JP5278723B2

JP5278723B2 - モータの制御装置及びモータの制御方法

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Publication number: JP5278723B2
Application number: JP2007166588A
Authority: JP
Inventors: 智弘倉岡; 紀子松尾; 浩之稲垣
Original assignee: Aisin Seiki Co Ltd; Aisin Corp
Current assignee: Aisin Corp
Priority date: 2007-06-25
Filing date: 2007-06-25
Publication date: 2013-09-04
Anticipated expiration: 2027-06-25
Also published as: JP2009005557A

Description

本発明は、交流モータを駆動するモータ駆動装置に関する。

インバータを用いて直流電圧を交流電圧に変換して、３相交流モータを駆動するモータ駆動装置が知られている。このようなモータ駆動装置では、一般的に正弦波パルス幅変調（ＰＷＭ:pulse wise modulation）によってモータ電流が制御される。また、一般的な永久磁石型の３相交流モータでは、モータに与える電流値が同じでも得られるトルクは電流位相によって変化する。従って、最大トルクが得られるように電流位相を変化させる最大トルク制御も実施される。

また、このようなモータでは、回転数があるしきい値を超えるとトルクが急激に下がり始めるという現象がみられる。モータは、内部にコイル成分を持つため、回転数が高くなるほど誘起電圧が高くなる。ある回転数を境に誘起電圧がモータへの印加電圧を越えると、モータ制御ができなくなるので、誘起電圧を下げる必要がある。そこで、「電流波形の位相を進めるほど誘起電圧を小さくできる。」というこのモータの特性を利用して、最大トルク制御による電流位相よりも位相を進めて誘起電圧を下げる。この制御は、弱め界磁制御と称される。但し、この制御を行うと、電流位相を進めた分だけ得られるトルクが低下する。つまり、モータの中回転域及び高回転域におけるトルクが不足する。

そこで、モータの中高回転域で大きな出力を得るために、矩形波制御や過変調ＰＷＭ制御と称される制御が実施される場合がある。
インバータの電源として直流電源を用いる場合、インバータからの出力電圧波形は、基本的にはインバータの電源電圧のプラス側をハイレベル、マイナス側をローレベルとするパルスの集合となる。通常、各パルスのデューティー比は、そのパルスの集合における基本波成分が一定期間で正弦波となるように制御される。この制御方法は正弦波ＰＷＭ制御と称される。しかし、正弦波ＰＷＭ制御では、基本波成分の実効値をインバータの電源電圧の０．６１倍までしか高めることができない。この倍率のことを変調率といい、これは基本波成分の振幅を大きくすることに対する限界を意味する。

ここで、基本波成分の振幅を上記限界を超えてさらに大きくするために、基本波成分を歪ませる。具体的には、個々のパルスのデューティー比を基本波成分の山側で正弦波ＰＷＭ制御よりも大きくし、谷側で小さくする。最も歪んだ状態は、山側で１００％、谷側で０％の状態の１パルス分の矩形波ということになり、これを矩形波制御方式と称する。矩形波制御の場合、変調率は正弦波ＰＷＭ制御の最大値０．６１よりも高い０．７８となり、基本波成分の実効値は高くなる。一般に、矩形波制御は弱め界磁制御が必要となる高回転域が好適適用領域とされる。このような制御により、弱め界磁制御のために進めなければならない電流位相の量を減らしてその分だけ大きなトルクを得ることができる。

正弦波ＰＷＭ制御と矩形波制御方式とは、モータの回転数に応じて好適な適用領域が異なるため、モータの回転中に制御方式が切り替えられることになる。しかし、同一の位相を持つ正弦波と矩形波とでは、矩形波の方が大きなトルクを生じるため、単純に制御方式を切り替えると、切り替え時に大きなトルク変動を生じる。そこで、例えば下記に出典を示す特許文献１には、正弦波ＰＷＭ制御と矩形波制御との切り替え時におけるトルク変動を抑制することが可能なモータ制御装置の発明が記載されている。このモータ制御装置は、従来は切り替え途中に矩形波の位相調整が行われたのと異なり、切り替え途中に正弦波の位相及び振幅が同時且つ連続的に変更されるように制御する。具体的には、切り替え前後の電圧波形の中間の位相と振幅とを持つ変形正弦波信号に基づいてＰＷＭ制御を行う。これを、過変調ＰＷＭ制御と称する。過変調ＰＷＭ制御は、正弦波ＰＷＭ制御と矩形波制御との中間的な電圧波形が用いられ、変調率は０．６１〜０．７８となる。一般に、過変調ＰＷＭ制御は中回転域以上が好適な適用領域とされる。

また、このようなモータでは、電流指令と実際にモータに流れる電流が検出されたフィードバック値とが等しくなるように電流のフィードバック制御が実施される。但し、実際にモータに流れる電流には、直流分のオフセットが含まれる場合がある。このオフセット分は、モータの停止中にも検出される直流ノイズ成分であるが、温度変化等により変化する場合がある。また、電流検出系の回路には非線形性があるため、モータの停止時に測定しておいても、モータの動作中のオフセット量と一致しない場合がある。そこで、下記に出典を示す特許文献２では、３相各相の電流検出系の回路のオフセットを推定し、検出された電流値からオフセット分を差し引いて電流フィードバックを実施している。オフセットの推定は、一定速度制御を行うトルク指令と電気角に対応した値との乗算値を電気角で一周期分積分した積分値に基づいて行われる。

特開平１１−２８５２８８号公報（第３〜２８段落等参照）特開平８−９６７１号公報（第２〜８段落等参照）

電流検出系の直流分のオフセットがフィードバック制御に与える影響は、正弦波ＰＷＭ制御と矩形波制御とで異なる。従って、正弦波ＰＷＭ制御から矩形波制御に制御方式が切り替わる際に電流応答が不連続となり、モータ電流が乱れてしまう。

本願発明は、このような課題に鑑みて創案されたもので、ＰＷＭ制御と矩形波制御とが切り替え可能なモータの制御装置において、その制御方式の切り替え時に発生する電流応答の乱れを抑制することを目的とする。

上記目的を達成するための本発明に係るモータの制御装置の特徴構成は、
インバータ駆動信号に基づいて、直流電圧をモータを駆動するための交流電圧に変換するインバータと、
前記モータに流れるモータ電流を検出する電流検出部と、
前記モータ電流を用いて演算されるオフセット電流が重畳された電圧指令信号に基づいて、前記モータへの印加電圧を正弦波パルス幅変調によって制御し、前記インバータを駆動する第１駆動信号を出力する第１制御部と、
前記モータ電流を用いて演算されるオフセット電流が重畳された電圧指令信号に基づいて、前記モータへの印加電圧を矩形波の位相調整によって制御し、前記インバータを駆動する第２駆動信号を出力する第２制御部と、
前記モータの運転状態に応じて前記インバータを駆動する前記インバータ駆動信号を前記第１及び第２駆動信号から選択する選択部と、
前記モータに与えられる交流電圧の電気角一周期分の実効値を、前記モータの中性点の電圧を基準として正側及び負側に分けて演算する実効値演算部と、
前記インバータ駆動信号が前記選択部により前記第１駆動信号から前記第２駆動信号に切り替えられる場合に、直前の周期における前記第１駆動信号の前記正側の実効値と前記負側の実効値との差分を前記インバータへの前記インバータ駆動信号の波高値で除して得られるパルス調整幅を、前記正側及び前記負側の前記矩形波のパルスの内、実効値の多い方のパルスに加え、実効値の少ない方のパルスから減じることにより、前記第２制御部で生成される前記矩形波のパルス幅を調整する調整部と、
を備える点にある。

この構成によれば、モータに与えられる交流電圧の電気角一周期分の実効値に基づいて、矩形波のパルス幅が調整される。従って、矩形波制御方式に切り替えられる前のパルス幅変調制御方式によるインバータ出力と、切り替え後のインバータ出力との実効値の、それぞれ正側同士、負側同士を概ね等しくすることができる。その結果、その制御方式の切り替え時における正負の実効値の不整合を抑制することができ、当該切り替え時に発生する電流応答の乱れを抑制することができる。

また、矩形波制御方式によるインバータ出力の実効値は一定値であり、インバータ駆動信号の振幅（又は波高値）とパルス調整幅とに基づいて容易に求めることができる。従って、モータの中性点の電圧を基準として正側及び負側に分けて演算された実効値の差分と波高値とによって、パルス幅の調整幅となるパルス調整幅を求めることができる。簡単な演算により、パルス幅を調整するパルス調整幅を求めることができるので、簡単な構成により制御方式の切り替え時における電流応答の乱れを抑制することができる。

また、本発明に係るモータの制御装置は、前記電流検出部が、
所定のサンプリング時間ごとに前記モータに備えられた回転検出部から電気角の値を取得し、
取得した電気角の値が前回のサンプリング時の電気角よりも小さい値となった場合に、電気角の一周期を判定し、
当該判定した一周期の電気角に亘り検出されるモータ電流値を積算して、前記モータ電流と、当該モータ電流の前記直流オフセット電流とを検出する、
ことを特徴とする。

この構成によれば、所定のサンプリング時間ごとに回転検出部から電気角を取得し、取得した電気角と前回のサンプリング時の電気角とが比較される。今回取得した電気角の方が前回取得した電気角よりも大きい場合には、電気角が増加しているので、一周期に達していないと判定することができる。今回取得した電気角の方が前回取得した電気角よりも小さい場合には、電気角が２π（＝３６０°）を超えたことになる。従って、電気角が一周期に達したことを判定することができる。そして、この一周期の電気角に対応して、電気角一周期分のモータ電流及びオフセット電流が検出される。この構成によれば、各サンプリングタイミングにおいて取得される電気角の差分に基づいて確実に電気角の一周期を知ることができる。つまり、サンプリング間隔において変化する電気角の量を誤差範囲として、充分な精度を有して電気角の一周期が判定できる。従って、モータ電流及びオフセット電流も精度よく検出することができる。その結果、インバータ駆動信号の制御や実効値の演算も円滑に行うことができる。

また、本発明に係るモータの制御方法の特徴構成は、
インバータ駆動信号をインバータに与えて、直流電圧をモータを駆動するための交流電圧に変換する電圧変換工程と、
前記モータに流れるモータ電流を検出する電流検出工程と、
前記モータ電流を用いて演算されるオフセット電流が重畳した電圧指令信号に基づいて、前記モータへの印加電圧を正弦波パルス幅変調によって制御し、前記インバータを駆動する第１駆動信号を出力する第１制御工程と、
前記モータ電流を用いて演算されるオフセット電流が重畳した電圧指令信号に基づいて、前記モータへの印加電圧を矩形波の位相調整によって制御し、前記インバータを駆動する第２駆動信号を出力する第２制御工程と、
前記モータの運転状態に応じて前記インバータを駆動する前記インバータ駆動信号を前記第１及び第２駆動信号から選択する選択工程と、
前記モータに与えられる交流電圧の電気角一周期分の実効値を、前記モータの中性点の電圧を基準として正側及び負側に分けて演算する実効値演算工程と、
前記インバータ駆動信号を生成する工程が、前記第１制御工程から前記第２制御工程へ変更される際に、直前の周期における前記第１駆動信号の前記正側の実効値と前記負側の実効値との差分を前記インバータへの前記インバータ駆動信号の波高値で除して得られるパルス調整幅を、前記正側及び前記負側の前記矩形波のパルスの内、実効値の多い方のパルスに加え、実効値の少ない方のパルスから減じることにより、前記第２制御工程で生成される前記矩形波のパルス幅を調整する調整工程と、
を備える点にある。

このモータの制御方法によれば、上述したモータの制御装置の作用効果及びその付加的な特徴における作用効果と同様の作用効果が得られる。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、本発明に係るモータ制御装置の構成例を模式的に示すブロック図である。モータ１は、３相交流モータである。モータ１は、例えば永久磁石型のロータと、このロータに回転力を与えるための磁界を発生させる複数相のステータコイルを有するステータとを備える。ステータは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相のステータコイル１ｕ、１ｖ、１ｗを備える。ステータコイル１ｕ、１ｖ、１ｗの一端は、電気的な中性点Ｃで共通に接続され、Ｙ（スター）結線されている。他端は、後述するインバータ２に接続される。

インバータ２は、インバータ駆動信号に基づいて、直流電圧をモータ１を駆動するための交流電圧に変換する。インバータ２は、電源ＶＤＣとグラウンドとの間、即ち、直流電源のプラス側とマイナス側との間に２つのスイッチング素子を直列に接続し、これを３回線並列したブリッジ回路として構成されている。このスイッチング素子には、例えばパワーＭＯＳＦＥＴ（以下、適宜単にＦＥＴと略称する。）を用いることができる。電源側にはハイサイドスイッチとしてｐチャネル型ＦＥＴが、グラウンド側にはロウサイドスイッチとしてｎチャネル型ＦＥＴが用いられる。各ＦＥＴには、フライホイール（Fly Wheel）ダイオード（フリーホイール（Free Wheel）ダイオードとも称す。）が内蔵、又は並列に接続されている。もちろん、パワートランジスタなど、他の素子を用いて構成してもよいし、昇圧回路などを備えて全てｎチャネル型を用いて構成してもよい。上述したステータコイル１ｕ、１ｖ、１ｗの他端は、直列接続されるｐチャネル型ＦＥＴと、ｎチャネル型ＦＥＴの接続点に接続される。

インバータ２からステータコイル１ｕ、１ｖ、１ｗの他端へ接続されるラインの内の２本には、電流センサ３ｖと３ｗとが備えられている。電流センサ３ｖ及び３ｗは、モータ１に流れる電流を検出し、検出した電流を演算部１０に出力する。尚、３相のステータコイル１ｕ、１ｖ、１ｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように、電流センサ３ｖと３ｗとの２相分の電流を検出すれば充分である。モータ１を流れる電流には、高周波ノイズが重畳されているため、演算部１０では、ローパスフィルタ３１〜３３を通した後の電流値を用いて演算を行う。このようにして、モータ１に流れるモータ電流と、当該モータ電流の直流オフセット電流とが検出される。従って、電流センサ３ｖ、３ｗ、ローパスフィルタ３１〜３３、及び演算部１０は、本発明の電流検出部３に相当する。

また、モータ１には、回転角センサ（レゾルバ）１１（回転検出部）が備えられており、モータ１のロータの回転角（機械角）を検出する。レゾルバ１１は、モータ１のロータの極数に応じて設定されており、回転角を電気角θに変換し、電気角θに応じた信号を演算部１０へ出力する。演算部１０は、レゾルバ１１の出力に基づいて、モータ１の回転数やロータの回転位置、電気角θを取得する。演算部１０は、電流検出部３やレゾルバ１１から入力される情報を用いて、公知のベクトル制御やトルク制御の演算を行う。演算部１０の制御指令出力部９は、モータ１を駆動する電圧指令の元となる制御指令を生成する。演算部１０は、さらにＰ動作で比例ゲイン、Ｉ動作で位相補償を行うＰＩ制御（比例積分制御）を行って、ＰＷＭ信号出力部４１や、矩形波信号出力部５１に電圧指令を出力する。本例では、ＰＷＭ信号出力部４１にＰＷＭ制御用の第１電圧指令信号が出力され、矩形波信号出力部５１に矩形波制御用の第２電圧指令信号が出力される。

本実施形態のモータの制御装置では、インバータ２に与えられるインバータ駆動信号が、選択部６によって切り替え可能に構成されている。選択部６は、モータ１の運転状態に応じ、演算部１０からの指示に基づいて、インバータ駆動信号を後述する第１駆動信号と第２駆動信号とから選択する。第１駆動信号は、上記第１電圧指令信号に基づいて正弦波パルス幅変調された信号であり、ＰＷＭ信号出力部４１から出力される。第２駆動信号は、上記第２電圧指令信号に基づいて生成された矩形波の信号であり、矩形波信号出力部５１から出力される。尚、運転状態とは、例えばモータ１の回転数であり、回転数が高くなると、上述したようにトルクを高めるために、正弦波ＰＷＭ制御から矩形波制御へと切り替えられる。

ＰＷＭ出力部４１及び演算部１０は、モータ電流を用いて演算された電圧指令（第１電圧指令信号）に基づいて、モータ１への印加電圧を正弦波パルス幅変調によって制御する。従って、ＰＷＭ出力部４１及び演算部１０は、本発明の第１制御部４に相当する。また、矩形波信号出力部５１及び演算部１０は、モータ電流を用いて演算された電圧指令（第２電圧指令信号）に基づいて、モータ１への印加電圧を矩形波の位相調整によって制御する。従って、矩形波信号出力部５１及び演算部１０は、本発明の第２制御部５に相当する。

矩形波信号出力部５１には、実効値演算部５２と、調整部５３とが設けられている。実効値演算部５２は、モータ１に与えられる交流電圧の一周期の実効値を、モータ１の中性点の電圧を基準として正側及び負側に分けて演算する。調整部５３は、正側の実効値と負側の実効値との差分に基づいて、第２制御部５で生成される矩形波のデューティーを調整する。具体的には、デューティー５０％の矩形波の変化点の位相を調整することによってパルス幅を変更する。本実施形態では、便宜的に矩形波信号出力部５１に実効値演算部５２と調整部５３とを設ける構成を例示したが、勿論、演算部１０に設けるなど、他の構成であってもよい。尚、上記構成例においては、図１における矩形波信号出力部５１にも、第１電圧指令信号が入力されるように図示することが好ましいが、図面を簡素化するために省略している。

図２は、正弦波ＰＷＭ制御によるインバータ駆動信号（第１駆動信号Ｄ１）と、正弦波ＰＷＭ制御時の基本波成分Ｂ１とを模式的に示す波形図である。公知の通り、ＰＷＭ制御によるインバータ駆動信号は、三角波などの搬送波を用いて変調される。正弦波ＰＷＭ制御において、基本波成分Ｂ１の振幅は変調率によって異なり、最大で０．６８である。従って、図２に示す第１駆動信号Ｄ１や基本波成分Ｂ１の波形は一例である。第１駆動信号Ｄ１は、基本波成分Ｂ１の波形の振幅中心が、図２に示すようにモータ１の中性点Ｎ（＝電源電圧ＶＤＣの１／２）であることが理想的である。しかし、上述したようにモータ電流を検出する電流検出部３には、直流オフセット電流が含まれる。これにより、第１電圧指令信号にも直流分のオフセットが含まれ、第１電圧指令信号に基づいて変調されるインバータ駆動信号にも直流分のオフセットが重畳される場合がある。

図３は、直流分のオフセットを有する基本波成分Ｂ１を模式的に示す波形図である。直流分のオフセットａを有する場合、図に示すように、基本波成分Ｂ１の振幅中心は中性点Ｎからずれることになる。その結果、中性点Ｎ（＝ＶＤＣ／２）を境として正側の電圧実効値Ｓ１と、負側の電圧実効値Ｓ２との間に差が生じることになる。例えば、図３に示すように、正側の電圧実効値Ｓ１が負側の電圧実効値Ｓ２よりも大きくなる。また、電源電圧には上限（例えばＶＤＣ）や下限があるため、概念的には上限や下限を超える分はクリップされることになる。

一方、矩形波制御によるインバータ駆動信号は、搬送波を用いて変調されず、変調率は固定（＝０．７８）である。従って、電圧指令（第２電圧指令信号）は、正弦波ＰＷＭ制御のように直流のオフセットａによる影響を受けない。図４は、矩形波制御によるインバータ駆動信号（第２駆動信号Ｄ２）とその基本波成分Ｂ２とを模式的に示す波形図である。矩形波制御による変調率は正弦波ＰＷＭ制御の変調率よりも大きいため、第２駆動信号Ｄ２の基本波成分Ｂ２は、第１駆動信号Ｄ１の基本波成分Ｂ１よりも大きい振幅を有する。また、矩形波のデューティーは５０％であり、周期Ｔの半分のＴ／２において信号が変化する。従って、図４に示すように、正側の実効値Ｕ１と負側の実効値Ｕ２とは原理的に等しくなる。

ここで、直流分のオフセットａがある状態で、選択部６により、インバータ駆動信号が、正弦波ＰＷＭ制御による第１駆動信号Ｄ１から、矩形波制御による第２駆動信号Ｄ２に切り替えられた場合を考える。第１駆動信号Ｄ１でインバータ２が駆動されていた際には、正側の実効値Ｓ１と負側の実効値Ｓ２とに差が生じていた。しかし、第２駆動信号Ｄ２によりインバータ２が駆動されると、実効値に差がない状態の駆動信号がインバータに与えられることになる。このため、切り替え時に不整合が生じ、モータ１を流れる電流が乱れて、モータ１の回転に影響を与える。

そこで、矩形波信号出力部５１において、第２駆動信号Ｄ２のデューティーを補正し、モータ１を流れる電流の乱れを抑制する。始めに、実効値演算部５２において、第１駆動信号Ｄ１の正側の実効値Ｓ１及び負側の実効値Ｓ２を演算する。この演算は、直流成分のオフセットａが重畳された第１電圧指令信号に基づいて演算することができる。あるいは、第１電圧指令信号から導かれる基本波成分Ｂ１に基づいて演算してもよい。また、変調後の第１駆動信号Ｄ１に基づいて演算してもよい。つまり、図３に示したような基本波成分Ｂ１に基づいて演算する場合、基本波成分の振幅をＡとして、下記の式(1)を積分することによって演算することができる。積分の際には、適宜クリップされる分の実効値を減算すればよい。

Ｂ１＝Ａ・ｓｉｎθ ＋ａ・・・(1)

次に、調整部５３において、実効値Ｓ１とＳ２との差分ΔＳを求め、第２駆動信号Ｄ２の実効値Ｕ１とＵ２とが同様の差分ΔＳを有するように、矩形波のパルス幅を調整する。具体的な例を図５に基づいて説明する。図５は、矩形波制御によるインバータ駆動信号のパルス幅を調整する例を模式的に示す波形図である。デューティーが５０％の場合の矩形波のパルス幅をそれぞれπとする。調整後の正側のパルス幅をＰＰ、負側のパルス幅をＮＰとすると、それぞれのパルス幅は下記に示す式(2),(3)となる。また、このときの正側の実効値ｕ１及び負側の実効値ｕ２は、下記に示す式(4),(5)となる。

ＰＰ＝ π ＋２・Δφ ・・・(2)
ＮＰ＝ π − ２・Δφ ・・・(3)
ｕ１＝Ｕ１＋２・Δｕ・・・(4)
ｕ２＝Ｕ２ − ２・Δｕ・・・(5)

ここで、Ｕ１＝Ｕ２であるから、式(5)は以下の式(6)のように変形でき、実効値ｕ１とｕ２との差分は式(4)、式(6)より下記の式(7)のように示すことができる。

ｕ２＝Ｕ１ − ２・Δｕ・・・(6)
ｕ１−ｕ２＝（Ｕ１＋２・Δｕ）−（Ｕ１−２・Δｕ）＝４・Δｕ・・・(7)

矩形波の振幅はＶＤＣ／２であり、実効値ｕ１とｕ２との差分は、実効値Ｓ１とＳ２との差分であるから、パルス調整幅Δφは下記の式(8),(9)で求めることができる。

Δｕ＝（Ｓ１−Ｓ２）／４・・・(8)
Δφ ＝ Δｕ／（ＶＤＣ／２）＝（Ｓ１−Ｓ２）／（２・ＶＤＣ）・・・(9)

図５に示した例では、パルス幅の前後においてパルス調整幅Δφに基づいた調整を実施している。従って、電気角一周期に対するパルス調整幅は２・Δφである。調整部５３は、このパルス調整幅２・Δφを、正側（ｕ１）及び負側（ｕ２）の矩形波のパルスの内、実効値の多い方のパルスに加え、実効値の少ない方のパルスから減じることでパルス幅を調整する。式(9)より、パルス調整幅２・Δφは、実効値の差分（Ｓ１−Ｓ２）をインバ
ータ駆動信号の波高値（peak-to-peak）（＝ＶＤＣ）で除して得られるパルス調整幅である。

具体的な例を図６を利用して説明する。図中の正弦波波形は、正弦波ＰＷＭ制御における基本波成分Ｂ１を示している。この基本波成分Ｂ１は、オフセットａを有している。図中の矩形波は、矩形波制御におけるインバータ駆動信号Ｄ２を示している。本例において、周期Ｔ_n-1の区間では正弦波ＰＷＭ制御が実施されており、周期Ｔ_nの区間の途中で正弦波ＰＷＭ制御から矩形波制御へと制御が切り替えられる。この切り替えのタイミングが上述したように決定される。周期Ｔ_n-1、周期Ｔ_n、周期Ｔ_n+1は、目標周期でありその長さは異なる場合がある。但し、各周期の電気角は全て２πである。図中の位相θは各周期の始期をゼロとする値である。

切り替えのタイミングの判断は、全周期において実施される。従って、例えば周期Ｔ_nの区間で切り替えられる場合には、その前の周期Ｔ_n-1の区間において演算されたパルス調整幅の演算タイミングに基づいて、矩形波の演算タイミングが決定される。切り替えの指示は、任意の区間において与えられるが、常に直前の実効値に基づいて矩形波のタイミングが演算されるので、良好な追従性を有して安定した制御が可能である。

以下、周期Ｔ_nの区間において矩形波制御に切り替えられる場合を例として説明する。まず、周期Ｔ_n-1の区間において、正弦波ＰＷＭ制御による正側の実効値Ｓ１_n-1と、負側の実効値Ｓ２_n-1が演算される。そして、上述した式(9)に準拠する下記式(10)に基づいて位相調整幅Δθが演算される。尚、本例においては矩形波のパルスの片側に位相調整幅Δθを設けている点で、パルスの両側にパルス幅調整幅Δφを設けた図５及び式(9)に示した例と異なっている。従って、下記式(10)においては除数「２」が含まれていない。このように、本発明の適用に当たり、当業者であれば、適宜、調整幅の定義を変更可能であることが容易に理解できる。

Δθ_n-1 ＝（Ｓ１_n-1−Ｓ２_n-1）／ＶＤＣ・・・(10)

デューティー５０％の矩形波制御の場合、周期Ｔ_n-1の中央Ｔ_n-1／２が切り替えのタイミングとなる。従って、仮に周期Ｔ_n-1の区間において矩形波制御に切り替えられるとすれば、その切り替えタイミングθｂ_n-1は、下記式(11)で求められる。

θｂ_n-1 ＝（Ｔ_n-1／２）＋Δθ_n-1 ・・・(11)

実際には、周期Ｔｎ−１の区間において演算された位相調整幅Δθｎ−１は、周期Ｔの区間において矩形波制御に切り替えられる場合に利用される。この場合の切り替えタイミングは、下記式(12)で求められる。

θｂ_n＝｛（Ｔ_n-1／２）＋Δθ_n-1｝・（Ｔ_n／Ｔ_n-1）・・・(12)

つまり、前回の周期Ｔ_n-1の区間において求めた切り替えタイミングに対して、前回の周期Ｔ_n-1と今回の周期Ｔ_nとの比を乗ずることによって、今回の周期Ｔｎの区間における切り替えタイミングを決定する。式(12)を変形すれば、下記式(13)となり、上記式(11)と同様の形となることが容易に理解できる。

θｂ_n＝（Ｔ_n／２）＋Δθ_n ・・・(13)

以下、本発明に係るモータ制御装置によるモータ制御方法について、図７及び図８に示すフローチャートを用いて説明する。
演算部１０は初めに３相ステータコイルの電流を取得する（＃１）。取得された３相ステータコイルのモータ電流にはフィルタリング処理演算が施される（＃２）。そして、電気角一周期分の３相ステータコイルの電流が演算される（＃３）。このようにして、モータ１のステータコアに流れるモータ電流と、当該モータ電流が検出される（電流検出工程）。

モータ電流は、図８に示すような手順で取得される。演算部１０は、所定のサンプリング時間ごとにレゾルバ１１から出力される電気角λ_i を取得する（＃１１）。取得した電気角λ_i と前回のサンプリング時の電気角λ_i-1 とを比較して（＃１２）、電気角λ_iの方が大きい場合には、電気角が増加しているので一周期に達していないと判定する。そこで、取得したモータ電流の電流値を積算する（＃１３）。電気角λ_i と電気角λ_i-1 とを比較して（＃１２）、電気角λ_iの方が小さい場合には、電気角が２π（＝３６０°）を超えたことになる。従って、これまで積算したモータ電流の電流値に基づいて電気角一周期分のモータ電流を演算するが、合わせてオフセット電流を演算することができる（＃１４）。これまで積算された電流値はリセットされる。

再び、図７を参照する。このようにしてモータ電流を取得すると、演算部１０は、ＰＩ制御演算を実施してインバータ２への電圧指令を演算する（＃４）。演算部１０は、レゾルバ１１からの入力に基づいてモータ１の回転数を求め、制御方式を決定する。つまり、モータ１の運転状態に応じて、後述する第１制御工程及び第２制御工程の何れの工程により生成されるインバータ駆動信号を出力するかが選択される（選択工程）。

制御方式が正弦波ＰＷＭ制御の場合には（＃５）、ＰＷＭ信号出力部４１がインバータ駆動信号としての第１駆動信号Ｄ１を出力する（＃６）。処理＃６は、モータ電流及びオフセット電流を用いて演算された第１電圧指令信号に基づいて、モータ１への印加電圧を正弦波パルス幅変調によって制御し、第１駆動信号Ｄ１をインバータ２に出力する第１制御工程に相当する。

制御方式が矩形波制御の場合には（＃５）、特に、正弦波ＰＷＭ制御から矩形波制御に制御方式が変わる際には、上述したように正弦波ＰＷＭ制御の際の実効値が演算される（＃７）。つまり、モータ１に与えられる交流電圧の一周期の実効値が、モータ１の中性点Ｎの電圧を基準として正側及び負側に分けて演算される（実効値演算工程）。実効値は、インバータ２から出力される交流電圧を直接観測することなく、演算部１０からＰＷＭ信号出力部４１や矩形波信号出力部５１に出力される第１電圧指令信号に基づいて演算することができる。

実効値が演算されると、この実効値に基づいて、上述したように矩形波のパルス幅の調整が行われる（＃８）。つまり、インバータ駆動信号が生成される工程が、第１制御工程から第２制御工程へ変更される際に、矩形波のパルス幅が調整される（調整工程）。そして、矩形波信号出力部５１は、インバータ駆動信号としての第２駆動信号Ｄ２を出力する（＃９）。処理＃７〜＃９は、モータ電流及びオフセット電流を用いて演算された第２電圧指令信号に基づいて、モータ１への印加電圧を矩形波の位相調整によって制御し、第２駆動信号Ｄ２を出力する第２制御工程に相当する。

以上、説明したように、正弦波ＰＷＭ制御から矩形波制御に制御方法が切り替わった際に、正弦波ＰＷＭ制御時の電圧実効値に基づいて矩形波制御のパルス幅を調整することによって、制御切り替え時のモータ電流の乱れを抑制することができる。図９に、本発明を適用した場合のモータ電流のシミュレーション結果を示す。ｉｕ、ｉｖ、ｉｗは、それぞれモータ１の３相のステータコイルのモータ電流を示す。Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、３相のステータコイルの駆動電圧を示す。このシミュレーション結果からわかるように、ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替え時にモータ電流に乱れは観測されない。

本発明に係るモータ制御装置の構成例を模式的に示すブロック図正弦波ＰＷＭ制御によるインバータ駆動信号とその基本波成分との一例を模式的に示す波形図直流分のオフセットを有する基本波成分を模式的に示す波形図矩形波制御によるインバータ駆動信号とその基本波成分との一例を模式的に示す波形図矩形波制御によるインバータ駆動信号のパルス幅を調整する例を模式的に示す波形図正弦波ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替え時における矩形波制御によるインバータ駆動信号のパルス幅調整の例を示す波形図本発明に係るモータ制御方法の手順を示すフローチャート本発明に係るモータ制御方法の手順を示すフローチャート本発明を適用した場合のモータ電流のシミュレーション結果を示す波形図

１：モータ
２：インバータ
３、３ｖ、３ｗ：電流検出部
４：第１制御部
４１：ＰＷＭ信号出力部
５：第２制御部
５１：矩形波出力部
５２：実効値演算部
５３：調整部
６：選択部
１１：レゾルバ（回転検出部）

Claims

インバータ駆動信号に基づいて、直流電圧をモータを駆動するための交流電圧に変換するインバータと、
前記モータに流れるモータ電流を検出する電流検出部と、
前記モータ電流を用いて演算されるオフセット電流が重畳された電圧指令信号に基づいて、前記モータへの印加電圧を正弦波パルス幅変調によって制御し、前記インバータを駆動する第１駆動信号を出力する第１制御部と、
前記モータ電流を用いて演算されるオフセット電流が重畳された電圧指令信号に基づいて、前記モータへの印加電圧を矩形波の位相調整によって制御し、前記インバータを駆動する第２駆動信号を出力する第２制御部と、
前記モータの運転状態に応じて前記インバータを駆動する前記インバータ駆動信号を前記第１及び第２駆動信号から選択する選択部と、
前記モータに与えられる交流電圧の電気角一周期分の実効値を、前記モータの中性点の電圧を基準として正側及び負側に分けて演算する実効値演算部と、
前記インバータ駆動信号が前記選択部により前記第１駆動信号から前記第２駆動信号に切り替えられる場合に、直前の周期における前記第１駆動信号の前記正側の実効値と前記負側の実効値との差分を前記インバータへの前記インバータ駆動信号の波高値で除して得られるパルス調整幅を、前記正側及び前記負側の前記矩形波のパルスの内、実効値の多い方のパルスに加え、実効値の少ない方のパルスから減じることにより、前記第２制御部で生成される前記矩形波のパルス幅を調整する調整部と、
を備えるモータの制御装置。
インバータ駆動信号をインバータに与えて、直流電圧をモータを駆動するための交流電圧に変換する電圧変換工程と、
前記モータに流れるモータ電流を検出する電流検出工程と、
前記モータ電流を用いて演算されるオフセット電流が重畳した電圧指令信号に基づいて、前記モータへの印加電圧を正弦波パルス幅変調によって制御し、前記インバータを駆動する第１駆動信号を出力する第１制御工程と、
前記モータ電流を用いて演算されるオフセット電流が重畳した電圧指令信号に基づいて、前記モータへの印加電圧を矩形波の位相調整によって制御し、前記インバータを駆動する第２駆動信号を出力する第２制御工程と、
前記モータの運転状態に応じて前記インバータを駆動する前記インバータ駆動信号を前記第１及び第２駆動信号から選択する選択工程と、
前記モータに与えられる交流電圧の電気角一周期分の実効値を、前記モータの中性点の電圧を基準として正側及び負側に分けて演算する実効値演算工程と、
前記インバータ駆動信号を生成する工程が、前記第１制御工程から前記第２制御工程へ変更される際に、直前の周期における前記第１駆動信号の前記正側の実効値と前記負側の実効値との差分を前記インバータへの前記インバータ駆動信号の波高値で除して得られるパルス調整幅を、前記正側及び前記負側の前記矩形波のパルスの内、実効値の多い方のパルスに加え、実効値の少ない方のパルスから減じることにより、前記第２制御工程で生成される前記矩形波のパルス幅を調整する調整工程と、
を備えるモータの制御方法。