｔａ−Ｔｃ、下アーム側のスイッチング素子Ｔｄ−ＴｆのそれぞれにダイオードＤａ−Ｄｆを並列に設けて構成される。インバータブリッジ回路１１には、モータ制御回路１２からスイッチング素子Ｔａ−Ｔｆのオンオフ状態を切り替えるＰＷＭ信号が入力される。インバータブリッジ回路１１は、ＰＷＭ制御によってスイッチング素子Ｔａ−Ｔｆを切り替えることで、直流電力を交流電力に変換して三相モータ１３に対して必要な電力を供給している。

ところで、インバータブリッジ回路における電力損失を抑えるために、スイッチング損失を減らすＰＷＭ制御が提案されている（例えば、特許文献１参照）。特許文献１に記載のＰＷＭ制御では、上アーム側及び下アーム側の三相のスイッチング素子のうち、二相のスイッチング素子だけを切り替える二相制御方式が適用されている。二相制御方式を用いて１相分のスイッチング回数を減らすことによって、三相制御方式と比較してスイッチング損失による電力損失を低減している。

特開２０１０−２００４１２号公報

ところで、三相モータは、三相電流の位相を１２０°シフトした正弦波状の三相電流波形により駆動される。この三相電流波形では、各相の電流位相６０°、１２０°、１８０°、２４０°、３００°、３６０°付近でいずれかの１相の電流値が０になるが（図２参照）、上記した二相制御方式ではこのような制御が困難となっていた。このため、各相の電流位相６０°、１２０°、１８０°、２４０°、３００°、３６０°付近で一時的に三相制御方式に切り替え、再び二相制御方式に戻すような制御が必要となっていた。このため、特許文献１に記載のＰＷＭ制御では、スイッチング損失は低減できるものの、制御構成が煩雑になるという問題があった。

本発明はこのような実情に鑑みてなされたものであり、制御構成を容易にしつつ、スイッチング損失を低減できるモータ駆動装置を提供することを目的とする。

本発明のモータ駆動装置は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチング素子のそれぞれを有する上アーム及び下アームで構成され、当該スイッチング素子のオンオフ動作によって電源側から供給された直流を交流に変換して、三相モータに出力するインバータブリッジ回路と、前記三相モータに流れるＵ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流がそれぞれ１２０°シフトした正弦波状の電流波形となるように、前記スイッチング素子のオン区間またはオフ区間をＰＷＭ制御する制御回路とを備え、前記制御回路は、前記上アーム及び下アームの各相に対してオン区間とオフ区間とを設定する三相制御方式と、前記上アーム及び下アームのいずれか一方において、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちの１相に対して常時オン区間を設定し、前記上アーム及び下アームのいずれか他方において、前記１相に対して常時オフ区間を設定する二相制御方式とを６０°毎に切り替えて制御しており、前記三相制御方式と前記二相制御方式との切り替えタイミングでは、前記オン区間と前記常時オン区間とが連続すると共に、前記オフ区間と前記常時オフ区間とが連続するように制御されることを特徴とする。

この構成によれば、三相制御方式と二相制御方式とを切り替えて制御されるため、三相制御方式だけでインバータブリッジ回路を制御する構成と比較してスイッチング回数を減らして、スイッチング損失を低減できる。また、三相制御方式と二相制御方式との切り替えタイミング（継ぎ目）においても、スイッチングが生じないように制御されるため、スイッチング損失を低減できる。さらに、二相制御方式と三相制御方式とが６０°毎に切り替わるため、制御構成が複雑になることがない。よって、簡易な制御構成で、スイッチング損失による電力損失を低減できる。

また本発明の上記モータ駆動装置において、前記制御回路は、前記三相制御方式及び／又は前記二相制御方式において、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうち最もオン区間が短い区間をオフ区間に設定する。この構成によれば、最もオン区間が短い区間をオフ区間に設定することで、オン区間が短くなるので飽和損失が低減できる。このとき、最もオン区間が短い区間は、三相モータに電流が流れない転流区間となっているため、オフ区間に設定してもモータ駆動に影響がない。

また本発明の上記モータ駆動装置において、前記制御回路は、前記三相制御方式において、前記各相の電流波形の電流値が０になる直前の１パルス又は複数パルスのオン区間をオフ区間に設定する。この構成によれば、電流値が０になる直前の１パルス又は数パルスのオン区間をオフ区間に設定することで、スイッチング回数を更に減らして、スイッチング損失を低減できる。また、スイッチング素子のオン区間が短くなるので飽和損失も低減できる。このとき、電流値が０になる直前のオン区間は、三相モータに流れる電流値が０になるため、オフ区間に設定してもモータ駆動に影響がない。

本発明によれば、二相制御方式と三相制御方式とを６０°毎に切り替え、この切り替えタイミングにおけるスイッチングの発生を抑えることで、制御構成を容易にしつつ、スイッチング損失を低減することができる。

本実施の形態に係るモータ駆動装置のブロック図である。 本実施の形態に係る三相モータに流れる三相電流波形を示す図である。 三相制御方式のＰＷＭ信号波形の一例を示す図である。 二相制御方式のＰＷＭ信号波形の一例を示す図である。 二相制御方式のＰＷＭ信号波形の他の一例を示す図である。 二相制御方式のＰＷＭ制御パターンの切り替え時の一例を示す図である。 二相制御方式のＰＷＭ制御パターンの切り替え時の他の一例を示す図である。 本実施の形態に係るＰＷＭ信号波形の一例を示す図である。 本実施の形態に係る転流区間をオフ区間としたＰＷＭ信号波形の一例を示す。 本実施の形態に係るＰＷＭ信号波形の他の一例を示す図である。 シミュレーションで使用する回路図である。 一般的なモータ駆動装置のブロック図である。

以下、本発明の実施の形態について添付図面を参照して詳細に説明する。図１は、本実施の形態に係るモータ駆動装置のブロック図である。なお、図１は、一例を示すものであり、この構成に限定されるものではなく、三相のインバータブリッジ回路を備えた構成であればよい。

図１に示すように、モータ駆動装置は、三相交流電源（電源）１からの交流を直流に変換する整流器２と、整流器２からの直流を交流に変換して三相モータ３に出力するインバータブリッジ回路４と、インバータブリッジ回路４をＰＷＭ制御するモータ制御回路（制御回路）５とを備えている。また、整流器２の出力端には、整流器２の出力（直流電圧）を平滑にする平滑コンデンサ６が並列に接続されている。インバータブリッジ回路４は、整流器２の出力端に対して互いに並列に接続された三相分のハーフブリッジ回路７を有している。

Ｕ相のハーフブリッジ回路７ｕは、上アーム（ハイサイド）のスイッチング素子Ｔ１と下アーム（ローサイド）のスイッチング素子Ｔ４とを直列に接続し、スイッチング素子Ｔ１、Ｔ４のそれぞれに対して還流ダイオードＤ１、Ｄ４を並列に接続して構成される。同様に、Ｖ相のハーフブリッジ回路７ｖは、上アームのスイッチング素子Ｔ２と下アームのスイッチング素子Ｔ５とを直列に接続し、スイッチング素子Ｔ２、Ｔ５のそれぞれに対して還流ダイオードＤ２、Ｄ５を並列に接続して構成される。

Ｗ相のハーフブリッジ回路７ｗは、上アームのスイッチング素子Ｔ３と下アームのスイッチング素子Ｔ６とを直列に接続し、スイッチング素子Ｔ３、Ｔ６のそれぞれに対して還流ダイオードＤ３、Ｄ６を並列に接続して構成される。また、Ｕ相のスイッチング素子Ｔ１、Ｔ４の接続点、Ｖ相のスイッチング素子Ｔ２、Ｔ５の接続点、Ｗ相のスイッチング素子Ｔ３、Ｔ６の接続点は、それぞれ三相モータ３の不図示の三相の励磁コイルを介して相互に接続されている。

三相のハーフブリッジ回路７ｕ−７ｗには、モータ制御回路５からＰＷＭ信号が入力される。スイッチング素子Ｔ１−Ｔ６のゲートにはモータ制御回路５からの入力ラインが接続されている。スイッチング素子Ｔ１−Ｔ６は、モータ制御回路５からＰＷＭ信号が印加されることで、オン状態とオフ状態とが切り替えられる。このスイッチング素子Ｔ１−Ｔ６のオンオフによって、三相モータ３に流れるＵ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流が制御される。本実施の形態では、Ｕ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流がそれぞれ１２０°シフトした正弦波状の三相電流波形（図２参照）を描くようにＰＷＭ制御される。

三相モータ３が駆動される際には、インバータブリッジ回路４から三相モータ３に電力を供給する力行運転と、三相モータ３からインバータブリッジ回路４に電力が戻ってくる回生運転とが繰り返される。力行運転の場合には、三相モータ３に対して急激な加速が必要とされ、インバータブリッジ回路４での消費電力も大きくなる。一方、回生運転の場合には、高速回転から急激な減速になるほど三相モータ３からインバータブリッジ回路４を介して平滑コンデンサ６に戻る回生電流が大きくなる。

なお、本実施の形態のスイッチング素子Ｔ１−Ｔ６は、パワートランジスタで構成したが、この構成に限定されない。スイッチング素子は、電流電圧を制御できる電流電圧制御素子であればよく、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）、バイポーラトランジスタでもよい。また、還流ダイオードＤ１−Ｄ６は、回生電流の経路を構成する素子であればよく、パワートランジスタに内蔵される寄生ダイオードを使用することもできる。

次に、モータ制御回路によるＰＷＭ制御について説明する。ここでは、三相制御方式で三相電流波形を形成する場合と、二相制御方式で三相電流波形を形成する場合について個別に説明する。図２は、三相モータに流れる三相電流波形を示す図である。図３は、三相制御方式のＰＷＭ信号波形の一例を示す図である。図４は、二相制御方式のＰＷＭ信号波形の一例を示す図である。図５は、二相制御方式のＰＷＭ信号波形の他の一例を示す図である。

図６は、二相制御方式のＰＷＭ制御パターンの切り替え時の一例を示す図である。図７は、二相制御方式のＰＷＭ制御パターンの切り替え時の他の一例を示す図である。なお、図２において、実線ＵがＵ相電流の変化、破線ＶがＶ相電流の変化、一点鎖線ＷがＷ相電流の変化をそれぞれ示している。また、図３から図７において、Ｕ上、Ｖ上、Ｗ上が上アームのＵ相、Ｖ相、Ｗ相をそれぞれ示し、Ｕ下、Ｖ下、Ｗ下が下アームのＵ相、Ｖ相、Ｗ相をそれぞれ示している。

図２に示すように、三相電流波形は、正弦波状に変化するＵ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流を１２０°シフトして形成される。Ｕ相電流を基準とすると、位相０°付近でＵ相電流の電流値が０になり、位相１２０°付近でＶ相電流の電流値が０になり、位相２４０°付近でＷ相電流の電流値が０になる。このように、各相の電流位相を１２０°シフトさせた三相電流波形では、６０°毎にいずれか１相の電流値が０になるように変化する。この三相電流波形は、インバータブリッジ回路４に入力されるＰＷＭ信号によって形成される。

図３を参照して、三相制御方式について説明する。三相制御方式は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相のそれぞれにオン区間とオフ区間とを設定し、パルス周期内で三相のスイッチング素子Ｔの切り替えを生じさせることで三相電流波形を形成する制御方式である。例えば、図２のＰ１に示す三相電流波形の位相１２０°付近は、図３に示すＰＷＭ信号波形に基づいたスイッチングにより形成される。位相１２０°付近では、上アームのＵ相、Ｖ相、Ｗ相のデューティ比がそれぞれ５０％以上、５０％、５０％以下に設定され、下アームのＵ相、Ｖ相、Ｗ相のデューティ比がそれぞれ５０％以下、５０％、５０％以上に設定される。

ステップＡの区間では、上アームのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の三相全てのＰＷＭ信号がＬｏｗに設定され、下アームのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の三相全てのＰＷＭ信号がＨｉｇｈに設定される。よって、スイッチング素子Ｔ１−Ｔ３がオフ状態に制御され、スイッチング素子Ｔ４−Ｔ６がオン状態に制御される。この結果、三相モータ３に流れる電流が、スイッチング素子Ｔ６、還流ダイオードＤ４、三相モータ３、又はスイッチング素子Ｔ６、還流ダイオードＤ５、三相モータ３に転流される。なお、転流とは一つの経路から他の経路への流れを示し、本実施の形態においては三相モータ３の駆動に影響を与えない流れを示している。

ステップＢの区間では、上アームにおいて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のいずれか１相のＰＷＭ信号がＨｉｇｈに設定され、残り２相のＰＷＭ信号がＬｏｗに設定される。また、下アームにおいて、上アームでＨｉｇｈに設定された１相のＰＷＭ信号がＬｏｗに設定され、上アームでＬｏｗに設定された残り２相のＰＷＭ信号がＨｉｇｈに設定される。図３では、上アームのＵ相、下アームのＶ相、Ｗ相のＰＷＭ信号がＨｉｇｈに設定され、上アームのＶ相、Ｗ相、下アームのＵ相のＰＷＭ信号がＬｏｗに設定されている。よって、スイッチング素子Ｔ１、Ｔ５、Ｔ６がオン状態に制御され、スイッチング素子Ｔ２−Ｔ４がオフ状態に制御される。この結果、上アームのスイッチング素子Ｔ１から三相モータ３を通って下アームのスイッチング素子Ｔ５、Ｔ６に向かって電流が流れ、三相モータ３が駆動される。

ステップＣの区間では、上アームにおいて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のいずれか２相のＰＷＭ信号がＨｉｇｈに設定され、残り１相のＰＷＭ信号がＬｏｗに設定される。また、下アームにおいて、上アームでＨｉｇｈに設定された２相のＰＷＭ信号がＬｏｗに設定され、上アームでＬｏｗに設定された残り１相のＰＷＭ信号がＨｉｇｈに設定される。図３では、上アームのＵ相、Ｖ相、下アームのＷ相のＰＷＭ信号がＨｉｇｈに設定され、上アームのＷ相、下アームのＵ相、Ｖ相のＰＷＭ信号がＬｏｗに設定されている。よって、スイッチング素子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ６がオン状態に制御され、スイッチング素子Ｔ３−Ｔ５がオフ状態に制御される。この結果、上アームのスイッチング素子Ｔ１、Ｔ２から三相モータ３を通って下アームのスイッチング素子Ｔ６に向かって電流が流れ、三相モータ３が駆動される。

ステップＤの区間では、上アームのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の三相全てのＰＷＭ信号がＨｉｇｈに設定され、下アームのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の三相全てのＰＷＭ信号がＬｏｗに設定される。よって、スイッチング素子Ｔ１−Ｔ３がオン状態に制御され、スイッチング素子Ｔ４−Ｔ６がオフ状態に制御される。この結果、三相モータ３に流れる電流は、スイッチング素子Ｔ１、三相モータ３、還流ダイオードＤ２、又はスイッチング素子Ｔ１、三相モータ３、還流ダイオードＤ３に転流される。このように、三相制御方式は、ステップＡ−ステップＤまでの処理の組み合せにより制御される。

図３に示すように、三相電流波形の位相１２０°付近では、ステップＡ、ステップＢ、ステップＣ、ステップＤ、ステップＤ、ステップＣ、ステップＢ、ステップＡの順に処理が実施される。このとき、三相モータ３に流れるＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗは、図３の下半部に示すような傾向を示す。この三相制御方式は、三相全てのスイッチング素子Ｔのオンオフ状態を切り替えるため、スイッチング回数が多くスイッチング損失が大きい。このため、三相制御方式と比較してスイッチング回数を減らすことができる二相制御方式が提案されている。

続いて、図４及び図５を参照して、二相制御方式について説明する。二相制御方式は、上アーム及び下アームのいずれか一方においてＵ相、Ｖ相、Ｗ相のうち１相に常時オン区間を設定し、いずれか他方において上記１相に常時オフ区間を設定する。すなわち、二相制御方式は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のいずれか１相のスイッチング素子Ｔの切り替えをなくすことで、二相制御によって三相電流波形を形成する制御方式である。例えば、図２のＰ２に示す三相電流波形の位相９０°付近は、図４に示すＰＷＭ信号波形に基づいたスイッチングにより形成される。また、図２のＰ３に示す三相電流波形の位相２７０°付近は、図５に示すＰＷＭ信号波形に基づいたスイッチングにより形成される。

図４及び図５に示すように、二相制御方式は、上記したステップＢとステップＤとの組み合わせ、又は上記したステップＡとステップＣとの組み合わせにより制御される。ステップＢとステップＤとの組み合わせでは、上アームにおいてＵ相、Ｖ相、Ｗ相のいずれか１相のＰＷＭ信号が１パルス周期にわたってＨｉｇｈに設定され、下アームにおいてこの１相のＰＷＭ信号が１パルス周期にわたってＬｏｗに設定される。また、ステップＡとステップＣとの組み合わせでは、上アームにおいてＵ相、Ｖ相、Ｗ相のいずれか１相のＰＷＭ信号が１パルス周期にわたってＬｏｗに設定され、下アームにおいてこの１相のＰＷＭ信号が１パルス周期にわたってＨｉｇｈに設定される。

図４に示すように、三相電流波形の位相９０°付近では、ステップＢ、ステップＤ、ステップＤ、ステップＢの順に処理が実施される。ここでは、上アームのＵ相のＰＷＭ信号が１パルス周期にわたってＨｉｇｈに設定され、下アームのＵ相のＰＷＭ信号が１パルス周期にわたってＬｏｗに設定される。よって、Ｕ相のスイッチング素子Ｔ１に対して常時オン区間が設定され、Ｕ相のスイッチング素子Ｔ４に対して常時オフ区間が設定される。このとき、三相モータ３に流れるＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗは、図４の下半部に示すような傾向を示す。

図５に示すように、三相電流波形の位相２７０°付近では、ステップＡ、ステップＣ、ステップＣ、ステップＡの順に処理が実施される。ここでは、上アームのＵ相のＰＷＭ信号が１パルス周期にわたってＬｏｗに設定され、下アームのＵ相のＰＷＭ信号が１パルス周期にわたってＨｉｇｈに設定される。よって、Ｕ相のスイッチング素子Ｔ１に対して常時オフ区間が設定され、Ｕ相のスイッチング素子Ｔ４に対して常時オン区間が設定される。このとき、三相モータ３に流れるＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗは、図５の下半部に示すような傾向を示す。

ところで、二相制御方式を用いることでスイッチング回数を低減できるが、三相電流波形の位相６０°、１２０°、１８０°、２４０°、３００°、３６０°付近のように電流値が０になる位相には適用し難いという問題がある。例えば、図６に示すように、位相６０°から位相１２０°までは第１のＰＷＭ制御パターンを繰り返して二相制御し、位相１２０°から位相１８０°までは第２のＰＷＭ制御パターンを繰り返して二相制御する。ＰＷＭ制御パターンの切り替えが生じる位相１２０°付近では、パルス幅（出力電圧指令値）が急激に変化するため、二相制御方式では適切に制御することができない。

この場合、この二相制御方式のＰＷＭ制御パターンの切り替わり部分に一時的に三相制御方式のＰＷＭ制御パターンを挟む構成が考えられる。例えば、図７に示すように、位相６０°付近から１２０°付近までは第１のＰＷＭ制御パターンを繰り返して二相制御し、位相１２０°付近から位相１８０°付近までは第２のＰＷＭ制御パターンを繰り返して二相制御し、ちょうど位相１２０°では第３のＰＷＭ制御パターンで三相制御する。このような構成により、ＰＷＭ制御パターンの切り替え時のパルス幅の急激な変化を抑え、三相電流波形の電流値が０になる位相についても対応可能にしている。

しかしながら、このような構成では位相１２０°付近において制御方式を頻繁に切り替える必要があるため、制御構成が煩雑になるという不具合がある。また、第１のＰＷＭ制御パターンから第３のＰＷＭ制御パターンへの切り替わり時に、破線Ｓに示すようにスイッチングが発生してスイッチング損失が増加する。本件出願人は、二相制御方式と三相制御方式の組み合わせに起因する上記不具合を改善するために本発明に至った。以下、本発明のモータ制御回路５によるＰＷＭ制御について詳細に説明する。

図８は、本実施の形態に係るＰＷＭ信号波形の一例を示す図である。図９は、本実施の形態に係る転流区間をオフ区間としたＰＷＭ信号波形の一例を示す。また、図８及び図９において、Ｕ上、Ｖ上、Ｗ上が上アームのＵ相、Ｖ相、Ｗ相をそれぞれ示し、Ｕ下、Ｖ下、Ｗ下が下アームのＵ相、Ｖ相、Ｗ相をそれぞれ示している。

本実施の形態に係るＰＷＭ制御では、上記した三相制御方式と二相制御方式とを６０°毎に切り替えるように制御する。例えば、図８に示すように、位相６０°−１２０°までは三相制御し、位相１２０°−１８０°までは二相制御する。よって、位相６０°−１２０°までの三相制御では、ステップＡ、ステップＢ、ステップＣ、ステップＤ、ステップＤ、ステップＣ、ステップＢ、ステップＡの順に処理が繰り返される。一方、位相１２０°−１８０°までの二相制御では、ステップＡ、ステップＣ、ステップＣ、ステップＡの順に処理が繰り返される。

したがって、三相制御方式から二相制御方式への切り替わり時には、三相制御方式のステップＡと二相制御方式のステップＡとが連続する。このため、三相制御方式のオン区間と二相制御方式の常時オン区間が連続し、三相制御方式のオフ区間と二相制御方式の常時オフ区間が連続するように制御される。よって、三相制御方式と二相制御方式との切り替え時のスイッチング回数が減ってスイッチング損失が低減される。本実施の形態に係るＰＷＭ制御では、三相電流波形の位相６０°−１２０°、１８０°−２４０°、３００°−３６０°を三相制御方式で制御し、三相電流波形の位相０°−６０°、１２０°−１８０°、２４０°−３００°を二相制御方式で制御することで、制御方式の切り替え時にステップＡを連続させることができる。

なお、三相電流波形の位相０°−６０°、１２０°−１８０°、２４０°−３００°を三相制御方式で制御し、位相６０°−１２０°、１８０°−２４０°、３００°−３６０°を二相制御方式で制御することも可能である。この場合、制御方式の切り替え時にステップＤが連続することで、三相制御方式のオン区間と二相制御方式の常時オン区間が連続し、三相制御方式のオフ区間と二相制御方式の常時オフ区間が連続するように制御される。よって、三相制御方式と二相制御方式との切り替え時のスイッチング回数が減ってスイッチング損失が低減される。また、本実施の形態に係るＰＷＭ制御では、制御方式の切り替えが６０°毎に行われるので、二相制御方式で制御できない区間だけを一時的に三相制御方式に切り替えて、再び二相制御方式に戻す構成と比較して制御構成が煩雑になることもない。

次に、図１及び図８を参照して、位相６０°−１２０°までの三相制御について説明する。ステップＡの区間では、上アームのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の三相全てのＰＷＭ信号がＬｏｗに設定され、下アームのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の三相全てのＰＷＭ信号がＨｉｇｈに設定される。よって、スイッチング素子Ｔ１−Ｔ３がオフ状態に制御され、スイッチング素子Ｔ４−Ｔ６がオン状態に制御される。この結果、三相モータ３に流れる電流が、スイッチング素子Ｔ６、還流ダイオードＤ４、三相モータ３、又はスイッチング素子Ｔ６、還流ダイオードＤ５、三相モータ３に転流される。

次に、ステップＢの区間では、上アームのＵ相、下アームのＶ相、Ｗ相のＰＷＭ信号がＨｉｇｈに設定され、上アームのＶ相、Ｗ相、下アームのＵ相のＰＷＭ信号がＬｏｗに設定されている。よって、スイッチング素子Ｔ１、Ｔ５、Ｔ６がオン状態に制御され、スイッチング素子Ｔ２−Ｔ４がオフ状態に制御される。この結果、上アームのスイッチング素子Ｔ１から三相モータ３を通って下アームのスイッチング素子Ｔ５、Ｔ６に向かって電流が流れ、三相モータ３が駆動される。

次に、ステップＣの区間では、上アームのＵ相、Ｖ相、下アームのＷ相のＰＷＭ信号がＨｉｇｈに設定され、上アームのＷ相、下アームのＵ相、Ｖ相のＰＷＭ信号がＬｏｗに設定されている。よって、スイッチング素子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ６がオン状態に制御され、スイッチング素子Ｔ３−Ｔ５がオフ状態に制御される。この結果、上アームのスイッチング素子Ｔ１、Ｔ２から三相モータ３を通って下アームのスイッチング素子Ｔ６に向かって電流が流れ、三相モータ３が駆動される。

次に、ステップＤの区間では、上アームのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の三相全てのＰＷＭ信号がＨｉｇｈに設定され、下アームのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の三相全てのＰＷＭ信号がＬｏｗに設定される。よって、スイッチング素子Ｔ１−Ｔ３がオン状態に制御され、スイッチング素子Ｔ４−Ｔ６がオフ状態に制御される。この結果、三相モータ３に流れる電流は、スイッチング素子Ｔ１、三相モータ３、還流ダイオードＤ２、又はスイッチング素子Ｔ１、三相モータ３、還流ダイオードＤ３に転流される。続いて、ステップＤ、ステップＣ、ステップＢ、ステップＡの順に処理が行われる。そして、この８ステップを１周期として処理が繰り返される。

次に、位相１２０°−１８０°までの二相制御について説明する。ステップＡの区間では、上アームのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の三相全てのＰＷＭ信号がＬｏｗに設定され、下アームのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の三相全てのＰＷＭ信号がＨｉｇｈに設定される。よって、スイッチング素子Ｔ１−Ｔ３がオフ状態に制御され、スイッチング素子Ｔ４−Ｔ６がオン状態に制御される。この結果、三相モータ３に流れる電流が、スイッチング素子Ｔ６、還流ダイオードＤ４、三相モータ３、又はスイッチング素子Ｔ６、還流ダイオードＤ５、三相モータ３に転流される。

次に、ステップＣの区間では、上アームのＵ相、Ｖ相、下アームのＷ相のＰＷＭ信号がＨｉｇｈに設定され、上アームのＷ相、下アームのＵ相、Ｖ相のＰＷＭ信号がＬｏｗに設定されている。よって、スイッチング素子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ６がオン状態に制御され、スイッチング素子Ｔ３−Ｔ５がオフ状態に制御される。この結果、上アームのスイッチング素子Ｔ１、Ｔ２から三相モータ３を通って下アームのスイッチング素子Ｔ６に向かって電流が流れ、三相モータ３が駆動される。続いて、ステップＣ、ステップＡの順に処理が行われる。そして、この４ステップを１周期として処理が繰り返される。

このように、本実施の形態に係るＰＷＭ制御では、三相制御方式と二相制御方式とを６０°毎に切り替え、この切り替えタイミングにおけるスイッチングの発生を抑えることで、制御構成を容易にしつつ、スイッチング損失を低減している。

また、上記したＰＷＭ制御では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうち最も短いオン区間が、三相モータ３の駆動に影響を与えない転流区間として設定されている。図９に示すように、この転流区間をオフ区間に設定することも可能である。よって、三相モータ３の駆動に影響を与えることなく、スイッチング回数を減らして、スイッチング損失を更に低減することができる。また、スイッチング素子Ｔのオン区間（動作時間）が減少するため、飽和損失を低減することもできる。なお、全ての転流区間をオフ区間に設定してもよいし、一部の転流区間だけをオフ区間に設定してもよい。

ところで、三相電流波形の位相６０°、１２０°、１８０°、２４０°、３００°、３６０°付近では、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗのいずれかの電流値が０に近付くように三相制御されている。例えば、図３に示すように、三相電流波形の位相１２０°付近では、Ｖ相電流Ｉｖの電流値が０に近付くように制御されており（図２参照）、三相モータ３にはＶ相電流Ｉｖが流れない。よって、図１０に示すように、Ｖ相電流Ｉｖの電流値が０に近付く直前のオン区間をオフ区間に設定しても、三相モータ３の駆動に影響がない。よって、三相モータ３の駆動に影響を与えることなく、スイッチング回数を減らして、スイッチング損失を更に低減することができる。

なお、三相電流波形の電流値が０になる直前の１パルス（１パルス周期）のＶ相のオン区間をオフ区間に設定してもよいし、三相電流波形の電流値が０になる直前の数パルス（数パルス周期）のＶ相のオン区間をオフ区間に設定してもよい。また、スイッチング素子Ｔのオン区間（動作時間）が減少するため、飽和損失を低減することもできる。このとき、三相モータ３に流れるＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗは、図１０の下半部に示すような傾向を示しており、図３の下半部に示すようなＶ相電流Ｉｖの一時的な増減を抑えることができ、無駄な電流を抑えることができる。

また、三相制御方式と二相制御方式とを６０°毎に切り替える構成に、三相電流波形のいずれかの相の電流値が０になる直前の１パルス又は複数パルスのオン区間をオフ区間に設定する構成を適用したが、この構成に限定されない。通常の三相制御方式に対して、三相電流波形の１相の電流値が０になる直前の１パルス又は複数パルスのオン区間をオフ区間に設定する構成を適用することも可能である。

図１１を参照して、上記したＰＷＭ制御のシミュレーション結果について説明する。図１１は、シミュレーションで使用する回路図である。以下のシミュレーションでは、３つのＰＷＭ制御パターンを実施した。１つ目のＰＷＭ制御パターンは、三相制御方式のみを用いた通常のＰＷＭ制御である。２つ目のＰＷＭ制御パターンは、二相制御方式において転流区間をオフ区間に設定したＰＷＭ制御である。３つ目のＰＷＭ制御パターンは、三相制御方式において三相電流波形の電流値が０になる１相をオフ区間に設定したＰＷＭ制御である。

すなわち、１つ目のＰＷＭ制御パターンは図３に示すような通常制御を想定している。２つ目のＰＷＭ制御パターンは、図９の右半部に示すように、三相制御方式から二相制御方式に切り替わった状態を想定している。３つ目のＰＷＭ制御パターンは、図１０に示すように、三相制御方式においてＶ相に常時オフ区間が設定された状態を想定している。

図１１に示すシミュレーション回路は、図１に示す全体構成図に対応するものである。このシミュレーション回路では、電源Ｖ１を２８０［Ｖ］に設定し、スイッチング素子Ｔ１−Ｔ６としてＩＧＢＴを用いた。ＩＧＢＴのゲート駆動電圧のＬｏｗレベルは−５［Ｖ］であり、Ｈｉｇｈレベルは１５［Ｖ］である。また、各ＩＧＢＴ駆動用のゲート抵抗Ｒ１−Ｒ６を３０［Ω］に設定した。さらに、三相モータ３のインダクタンス成分Ｌ１−Ｌ３を１５００［μＨ］に設定し、三相モータ３の内部抵抗Ｒ７−Ｒ９を１．０３［Ω］に設定した。

また、図中のＰＷＭ＿Ｕ＿ＵＰ、ＰＷＭ＿Ｖ＿ＵＰ、ＰＷＭ＿Ｗ＿ＵＰ、ＰＷＭ＿Ｕ＿ＤＯＷＮ、ＰＷＭ＿Ｖ＿ＤＯＷＮ、ＰＷＭ＿Ｗ＿ＤＯＷＮは、それぞれＰＷＭ信号源を示す。以上の構成で、ＰＷＭ信号の１パルス周期を９０［μｓ］とし２周期の観測を行い、スイッチング素子Ｔ１−Ｔ６のスイッチング損失の平均値を算出した。ここで、１つ目のＰＷＭ制御パターンでは、スイッチング素子Ｔ１−Ｔ６のオン時間を、それぞれ５５［μｓ］、３３［μｓ］、３３［μｓ］、５７［μｓ］、３５［μｓ］、３５［μｓ］に設定した。この結果、１つ目のＰＷＭ制御パターンの平均のスイッチング損失は５．４３［Ｗ］になった。

２つ目のＰＷＭ制御パターンでは、スイッチング素子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ５のオン時間を、１８［μｓ］、８［μｓ］、１０［μｓ］に設定し、スイッチング素子Ｔ３、Ｔ４を常時オフに設定し、スイッチング素子Ｔ６を常時オンに設定した。この結果、２つ目のＰＷＭ制御パターンの平均のスイッチング損失は４．２２［Ｗ］になり、１つ目のＰＷＭ制御パターンと比較して２周期で１．２［Ｗ］程度低減された。よって、三相制御方式と二相制御方式とを６０°毎に切り替える制御方式では、三相制御のみを適用する構成と比較して、全体としてのスイッチング損失を低減させることが確認できた。

３つ目のＰＷＭ制御パターンでは、スイッチング素子Ｔ１、Ｔ３、Ｔ４、Ｔ６のオン時間を、５３［μｓ］、３３［μｓ］、５５［μｓ］、３５［μｓ］に設定し、スイッチング素子Ｔ２、Ｔ５を常時オフに設定した。この結果、３つ目のＰＷＭ制御パターンの平均のスイッチング損失は５．４２［Ｗ］になり、１つ目のＰＷＭ制御パターンと比較して２周期で０．１［Ｗ］程度低減された。よって、三相制御方式において三相電流波形の電流値が０になる１相をオフ区間に設定する制御方式では、通常の三相制御構成と比較して、全体としてのスイッチング損失を低減させることが確認できた。

なお、本シミュレーション結果は、２周期分のスイッチング損失を測定したものであるので、三相モータ３の駆動時間の増加によってＰＷＭ制御が繰り返されることで、効果が大きくなることが想定される。

以上のように、本実施の形態に係るモータ駆動装置によれば、三相制御方式と二相制御方式とを切り替えて制御されるため、三相制御方式だけでＰＷＭ制御する構成と比較してスイッチング回数を減らして、スイッチング損失を低減できる。また、三相制御方式と二相制御方式との切り替え時においても、スイッチングが生じないように制御されるため、スイッチング損失を低減できる。さらに、二相制御方式と三相制御方式とが６０°毎に切り替わるため、制御構成が複雑になることがない。よって、簡易な制御構成で、スイッチング損失による電力損失を低減できる。

なお、本発明は上記実施の形態に限定されず、種々変更して実施することが可能である。上記実施の形態において、添付図面に図示されている大きさや形状等については、これに限定されず、本発明の効果を発揮する範囲内で適宜変更することが可能である。その他、本発明の目的の範囲を逸脱しない限りにおいて適宜変更して実施することが可能である。

例えば、上記した実施の形態において、三相交流電源１から整流器２を介してインバータブリッジ回路４に直流電圧が供給される構成としたが、この構成に限定されない。インバータブリッジ回路４に対して直流電圧が供給される構成であればよく、三相交流電源１及び整流器２の代わりに直流電源を設ける構成としてもよい。

以上説明したように、本発明は、制御構成を容易にしつつ、スイッチング損失を低減できるという効果を有し、特に、ＰＷＭスイッチング方式によってインバータを制御するモータ駆動装置に有用である。

１ 三相交流電源（電源）
２ 整流器
３ 三相モータ
４ インバータブリッジ回路
５ モータ制御回路（制御回路）
６ 平滑コンデンサ
７ｕ−７ｗ ハーフブリッジ回路
Ｔ１−Ｔ６ スイッチング素子
Ｄ１−Ｄ６ 還流ダイオード

Claims (3)

1. Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチング素子のそれぞれを有する上アーム及び下アームで構成され、当該スイッチング素子のオンオフ動作によって電源側から供給された直流を交流に変換して、三相モータに出力するインバータブリッジ回路と、
   前記三相モータに流れるＵ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流がそれぞれ１２０°シフトした正弦波状の電流波形となるように、前記スイッチング素子のオン区間またはオフ区間をＰＷＭ制御する制御回路とを備え、
   前記制御回路は、前記上アーム及び下アームの各相に対してオン区間とオフ区間とを設定する三相制御方式と、前記上アーム及び下アームのいずれか一方において、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちの１相に対して常時オン区間を設定し、前記上アーム及び下アームのいずれか他方において、前記１相に対して常時オフ区間を設定する二相制御方式とを６０°毎に切り替えて制御しており、
   前記三相制御方式と前記二相制御方式との切り替えタイミングでは、前記オン区間と前記常時オン区間とが連続すると共に、前記オフ区間と前記常時オフ区間とが連続するように制御されることを特徴とするモータ駆動装置。
2. 前記制御回路は、前記三相制御方式及び／又は前記二相制御方式において、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうち最もオン区間が短い区間をオフ区間に設定することを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記制御回路は、前記三相制御方式において、前記各相の電流波形の電流値が０になる直前の１パルス又は複数パルスのオン区間をオフ区間に設定することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のモータ駆動装置。

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