JP5341842B2 - 電源回路及び電力変換装置 - Google Patents
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Description
本発明による第1の実施形態を図2を使って説明する。ゲートドライブ回路用の電源回路を図2に示す。この電源回路はフライバック型回路である。電源回路は出力を絶縁するためにトランス103を有する。トランス103は、1次側コイル222が1つと2次側コイル220,221が7つある。2次側コイルの1つは電源電圧のフィードバック用のダミーコイル220であり、残りの6つがゲートドライブ回路221に電源を提供している。トランスの1次側に電源制御IC101,トランス駆動用MOSFET102がある。1次側コイルはインバータ外部のバッテリ109にモータコントロール基板を介して接続している。電源制御IC101はPWM信号をMOSFET102のゲートに出力し、トランス103の1次側電流をスイッチングする。その際、PWMのデューティ比によってトランス103の1次側電流を変え、バッテリ109から2次側に伝送する電力を変化させることができる。バッテリ109の基準電位は車両のボディであり、モータに電力を供給する前記高電圧直流電源306の基準電位とは異なっている。2次側のコイルには整流ダイオード104,コンデンサ105があり、コンデンサの端子が出力となる。出力には負荷としてそれぞれのゲートに対応したゲートドライブ回路106UP,UN,VP,VN,WP,WN(以下ゲートドライブ回路106と示す。)が接続されている。これが3相上下アーム計6回路ある。ここで、図3で示した電源回路190はバッテリ109を電源とし、基準電位は車両ボディとなるため、2次側の出力回路の基準電位とは絶縁しなければならず、その出力回路電圧を直接フィードバックすることができない。そのため、バッテリ109と基準電位を等しくする第7の2次側出力回路がフィードバック用出力回路107として別途用意される。フィードバック用出力回路107も他の2次側出力回路と同様の整流ダイオードおよびコンデンサを有している。またフィードバック用出力回路の2次側コイルも他の2次側コイルと同じ巻数となっており、トランスのコイル間の結合が十分密の場合はフィードバック出力回路107にも他の2次側回路と同じ出力電圧が現れる。フィードバック出力回路107にはその出力電圧を所定の電圧に分圧する分圧回路108がある。ここで分圧回路は電源制御IC101に出力電圧信号をフィードバックする。そして電源制御IC101は電源回路のフィードバック出力回路の出力電圧を検知し、それが所定の電圧(15V)になるようにトランス駆動用MOSFET102をスイッチングするPWM出力信号のデューティ比を調整する。フィードバック出力回路107にはダミー負荷回路201が備わっている。ダミー負荷回路201は外部入力信号端子203を有し、フィードバック出力回路の出力202とグランドとの間に接続されている。外部入力端子203はU相下アームゲート信号配線308に接続されている。ここで外部入力端子203は例としてU相下アームゲート信号配線308に接続されているが、これ以外のゲート信号配線に接続されてもよい。
ハイブリッド自動車のモータ駆動用インバータ(電力変換装置)は直流電源から供給された直流電力を回転電機などの交流電気負荷に供給するための交流電力に変換する機能、あるいは回転電機により発電された交流電力を直流電源に供給するための直流電力に変換する機能を備えている。前記変換機能を果すため、インバータはMOSFETやIGBTといったスイッチング素子を有しており、前記スイッチング素子がオン・オフを繰り返すことにより直流電力から交流電力へあるいは交流電力から直流電力への前記電力変換を行う。
図5に1回路分のゲートドライブ回路106の例のブロック図を示す。ゲートドライバ回路501は主にフォトカプラ507,ゲートドライブIC509,バッファ510,ゲートドライブIC509及びバッファ510と並列に接続された電源バイパスコンデンサ560、およびIGBT130,150のゲートエミッタ間と並列に接続されたコンデンサ550から構成される。
バッファ回路510は、抵抗450,IGBT460,IGBT470及び抵抗480が図1のように直列に接続された構成になっている。なお、IGBT460及びIGBT470のゲートには、ゲート抵抗440が電気的に接続されている。
ダミー負荷回路201を、図4を使って説明する。本回路は外部入力信号バッファ411,ドライバ412,負荷容量409,負荷抵抗410から構成され、電源およびグランドはそれぞれフィードバック出力回路の出力202およびグランドに接続されている。なお、バイパスコンデンサ413はゲートドライブ回路106の電源バイパスコンデンサ560に対応するもので、ゲートドライブ回路106に存在する電源バイパスコンデンサ560と同じ容量のものを設けるのが望ましい。
(電源回路)
第2の実施形態を図8を使って説明する。この電源回路190は実施形態1で説明した電源回路の構成とほぼ同様である。第1の実施形態では、ダミー回路にも電力が供給されているため、ダミー回路内でも電力消費される。しかしダミー回路は、ゲートドライブ回路106の出力電圧の低下を防ぐことができる程度にフィードバック出力電圧を出力できれば良いので、ダミー回路での電力消費を抑えることが望ましい。そこで本実施形態では、実施形態1と異なってトランス803のフィードバック用コイル804の巻数が他の2次側コイルの巻数の1/3と少なくし、分圧回路805の分圧比を元の3倍にしている。つまり出力電圧が15Vから5Vと1/3になっている。上記構成によって、ダミー回路801に出力される電圧が小さくなるため、ダミー回路内での電力消費量が抑えられる。ダミー負荷回路801は外部入力信号端子203を有し、フィードバック出力回路の出力802とグランドとの間に接続されている。外部入力端子808はU相下アームゲート信号配線308に接続されている。ここで外部入力端子808は例としてU相下アームゲート信号配線308に接続されているが、これ以外のゲート信号配線に接続されてもよい。
第2の実施形態におけるダミー負荷回路801を図9を使って説明する。本回路はバッファIC901,負荷容量902,負荷抵抗903から構成され、電源およびグランドはそれぞれフィードバック出力回路の出力802およびグランドに接続されている。なお、バイパスコンデンサ904はゲートドライブ回路106と並列に接続された電源バイパスコンデンサ560を模擬するもので、ゲートドライブ回路106に存在する電源バイパスコンデンサ560と同じ容量のものを設けるのが望ましい。
(電源回路)
本発明による第3の実施形態を図10を使って説明する。この電源回路は実施形態1で説明した電源回路とほぼ同様である。第1及び第2の実施形態では、一つの上又は一つの下アームに出力されるゲート信号がダミー回路に出力されている。しかし、インバータ301の制御方式が2相変調方式に変化した場合、動いていない1相の信号を用いていると、フィードバックができなくなる恐れがある。そこで本実施形態3では、フィードバック出力回路1003の出力ノード1002とグランドの間に、モータコントロール基板302に接続された3つの信号端子1004,1005,1006を有することにより、直接ダミー回路1002にゲート信号情報、例えばキャリア周波数情報に基づいた信号を出力することが可能となり、制御の信頼性が向上する。
本発明の第3の実施形態におけるダミー負荷回路を図11を使って説明する。ダミー負荷回路1001はスイッチ付き直流負荷回路1101,1102,1103および負荷抵抗1106から構成されている。なお、バイパスコンデンサ1107はゲートドライブ回路106の電源バイパスコンデンサ560に対応するもので、ゲートドライブ回路106に存在する電源バイパスコンデンサ560と同じ容量のものを設けるのが望ましい。
図12は本発明の第4の実施形態であり、基本的な構成は第3の実施形態と同様である。モータコントロール回路302はフィードバック回路1203のダミー負荷回路に対し、3相のPWM信号を送信する。例えばUNゲート駆動PWM信号1204,VNゲート駆動PWM信号1205,WNゲート駆動PWM信号1206を送信する。
102 トランス駆動MOSFET
103 トランス
104 整流ダイオード
105 コンデンサ
106 ゲートドライブ回路
107 フィードバック出力回路
108 分圧回路
109 バッテリ
201 ダミー回路
203 外部入力信号端子
220,221 2次側コイル
222 1次側コイル
308 ゲート信号配線
Claims (5)
- 直流電力を交流電力に変換し、かつ上アームおよび下アームを構成する複数のスイッチング素子からなるインバータ回路と、
前記複数のスイッチング素子を制御する制御回路と、
前記制御回路からの信号に基づき、前記複数のスイッチング素子を駆動する駆動回路と、
前記駆動回路に電力を供給する電源回路と、を有し、
前記インバータ回路は、前記上アームと前記下アームとを直列に接続した直列回路であるU相,V相およびW相回路を有し、
前記駆動回路は前記U相,V相およびW相回路を構成する前記上アームおよび前記下アームのそれぞれに対応した複数のゲートドライブ回路から構成され、
前記制御回路は、前記電源回路から前記駆動回路に出力する電源電圧を制御し、
前記駆動回路は、キャリア周波数、および前記電源電圧に基づいて前記複数のスイッチング素子を駆動し、
前記電源回路は、バッテリから電圧が供給される1次側コイルと、当該1次側コイルを介して電圧を供給する複数個の2次側コイルを備えたトランスと、フィードバック回路を有し、
前記複数個の2次側コイルのうち、第一の2次側コイルは、前記駆動回路に電圧を出力し、
前記複数個の2次側コイルのうち、第二の2次側コイルは、前記フィードバック回路に電圧を出力し、
前記フィードバック回路は、前記キャリア周波数の変化に基づいて前記1次側コイルに出力する電圧を制御するダミー回路を有し、
前記ダミー回路は、第一のスイッチ手段と、第二のスイッチ手段と、コンデンサと、抵抗を有し、
前記第一のスイッチ手段と第二のスイッチ手段は、直列に接続された直列回路を構成し、かつ当該第一のスイッチ手段は当該第二のスイッチ手段よりも高電位側に配置され、
前記コンデンサは、前記第二のスイッチ手段と並列に接続され、
前記抵抗は、前記直列回路と並列に接続されることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1に記載の電力変換装置であって、
前記コンデンサの静電容量は、前記インバータ回路を構成する1つのスイッチング素子のゲート−エミッタ間に並列に接続されたコンデンサの静電容量と略同一であることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1または2のいずれかに記載の電力変換装置であって、
前記抵抗の抵抗値は、前記ゲートドライブ回路が有するゲートICの正極接続点、およびゲートICの負極接続点の間の抵抗値であることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1に記載の電力変換装置であって、
前記第二の2次側コイルの巻き線数は、前記1次側コイルの巻き線数よりも少ないことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1に記載の電力変換装置であって、
前記1次側コイルと第二の2次側コイルの巻き線数の比は、前記バッテリの電圧と前記スイッチング素子を駆動する電圧の比と同一比であることを特徴とする電力変換装置。
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