JP5263067B2 - インバータの故障検出装置 - Google Patents

Description

この発明は、インバータの故障検出装置に関し、より特定的には、インバータを構成する電力用半導体スイッチング素子の開放故障の検出に関する。

交流電動機を駆動制御するインバータを構成する電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」とも称する）の故障検出が種々提案されている。たとえば、特開２００５−０９４８７３号公報（特許文献１）には、インバータの各相毎に電流を積算し、モータ回転２周期の間の積算値に応じて開放故障（オフのままになる故障）を検出する構成が記載されている。具体的には、上記積算値が、正（０より大）の場合には上側スイッチング素子の故障、負の場合には下側スイッチング素子の故障、０であれば正常と判定することが記載されている。

また、インバータの開放故障の検出方法の他の例として、特開２００２−１３６１４７号公報（特許文献２）には、インバータに接続されたシャント抵抗に流れる電流を測定して開放故障の診断を行なうことが記載されている。また、特開２００６−３２０１７６号公報（特許文献３）には、インバータの直流端子間に分圧抵抗を設置し、分圧抵抗間の接続点を任意の交流端子と接続して診断点を形成するとともに、この診断点の電位を平滑コンデンサの電圧から作った基準値と比較することによって短絡故障（オンのままになる故障）および開放故障を検出することが記載されている。

特開２００５−０９４８７３号公報 特開２００２−１３６１４７号公報 特開２００６−３２０１７６号公報

交流電動機の制御において、パルス幅変調制御（ＰＷＭ）制御や、矩形波電圧制御等の、複数の制御モードを交流電動機の動作状態に応じて切替えることが行なわれている。このような場合には、制御モード毎に電流挙動が変化するので、上述の様な各相電流の積分値、あるいは、ローパスフィルタによって処理したフィルタ電流値に基づく開放故障の検出については、電流積分値またはフィルタ電流値を制御モード毎に求めることが好ましい。

しかしながら、制御モードが短時間内で頻繁に切替えられる場合には、交流電動機の電気周期、すなわち相電流の１周期が経過しない内に制御モードが切替わる可能性がある。この場合には、１周期の相電流積分値が正常時には０となることに基づいて開放故障を行なう特許文献１の構成では、正確に開放故障の検出をすることができなくなる虞がある。

また、特許文献２および３についても、制御モードが短時間内で頻繁に切替えられる場合に対応して開放故障を検出するための手法については、記載されていない。

この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、複数の制御モードが切替えられて制御される交流電動機を駆動するインバータを構成する電力用半導体スイッチング素子の開放故障を、制御モードが短時間内で頻繁に切替えられる場合にも正確に検出することである。

この発明によるインバータの故障検出装置は、交流電動機を制御するための複数相のインバータの故障検出装置であって、インバータの各相の電流を検出するための電流検出手段と、交流電動機の動作状態に応じて複数の制御モードのうちの１つを選択するモード選択手段と、電流検出手段によって検出された各相電流をローパスフィルタ処理することによって、各制御モードについて別個に各相のフィルタ電流値を算出するためのフィルタ処理手段と、フィルタ処理手段によって算出されたフィルタ電流値が所定の判定値を超えた場合に、インバータの対応する相のスイッチング素子の開放故障を検知するための故障検知手段と、制御モードが切り替わる際に、切替後の制御モードに対応する各相のフィルタ電流値を、その絶対値が所定範囲内で減少するように修正するための修正手段とを備える。

好ましくは、修正手段は、フィルタ電流値の絶対値が、各相電流の最大定格電流についての半周期の積分値に相当する最大オフセット値よりも大きい場合には、絶対値が最大オフセット値だけ減少するようにフィルタ電流値を修正する一方で、フィルタ電流値の絶対値が最大オフセット値以下のときには、フィルタ電流値を零に設定する。

このようにすると、交流電動機の電気１周期が経過する前に制御モードが切替わった場合には、開放故障が発生していなくてもフィルタ電流値（実質的には電流積分値と等価）が零とならずにオフセットが発生することに対処して、制御モード切替毎に電流フィルタ値の初期値をオフセット修正することができる。このため、制御モードが短時間内で頻繁に切替えられた場合にも、フィルタ電流値が継続的に増大することによる開放故障の誤検出を防止できる。特に、制御モードの切替毎にフィルタ電流値をゼロクリアする場合と比較して、開放故障を見逃す可能性が低くなる。

さらに好ましくは、最大オフセット値は、交流電動機の回転速度の上昇に従って小さい値となるように、交流電動機の回転速度に応じて可変に設定される。

このようにすると、ローパスフィルタ処理によってフィルタ電流値を求めていることと対応させて、スイッチング素子の開放故障を適切に検出することが可能となる。

また好ましくは、電流検出手段は、複数相のうちの所定の１相を除く各相に配置された電流センサと、電流センサの出力から所定の１相の電流を演算する電流演算手段とを含む。そして、フィルタ処理手段は、所定の１相では電流演算手段による演算値に基づいてフィルタ電流値を算出する一方で、所定の１相を除く各相では電流センサによる検出値に基づいてフィルタ電流値を算出する。さらに、所定の１相での判定値は、所定の１相を除く各相での判定値よりも大きく設定される。

このようにすると、各相に電流センサを設けることなく、所定の１相については電流センサの配置を省略した構成においても、電力用スイッチング素子の開放故障を正確に検出することができる。

この発明によれば、複数の制御モードが切替えられて制御される交流電動機を駆動するインバータを構成する電力用半導体スイッチング素子の開放故障を、制御モードが短時間内で頻繁に切替えられる場合にも正確に検出することができる。

本実施の形態に従うインバータの故障検出装置が適用されるモータ駆動システムの構成例を示すブロック図である。 図１に示したモータ駆動システムにおける交流モータの制御モードを概略的に説明する図である。 図２に示した制御モードの選択方式を説明するフローチャートである。 正常時における相電流とフィルタ電流との挙動を示す波形図である。 開放故障発生時における相電流とフィルタ電流との挙動を示す波形図である。 制御モード毎にフィルタ電流値（電流積分値）を設定した場合における開放故障検出の問題点を説明する波形図である。 本実施の形態によるインバータの故障検出装置における相電流とフィルタ電流との挙動を示す波形図である。 本実施の形態によるインバータの故障検出の制御構成を示す概略ブロック図である。 制御モード毎の相電流およびフィルタ電流の設定を説明する図表である。 本実施の形態によるインバータの故障検出における一連の制御処理を説明するフローチャートである。 図１０に示したオフセット修正処理の詳細を説明するフローチャートである。

以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお以下の図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰返さないものとする。
（電動機制御の全体構成）
図１は、本実施の形態に従うインバータの故障検出装置が適用されるモータ駆動システムの構成例を示すブロック図である。

図１は、本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムの全体構成図である。
図１を参照して、モータ駆動システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、交流モータＭ１と、制御装置３０とを備える。

交流モータＭ１は、たとえば、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生する自動車をいうものとする）の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動用電動機である。あるいは、この交流モータＭ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流モータＭ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。

直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、コンバータ１２とを含む。

直流電源Ｂは、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置により構成される。直流電源Ｂが出力する直流電圧Ｖｂおよび入出力される直流電流Ｉｂは、電圧センサ１０および電流センサ１１によってそれぞれ検知される。

システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６の間に接続され、システムリレーＳＲ２は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。

コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。

この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、
電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラ
トランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７およびアース線５の間に接続される。

インバータ１４は、電力線７およびアース線５の間に並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７とから成る。各相上下アームは、電力線７およびアース線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

代表的には、交流モータＭ１は、３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂを昇圧した直流電圧ＶＨ（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）をインバータ１４へ供給する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のオン期間およびスイッチング素子のＱ２のオン期間（または、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間）が交互に設けられ、昇圧比は、これらのオン期間の比に応じたものとなる。あるいは、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２をオンおよびオフにそれぞれ固定すれば、ＶＨ＝Ｖｂ（昇圧比＝１．０）とすることもできる。

また、コンバータ１２は、降圧動作時には、平滑コンデンサＣ０を介してインバータ１４から供給された直流電圧ＶＨ（システム電圧）を降圧して直流電源Ｂを充電する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のみがオンする期間と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間（または、スイッチング素子のＱ２のオン期間）とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティ比に応じたものとなる。

平滑コンデンサＣ０は、コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。

インバータ１４は、交流モータＭ１のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流モータＭ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流モータＭ１のトルク指令値が０の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが０になるように交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された０または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、モータ駆動システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介してコンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ２４は、交流モータＭ１に流れるモータ電流（相電流）を検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの瞬時値の和は０であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。あるいは、各相に電流センサ２４を配置することも可能である。

回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流モータＭ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流モータＭ１の回転数（回転速度）Ｎｍｔおよび角速度ω（ｒａｄ／ｓ）を算出できる。なお、回転角センサ２５については、回転角θを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。

制御装置３０は、図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）およびメモリを内蔵した電子制御ユニットにより構成され、当該メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、各センサによる検出値を用いた演算処理を行なうように構成される。あるいは、ＥＣＵ８０の少なくとも一部は、電子回路等のハードウェアにより所定の数値・論理演算処理を実行するように構成されてもよい。
（制御モードの説明）
制御装置３０による交流モータＭ１の制御についてさらに詳細に説明する。

図２は、本発明の実施の形態によるモータ駆動システム１００における交流モータＭ１の制御モードを概略的に説明する図である。

図２に示すように、本発明の実施の形態によるモータ駆動システム１００では、交流モータＭ１の制御、すなわち、インバータ１４における電力変換について、３つの制御モードを切替え使用する。

正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相上下アーム素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティが制御される。周知のように、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲に制限される正弦波ＰＷＭ制御では、交流モータＭ１への印加電圧（以下、単に「モータ印加電圧」とも称する）の基本波成分をインバータの直流リンク電圧の約０．６１倍程度までしか高めることができない。以下、本明細書では、インバータ１４の直流リンク電圧（すなわち、システム電圧ＶＨ）に対するモータ印加電圧（線間電圧）の基本波成分（実効値）の比を「変調率」とも称する。

一方、矩形波電圧制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流モータＭ１へ印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。

過変調ＰＷＭ制御は、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。特に、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませること（振幅補正）によって基本波成分を高めることができ、変調率を正弦波ＰＷＭ制御モードでの最高変調率から０．７８の範囲まで高めることができる。過変調ＰＷＭ制御では、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きいため、交流モータＭ１に印加される線間電圧は、正弦波ではなく歪んだ電圧となる。

交流モータＭ１では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、必要となる駆動電圧（モータ必要電圧）が高くなる。コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨはこのモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨには限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。

したがって、交流モータＭ１の動作状態に応じて、モータ電流のフィードバックによってモータ印加電圧（交流）の振幅および位相を制御する、正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御によるＰＷＭ制御モード、および、矩形波電圧制御モードのいずれかが選択的に適用される。なお、矩形波電圧制御では、モータ印加電圧の振幅が固定されるため、トルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波電圧パルスの位相制御によってトルク制御が実行される。

図３は、制御モードの選択方式を説明するフローチャートである。
図３のフローチャートに示されるように、図示しない上位ＥＣＵによって、アクセル開度等に従う車両要求出力に基づき交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍが算出される（ステップＳ１００）のを受けて、制御装置３０は、予め設定されたマップ等に基づいて、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍおよび回転数からモータ必要電圧（誘起電圧）を算出し（ステップＳ１１０）、さらに、モータ必要電圧とシステム電圧ＶＨの最大値（ＶＨ最大値）との関係に従って、矩形波電圧制御モードおよびＰＷＭ制御モードのいずれを適用してモータ制御を行なうか否かを決定する（ステップＳ１２０）。基本的には、電圧指令値に対応する変調率が実現できるように制御モードが選択される。ＰＷＭ制御モードでも、変調率に応じて、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御の一方が選択される。上記制御フローに従って、交流モータＭ１の運転条件に従って、図２に示した複数の制御モードのうちから適正な制御モードが適用される。

次に、インバータ１４から交流モータＭ１へ供給される各相のモータ電流（以下、単に相電流とも称する）に基づくスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８の開放故障の検出手法について説明する。

以下では、一例としてＷ相における、スイッチング素子Ｑ７（上アーム）およびＱ８（下アーム）の開放故障検出について説明する。

図４には、正常時におけるＷ相の相電流（Ｗ相電流）Ｉｗの波形が示される。
正常時には、Ｗ相電流Ｉｗは、交流モータＭ１の電気周期に相当する周期の正弦波状電流となる。したがって、Ｗ相電流Ｉｗをローパスフィルタ処理して得られるフィルタ電流値Ｉｗｆは、モータ電流の１周期の間に０に復帰する。この結果、フィルタ電流値Ｉｗｆが継続的に上昇することはなく、開放故障検出のための判定値ＩＪＤに対して、｜Ｉｗｆ｜＜Ｉｊｄが維持される。

これに対して、図５には、下アームのスイッチング素子Ｑ８に開放故障が発生した場合の波形が示される。

図５を参照して、下アームに開放故障が発生することにより、Ｗ相電流Ｉｗは、正方向の電流のみが流れ、本来、負電流が流れる期間ではＩｗ＝０となる。

この結果、ローパスフィルタ処理されたフィルタ電流値Ｉｗｆは、電流１周期が経過しても０まで復帰することなく、徐々に増加していく。この結果、複数周期が経過すると、フィルタ電流値Ｉｗｆが判定値ＩＪＤに達することにより、Ｗ相に開放故障が発生したことが検出される。さらに、Ｉｗｆ＞０であることから、開放故障が下アーム素子に発生していることも特定できる。

図示は省略するが、上アーム素子に開放故障が発生した場合には、図５とは反対の極性となり、Ｗ相電流Ｉｗは負方向にしか流れなくなる。この結果、フィルタ電流値Ｉｗｆは、負方向に絶対値が増大していき、｜Ｉｗｆ｜＞Ｉｊｄとなった時点で、同様にＷ相に開放故障が発生したことを検出することができる。さらに、Ｉｗｆ＜０であることから、開放故障が上アーム素子に発生していることも特定できる。

ここで、図１に示したモータ駆動システムにおいては、図２および図３で説明したように、複数の制御モードが選択的に適用される。そして、制御モード間では、電流挙動、特に相電流への高周波成分の重畳度合が異なってくるため、図４および図５で説明したような、積分処理に相当する、相電流のフィルタ値に基づく開放故障検出についても、制御モード毎に個別に行うことが好ましい。すなわち、フィルタ電流値および判定値についても、制御モード毎に個別とするにより、スイッチング素子の開放故障をより正確に検出できる。

本実施の形態では、正弦波ＰＷＭ制御時（以下、ＰＷＭモード）と矩形波電圧制御時（以下、矩形波モード）のそれぞれについて、フィルタ電流値および判定値を別個に設定して、スイッチング素子の開放故障を検出するものとする。なお、過変調ＰＷＭ制御については、基本的には、正弦波ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御の間での制御モード移行時に一時的に選択されるものであるため、スイッチング素子の開放故障については実行しないものとする。

図６には、制御モード毎にフィルタ電流値（電流積分値）を設定した場合における開放故障検出の問題点が示される。

特に図６では、フィルタ電流値に残されるオフセット量が最大となるケースとして、交流モータＭ１の電気半周期毎に制御モードが切替わる場合が例示される。このオフセット量は、短絡故障が発生していなくても、１周期途中での制御モード切替によって発生するものであり、以下に説明するように、開放故障誤検出の原因となる。

図６では、Ｗ相電流Ｉｗは正常な波形であり、Ｗ相には開放故障が発生していないことが理解される。このため、相電流の１周期を通じてＰＷＭモードが継続される場合には、フィルタ電流値Ｉｗｆが０まで復帰することにより、開放故障が検出されることはない。

しかしながら、時刻ｔ１以降において、相電流の半周期毎に制御モードがＰＷＭモードおよび矩形波の間で切替えられると、制御モードが矩形波モードへ切替わる時刻ｔ１から、再びＰＷＭに復帰する時刻ｔ２までの間は、フィルタ電流値Ｉｗｆは、切替え直前の値（時刻ｔ１における値）に保持される。そして時刻ｔ２から、再びフィルタ電流値Ｉｗｆが更新される。すなわち電流値の積分が再開されることと等価となる。

図６に示すように、誤検出について最悪のケースを想定すると、相電流の特定の極性の期間（図６では相電流が負の期間）については、制御モードが矩形波モードとなり、反対の極性の期間（図６では相電流が正の期間）では、制御モードがＰＷＭモードとなる。この場合には、ＰＷＭモードのフィルタ電流値Ｉｗｆは、負方向に更新されることがなくなるため、時間経過に応じて、継続的に上昇することとなる。この結果、実際には開放故障が発生していないにも拘らず、｜Ｉｗｆ｜がＩＪＤへ達することにより、Ｗ相（下アーム）の開放故障が誤検出されてしまう。

図６の様に、相電流の極性と同期して半周期毎に制御モードが切替わるケースにおいて、正常な相電流に対しては０となるべきフィルタ電流値に残されるオフセットが最大となる。すなわち、当該オフセットの最大値（以下、最大オフセット量と称する）は、相電流が最大定格電流であるときの半周期経過時点でのフィルタ電流値（あるいは、半周期の電流積分値）に相当することになる。

本実施の形態によるインバータの故障検出では、制御モードの切替毎に上記最大オフセット量の範囲内でフィルタ電流値を修正することによって、開放故障の誤検出防止が図られる。

図７を参照して、時刻ｔ１までの間ＰＷＭモードが選択され、時刻ｔ１〜ｔ２の間、図６の場合と同様に、相電流の半周期分の期間矩形波モードが選択される。そして、時刻ｔ２以降では、再びＰＷＭ制御モードが選択される。

したがって、時刻ｔ１〜ｔ２の間は、図６と同様に、フィルタ電流値Ｉｗｆは時刻ｔ１時点の値に保持されることになる。そして、時刻ｔ２において、ＰＷＭモードにおけるフィルタ電流値の更新が再開される際に、上記最大オフセット量に対応して定められるオフセット修正量Ｉｃｒの範囲内で、フィルタ電流値Ｉｗｆが修正される。

この結果、短絡故障が発生していない正常時には、時刻ｔ１時点において、相電流半周期分のオフセットが生じていても、時刻ｔ２からＰＷＭモードが再開される際にオフセットを修正することにより、フィルタ電流値Ｉｗｆは再び０近傍に戻される。この結果、以降の相電流が正常であれば、フィルタ電流値Ｉｗｆが継続的に上昇して判定値ＩＪＤに達することがない。すなわち、誤検出を防止することができる。仮に、図６と同様に、時刻ｔ３〜ｔ４の間に矩形波モードが選択されたとしても、ＰＷＭモードが再開される時刻ｔ４において、時刻ｔ２と同様のオフセット修正により、フィルタ電流値Ｉｗｆが０近傍に戻されるので、誤検出が発生しないことが理解される。

一方で、開放故障が発生している異常時には、時刻ｔ２の時点で正常時と同様にオフセットを修正しても、再び継続的にフィルタ電流値Ｉｗｆが上昇することによって、最終的には開放故障を検出することが可能となる。

図８は、本実施の形態によるインバータの故障検出の制御構成を示す概略ブロック図である。なお、図８に示された各機能ブロックについては、当該ブロックに相当する機能を有する回路（ハードウェア）で構成してもよいし、予め設定されたプログラムに従って制御装置３０がソフトウェア処理を実行することにより実現してもよい。また、図８には、１相分（Ｗ相）の開放故障検出のための構成を例示するが、各相、すなわちＵ相およびＶ相にも、同様の構成が設けられることを確認的に記載する。

図８を参照して、本発明の実施の形態によるインバータの故障検出装置１０１は、フィルタ処理部１１０と、オフセット修正部１２０と、判定値設定部１３０と、検出部１４０とを含む。

フィルタ処理部１１０は、電流センサ２４によって検出されたＷ相電流Ｉｗを、下記（１）式に従ってフィルタ処理する。すなわちフィルタ処理部１１０は電流検出値Ｉｗをローパスフィルタ処理することによって、フィルタ電流値Ｉｗｆを算出する。

Ｉｗｆ＝｛Ｉｗ−Ｉｗｆ（０）｝・ｆａ＋Ｉｗｆ（０） …（１）
（１）式において、Ｉｗｆ（０）は、フィルタ電流値Ｉｗｆの前回値を示す。そして、平滑化係数ｆａは、０〜１．０の範囲の値であり、ｆａが０に近いほどフィルタの時定数は大きくなり、ｆａが１．０に近いほどフィルタの時定数は小さくなる。すなわち、平滑化係数ｆａは、フィルタ処理部１１０に持たせるべき時定数に応じて定められる。ローパスフィルタ処理の時定数は、基本的には、フィルタ処理部１１０によってＷ相電流Ｉｗの電流積分値を求めるのと等価になるように設定されることが好ましい。

なお、図１に示したように、電流センサ２４は必ずしも各相に設ける必要はない。すなわち３相のうちの所定の１相を除く２相の各々にのみ電流センサ２４を配置し、残りの１相については、各相の電流瞬時値の和が０であることから、演算で求めることもできる。たとえば図１の構成では、Ｕ相電流Ｉｕについては、下記（２）式に従って求めることもできる。

Ｉｕ＝−（Ｉｖ＋Ｉｗ） …（２）
Ｕ相では、（２）式により演算された相電流Ｉｕに基づいて、フィルタ処理部１１０がフィルタ電流値（Ｉｕｆ）を算出する。このように、電流センサ２４が配置された相、および非配置の相のいずれについても、図８に示した開放故障検出を共通に適用できる。ただし、演算によって相電流を求めると誤差の影響による誤検出が懸念される。このため、それぞれの制御モードについて、電流センサ２４が配置された相における判定値と比較して、非配置の相での判定値を大きくすることが好ましい。

フィルタ処理部１１０には、制御モード選択部３５からの制御信号ＣＭＤが入力される。制御モード選択部３５は、図３のフローチャートに示された制御処理に従って、交流モータＭ１の動作状態に応じて、図２に示された複数の制御モードのうちの１つを選択する。制御信号ＣＭＤは、制御モード選択部３５によって選択された制御モードを示す。

判定値設定部１３０は、制御信号ＣＭＤに従って、選択中の制御モードに対応する判定値を設定して検出部１４０へ出力する。

図１０を参照して、フィルタ処理部１１０は、各相のフィルタ電流値について、制御モード毎に設定する。たとえば、ＰＷＭモードに対応して、Ｕ相〜Ｗ相のそれぞれについてフィルタ電流値Ｉｕｆ（１），Ｉｖｆ（１），Ｉｗｓ（１）が設定されている。また、矩形波モードに対応して、Ｕ相〜Ｗ相のそれぞれについて、フィルタ電流値Ｉｕｆ（１），Ｉｖｆ（１），Ｉｗｓ（１）とは別個に、フィルタ電流値Ｉｕｆ（２），Ｉｖｆ（２），Ｉｗｓ（２）が設定されている。

上述のように、ＰＷＭモード選択中には、フィルタ処理部１１０は、（１）式に従ってフィルタ電流値Ｉｕｆ（１），Ｉｖｆ（１），Ｉｗｆ（１）を逐次更新する一方で、フィルタ電流値Ｉｕｆ（２），Ｉｖｆ（２），Ｉｗｆ（２）は保持する。一方で、矩形波モード選択中には、フィルタ処理部１１０は、（１）式に従ってフィルタ電流値Ｉｕｆ（２），Ｉｖｆ（２），Ｉｗｆ（２）を逐次更新する一方で、フィルタ電流値Ｉｕｆ（１），Ｉｖｆ（１），Ｉｗｆ（１）は保持する。

さらに、判定値ＩＪＤについても制御モード毎に設定されることが好ましい。たとえばＰＷＭモード適用時には、フィルタ電流値Ｉｕｆ（１），Ｉｖｆ（１），Ｉｗｆ（１）が判定値ＩＪＤ（１）と比較される一方で、矩形波モード選択時には、フィルタ電流値Ｉｕｆ（２），Ｉｖｆ（２），Ｉｗｆ（２）が、判定値ＩＪＤ（２）と比較される。

再び、図８を参照して、オフセット修正部１２０は、制御信号ＣＭＤに基づいて、制御モードの切替を検出するとともに、制御モードの切替時には、切替後の制御モードに対応するフィルタ電流値の初期値を、図７に示したようにオフセット修正する。

このときのオフセット修正量Ｉｃｒは、下記（３）式に従って求められる。
Ｉｃｒ＝Ｉｆｍａｘ・Ｎｎ♯／Ｎｍ …（３）
（３）式中において、Ｉｆｍａｘは、交流モータＭ１の回転速度が基準速度Ｎｎ♯であるときの、最大オフセット量に相当する。この最大オフセット量は、相電流が最大定格電流であるときの半周期経過時点でのフィルタ電流値Ｉｗｆに相当する。

フィルタ処理部１１０によってローパスフィルタ処理が行なわれることに鑑み、交流モータＭ１の回転速度が高いときには、同一振幅の相電流に対するオフセット量も小さくなることから、オフセット修正量Ｉｃｒも小さくする必要がある。したがって、（３）式に示すように、オフセット修正量Ｉｃｒは、モータ回転速度が上昇すると小さくなるように、モータ回転速度に応じて可変に設定される。すなわち、オフセット修正量Ｉｃｒは、モータ回転速度を考慮して設定された、電流１周期の途中で制御モードが切替えられた際にフィルタ電流値に発生する「最大オフセット値」に相当する。

このように、オフセット修正部１２０は、制御モードの切替時に、再開される制御モードのフィルタ電流値Ｉｗｆについて、オフセット修正量Ｉｃｒだけ修正する。そして、それ以外のタイミング、すなわち制御モード切替時以外には、フィルタ処理部１１０によって算出されたフィルタ電流値Ｉｗｆはそのまま検出部１４０へ出力される。

検出部１４０は、このようにして求められたフィルタ電流値Ｉｗｆと判定値設定部１３０によって設定された判定値ＩＪＤとを比較し、フィルタ電流値Ｉｗｆの絶対値が判定値ＩＪＤよりも大きくなると開放故障を検出して、検出フラグＦＤＧをオンする。検出フラグＦＤＧがオンされると、開放故障に対応したインバータの保護処理等が実行されることになる。

図１０は、本実施の形態によるインバータの故障検出における一連の制御処理を説明するフローチャートである。以降に示すフローチャートの各ステップは、基本的には制御装置３０によるソフトウェア処理によって実現されるが、ハードウェア処理によって実現されてもよい。

なお、図１０には、Ｗ相のＰＷＭモードにおけるフィルタ電流値Ｉｗｆの算出に基づく開放故障検出のための制御処理が示されるが、同様の制御処理が、制御モード毎に各相電流に対応して設けられている。

図１０を参照して、制御装置３０は、ステップＳ１００により、相電流Ｉｗを取得する。上述のように相電流Ｉｗは電流センサ２４の検出値であってもよく、他の相の電流センサ２４による検出値から求めた演算値であってもよい。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ１１０により、現在の制御モードが対象の制御モードであるか否か、図１０の例では、制御信号ＣＭＤ（図９）に基づいてＰＷＭモードであるか否かが判定される。

現在の制御モードがＰＷＭモード以外のとき（Ｓ１１０のＹＥＳ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ１６０により、フィルタ電流値Ｉｗｆ（１）を現在値に保持する。

一方、制御装置３０は、現在の制御モードが対象の制御モードであるとき（Ｓ１１０のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ１２０により、制御モード切替時点、すなわち当該制御モードの再開タイミングであるかどうかを判定する。そして、制御モード切替タイミングであるとき（Ｓ１２０のＹＥＳ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ１４０に処理を進めて、これまで保持されたフィルタ電流値Ｉｗｆ（１）をオフセット修正する。

図１１には、図１０のステップＳ１４０によるオフセット修正処理の詳細が示される。
図１１を参照して、制御装置３０は、ステップＳ１４１では、交流モータＭ１の現在のモータ回転速度Ｎｍを取得する。そして、制御装置３０は、ステップＳ１４２により、所得したモータ回転速度Ｎｍに応じて、オフセット修正量Ｉｃｒを上述の（３）式に従って決定する。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ１４３により、制御モード切替時点までに保持されたフィルタ電流値Ｉｗｆ（１）の絶対値が、ステップＳ１４２で設定されたオフセット修正量Ｉｃｒ以下であるかどうかを判定する。そして、制御装置３０は、｜Ｉｗｆ（１）｜≦Ｉｃｒのとき（Ｓ１４３のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ１４５に処理を進めて、Ｉｗｆ（１）＝０とする。これにより、最大オフセット量に対応して求められたオフセット修正量Ｉｃｒよりも小さい電流オフセットは、対象の制御モードが再開される時点でクリアされることになる。

制御装置３０は、｜Ｉｗｆ（１）｜＞Ｉｃｒのとき（Ｓ１４３のＮＯ判定時）には、ステップＳ１４４により、保持されているフィルタ電流値Ｉｗｆ（１）の極性を判定する。そして、フィルタ電流値Ｉｗｆ（１）が正のとき（Ｓ１４４のＹＥＳ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ１４７に処理を進めて、フィルタ電流値Ｉｗｆ（１）からオフセット修正量Ｉｃｒを減算することによって、オフセット修正を実行する。一方、フィルタ電流値Ｉｗｆ（１）が負のとき（Ｓ１４４のＮＯ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ１４６により、フィルタ電流値Ｉｗｆ（１）にオフセット修正量Ｉｃｒを加算することによって、オフセット修正を行なう。

このようにすると、フィルタ電流値Ｉｗｆ（１）の極性を反転させることなく、オフセット修正量Ｉｃｒの絶対値の範囲内で、制御モード切替前まで保持されていたフィルタ電流値Ｉｗｆ（１）が修正されることになる。なお、単純なゼロクリアではなく、制御モード切替から派生するオフセット量（Ｉｃｒ）のみを修正することにより、開放故障の発生によりフィルタ電流値の絶対値が判定値へ向けて上昇しているケースにおける故障検出漏れを防止することが可能である。

再び図１０を参照して、制御装置３０は、制御モードの切替タイミング以外（Ｓ１２０のＮＯ判定時）には、ステップＳ１３０に処理を進めて、上記（１）式に従ったローパスフィルタ処理により、フィルタ電流値Ｉｗｆ（１）を更新する。

このように、ステップＳ１３０またはＳ１４０の処理により、ＰＷＭモードのフィルタ電流値Ｉｗｆ（１）が決定されると、制御装置３０は、ステップＳ１５０により、フィルタ電流値Ｉｗｆ（１）の絶対値と判定値ＩＪＤ（１）とを比較する。そして、制御装置３０は、｜Ｉｗｆ（１）｜＞ＩＪＤ（１）のとき（Ｓ１５０のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ２００により当該相（ここではＷ相）の開放故障を検出する。一方で、｜Ｉｗｆ（１）｜≦ＩＪＤ（１）のとき（Ｓ１５０のＮＯ判定時）には、ステップＳ２００がスキップされるので、開放故障は検出されない。

以上説明したように本実施の形態によるインバータの故障検出装置によれば、正常時（開放故障の非発生時）に、制御モードが相電流の１周期が経過する前に切替えられることが継続的に発生しても、開放故障を誤検出することがない。また、制御モードの切替毎にフィルタ電流値（電流積分値）を単純にゼロクリアする場合と比較して、開放故障を見逃してしまう可能性が低くなるので、検出精度を向上することができる。

したがって、複数の制御モードが切替えられて制御される交流電動機を駆動するインバータを構成する電力用半導体スイッチング素子の開放故障を、制御モードが短時間内で頻繁に切替えられる場合にも正確に検出することができる。

なお、本実施の形態では、好ましい構成例として、インバータ１４への入力電圧（システム電圧ＶＨ）を可変制御可能なように、モータ制御システムの直流電圧発生部１０♯がコンバータ１２を含む構成を示したが、インバータ１４への入力電圧を可変制御可能であれば、直流電圧発生部１０♯は本実施の形態に例示した構成には限定されない。また、インバータ入力電圧が可変であることは必ずしも不可欠ではなく、直流電源Ｂの出力電圧がそのままインバータ１４へ入力される構成（たとえば、コンバータ１２の配置を省略した構成）に対しても本発明を適用可能である。

また、モータ制御システムの負荷となる交流電動機についても、本実施の形態では、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車等）に車両駆動用として搭載された永久磁石モータを想定したが、それ以外の機器に用いられる任意の交流電動機を負荷とする構成についても、本願発明を適用可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明は、インバータを構成する電力用半導体スイッチング素子の開放故障検出に用いることができる。

５ アース線、６，７ 電力線、１０，１３ 電圧センサ、１０♯ 直流電圧発生部、１１ 電流センサ、１２ コンバータ、１４ インバータ、１５ Ｕ相上下アーム、１６ Ｖ相上下アーム、１７ Ｗ相上下アーム、２４ 電流センサ、２５ 回転角センサ、３０ 制御装置（ＥＣＵ）、３５ 制御モード選択部、１００ モータ駆動システム、１０１ 故障検出装置、１１０ フィルタ処理部、１２０ オフセット修正部、１３０ 判定値設定部、１４０ 検出部、Ｂ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、ＣＭＤ 制御信号（制御モード）、Ｄ１〜Ｄ８ 逆並列ダイオード、ＦＤＧ 検出フラグ（開放故障）、Ｉｂ 直流電流、Ｉｃｒ オフセット修正量、ＩＪＤ 判定値、Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ 相電流、Ｉｕｆ，Ｉｖｆ，Ｉｗｆ フィルタ電流値、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流モータ、Ｎｍ モータ回転速度、Ｑ１〜Ｑ８ 電力用半導体スイッチング素子、Ｓ１〜Ｓ８ スイッチング制御信号、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー、Ｔｒｑｃｏｍ トルク指令値、Ｖｂ，ＶＨ 直流電圧、θ ロータ回転角。

Claims (4)

1. 交流電動機を制御するための複数相のインバータの故障検出装置であって、
   前記インバータの各相の電流を検出するための電流検出手段と、
   前記交流電動機の動作状態に応じて、複数の制御モードのうちの１つを選択するモード選択手段と、
   前記電流検出手段によって検出された各相電流をローパスフィルタ処理することによって、各前記制御モードについて別個に各相のフィルタ電流値を算出するためのフィルタ処理手段と、
   前記フィルタ処理手段によって算出された前記フィルタ電流値が所定の判定値を超えた場合に、前記インバータの対応する相のスイッチング素子の開放故障を検知するための故障検知手段と、
   前記制御モードが切り替わる際に、切替後の前記制御モードに対応する各相の前記フィルタ電流値を、その絶対値が所定範囲内で減少するように修正するための修正手段とを備える、インバータの故障検出装置。
2. 前記修正手段は、前記フィルタ電流値の絶対値が、各相電流の最大定格電流についての半周期の積分値に相当する最大オフセット値よりも大きい場合には、前記絶対値が前記最大オフセット値だけ減少するように前記フィルタ電流値を修正する一方で、前記フィルタ電流値の絶対値が前記最大オフセット値以下のときには、前記フィルタ電流値を零に設定する、請求項１記載のインバータの故障検出装置。
3. 前記最大オフセット値は、前記交流電動機の回転速度の上昇に従って小さい値となるように、前記交流電動機の回転速度に応じて可変に設定される、請求項１または２に記載のインバータの故障検出装置。
4. 前記電流検出手段は、
   前記複数相のうちの所定の１相を除く各相に配置された電流センサと、
   前記電流センサの出力から前記所定の１相の電流を演算する電流演算手段とを含み、
   前記フィルタ処理手段は、前記所定の１相では前記電流演算手段による演算値に基づいて前記フィルタ電流値を算出する一方で、前記所定の１相を除く各相では前記電流センサによる検出値に基づいて前記フィルタ電流値を算出し、
   前記所定の１相での前記判定値は、前記所定の１相を除く各相での前記判定値よりも大きく設定される、請求項１〜３のいずれか１項に記載のインバータの故障検出装置。

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