JP5259076B2

JP5259076B2 - 超音波送受信装置およびスキャニングソナー

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Publication number: JP5259076B2
Application number: JP2006325504A
Authority: JP
Inventors: 辰男林
Original assignee: Furuno Electric Co Ltd
Current assignee: Furuno Electric Co Ltd
Priority date: 2006-12-01
Filing date: 2006-12-01
Publication date: 2013-08-07
Anticipated expiration: 2026-12-01
Also published as: JP2008139144A

Description

この発明は、超音波の送受信によって水中等を探知する超音波送受信装置およびスキャニングソナーに関するものである。

従来、水中探知を行うためにスキャニングソナーが用いられている。スキャニングソナーは、周囲の全方位の物標を探知するために、ほぼ円筒形や球形のトランスデューサを備えている。送信時にはトランスデューサの各振動子の駆動によって、全周に向けて所定のチルト角をもって（傘型の）超音波の送信ビームを形成する。または所定の開口を設定し、その開口内の振動子を位相制御するとともに駆動することによって所定方位に向けて超音波の送信ビームを形成し、その送信ビームの方位を全周囲に亘ってスキャンするように構成している。受信時には、所定の開口を設定し、その開口内の振動子による受信信号を位相合成することによって受信ビームを形成する。

このことによって、垂直方向の指向性を所定角度に絞った、所定ティルト角の傘型の送信ビームを形成し、その傘型の送信ビーム内の全方位に亘る探知を行う。

しかし、上記構成のスキャニングソナーにおいては、トランスデューサが複数の超音波振動子を等間隔に配列したものであるので、その構造上、グレーティングローブやサイドローブが生じる。

このようなグレーティングローブやサイドローブを有する送信ビームまたは受信ビームを方位方向に順次変化させて探査を行うと、メインローブが実在する物標とは異なった方向を向いている状態でグレーティングローブまたはサイドローブがその物標からの反射波を受けることにより、偽像が生じる。

上記のグレーティングローブを低減させるためには、超音波振動子の振動子間ピッチを狭くする方法がある程度有効である。しかし、振動子数が増えると、それを駆動する駆動回路、駆動のための制御回路、受信回路、さらには受信信号を処理する回路等が比例して増大するため、ハードウエアが肥大化し、大幅なコストアップにつながる。

そこで、本願出願人は特許文献１にて、方位に応じて超音波の周波数に違いをもたせることによって、上述の問題を解消した発明について出願している。

上記特許文献１では、グレーティングローブやサイドローブによる偽像を低減する方法として、方位別に周波数の異なったバースト波を送信し、受信時にビーム方位別の帯域制限を行う方位別周波数送受信法（本発明ではＤＦＭ（Directional Frequency Modulation）送信法という。）が用いられている。

図１は上記ＤＦＭ送信法の１つの例であるＤＦＭ−ＦＭ送信法を図示したものである。（Ａ）はトランスデューサ上の各振動子の駆動周波数を示している。その横軸はトランスデューサ上の基準方位からの振動子の方位方向の位置（以下、「素子方位角」という。）、縦軸は基準方位（０°）におけるバースト波の開始タイミングを０とする経過時間である。ここで、Ｔはバースト波の持続時間、Ｆｗは０°〜３６０°の範囲でのバースト波の中心周波数の変化幅（方位別周波数掃引幅）、Ｂは１つのバースト波内での周波数掃引幅である。（Ｂ）は送信信号の波面の例を示している。この図において、円形で示す部分がトランスデューサ、その内部で扇状に示す角度範囲が送信開口である。このように送信開口を方位方向に順次移動させながら、送信周波数を変化させる。

図２は上記ＤＦＭ送信法の別の例であるＤＦＭ−ＣＷ送信法を図示したものである。（Ａ）はトランスデューサ上の各振動子の駆動周波数を示している。横軸は基準方位からの素子方位角、縦軸はバースト波の開始タイミングを０とする経過時間である。（Ｂ）はトランスデューサから送信される送信信号の波面の例を示している。中心の円はトランスデューサ、このトランスデューサと同心円状にある円Ｈは送信後所定時間経過後の波面である。素子方位角が０から増す程、送信信号の周波数は次第に高くなる関係にある。

図３は、基準方位からの素子方位角に対するバースト波の中心周波数の関係と、所定方位における受信ビームについて示している。
図３の（ａ）は船首を基準方位とする素子方位角を横軸にとり、バースト波の送信周波数を縦軸にとったものである。ここで、ｆｃは船首方位へ送信するバースト波の周波数、Ｂ_DFMはバースト波の中心周波数の変化幅（方位別周波数掃引幅）である。

また（ｂ）は、素子方位角θｘ方向に受信ビームを形成した時の、そのθｘを中心とする所定方位範囲の指向特性を表している。このように素子方位角θｘを中心として多くのグレーティングローブ（ＧＬ）およびサイドローブが生じる。

これを、（ｃ）に示すような特性の、方位ごとの周波数フィルタリングを行うことにより、（ｄ）に示すようにグレーティングローブやサイドローブが抑圧されて、目的とする方位からの受信信号が得られる。

図４は上記ＤＦＭ送信法を適用した超音波送受信装置の構成をブロック図として表したものである。発振回路１０４はトランスデューサ１０１の各振動子を駆動する駆動信号を生成し、増幅回路１０３がそれを増幅し、トラップ１０２を介してトランスデューサ１０１の各振動子を駆動する。

プリアンプ１０５は受信ビームを形成すべき方向に向く所定の広がりをもつ開口内の複数の振動子の受信信号を増幅し、プリフィルタ１０６は不要な雑音周波数成分を除去する。Ａ／Ｄコンバータ１０７は各信号をディジタルデータへ変換し、ビームフォーマ１０８は受信すべき方位θｈを向く鋭い受信ビームを形成する。バンドパスフィルタ１０９は受信ビームの方位θｈに応じた中心周波数の周波数帯域を通過させ、その他の周波数帯域を減衰させる。信号検出回路１１０はバンドパスフィルタ１０９の出力信号レベルが所定のしきい値を超えるか否かに応じて物標有無の検出信号を出力する。

このようにＤＦＭ法によれば、振動子間隔が広く、全体に振動子数が少なくても、そのことによって生じるグレーティングローブ等の他方向を向くビーム感度を抑圧することができる。
特開２００３−３３７１７１号公報

〔第１の課題〕
このような超音波送受信装置を船舶に搭載する場合に、船舶の走航速度に応じてドップラシフトが生じる。そこで、図４に示したバンドパスフィルタ１０９のセンター周波数ｆｃを補正すればよい。それにより、走航時にあってもドップラシフトの影響をキャンセルできる。

ところが、このようなドップラシフトが生じると、受信信号が周波数シフトするだけなく、方位別周波数の方位変化Δθに対する周波数変化Δｆの率（Δｆ／Δθ）（以下「周波数方位密度」という。）が一様ではなくなってしまう。

ここで船舶の走航速度に応じて生じるドップラシフトの影響を受けた、素子方位角に対する受信信号の周波数変化の例を図５に示す。（ａ）において破線で示す直線はドップラシフトがない状態（停船時）の特性であり、図３の（ａ）に示したものと同様である。船舶が船首方向に走航している時、船尾から到来する受信信号（反射波）の周波数は低下し、船首方向から到来する受信信号の周波数は上昇する。そして、左舷方向と右舷方向からの受信信号の周波数は変化しない。したがって、図５（ａ）内で曲線で示すように、素子方位角に対する受信信号の周波数が変化する。図中ｆｄはドップラシフト周波数である。このように素子方位角に対する受信信号周波数の変化が非線形になるということは、周波数に対する方位スケールが歪むことに等しい。すなわち、方位別周波数の周波数方位密度が一様ではなくなってしまう。

図５の（ｂ）は船舶が停船していてドップラシフトの影響を受けていない状態での方位θｘからの受信信号周波数（ｆｘ＋ｆｄ′）を中心とするバンドパスフィルタを通過させた受信信号の方位角方向の指向特性を示している。

図５の（ｃ）は、（ｂ）に示した特性を、その方位スケールをリニアに戻したものとして表した指向特性である。このように船首→右舷→船尾の方位角範囲で周波数方位密度（Δｆ／Δθ）が低下するので、受信ビームの方位以外の方位角範囲から到来する信号を受けやすくなる。すなわち方位角弁別能が低下する。

図６は、前記バンドパスフィルタによる周波数フィルタリングで得られる、各方位でのビーム品質（特にビーム幅）を示すものである。

（Ａ）は停船時であり、どのような方位についても受信信号ビームの品質は等しい。（Ｂ）は船首方向への走航時であり、周波数方位密度の高い左舷では向上するが周波数方位密度の低い右舷では劣化するという問題が生じる。

〔第２の課題〕
船舶の走航に伴って生じるドップラシフトによって素子方位角に対する受信信号の周波数変化が非線形になることは上述した通りであるが、ドップラシフトが大きくなると、異なった２つの方位角で受信信号が同一周波数になる現象が生じる。図７はその様子を示している。この例では、素子方位角変化に対する受信信号周波数変化が極大点を有する上に凸の曲線となるため、異なった方位から同一周波数の受信信号が到来することになる。この例では、方位角範囲で約−８０〜１５０°、周波数範囲で約８０．０〜８０．６ｋＨｚで、異なった方位から同一周波数の受信信号が到来する可能性がある。

そのため受信信号をバンドパスフィルタで周波数フィルタリングするだけでは方位方向の弁別能が高まらず、擬像の問題が生じる。

〔第３の課題〕
前記超音波送受信装置が船舶に設けられている場合に、船舶が旋回した時には前記ドップラシフトとは別の問題が生じる。すなわち、バースト波を送信してから、その反射波を受信するまでの間にトランスデューサの基準方位がΔθだけ旋回した場合、受信時の旋回後の船首方位はΔθ分だけ変化することになる。その結果、物標の方位をΔθ分だけ誤って検知することになる。

また、受信中の旋回により、送信時の周波数方位と受信周波数方位とが一致しなくなり、前記バンドパスフィルタによるフィルタリングで結果的に他の方位の受信信号を選択してしまうことになる。これにより、各方位の受信信号を二次元の画像として表示した際に、実際の物標が存在する方位方向の位置がずれたり、感度が低下したりするという問題が生じる。

図８はその様子を示している。船舶が面舵で（右方向に）旋回している時、素子方位角で船首方向から到来する受信信号周波数はｆｒとなって、船首方位へ送信した送信信号の周波数ｆｃより高くなる。しかし、船首方向から到来する信号であるので、中心周波数ｆｃのバンドパスフィルタでフィルタリングすることになり、受信感度が低下する。

そこで、この発明の目的は、上述の各種課題を解消して、方位方向の弁別能を高め、擬像の発生を抑制し、方位方向の探知精度の低下および感度低下を防止した超音波送受信装置およびスキャニングソナーを提供することにある。

（１）この発明の超音波送受信装置は、方位方向に複数の振動子を配列したトランスデューサと、該トランスデューサの複数の振動子を駆動して超音波を送信する送信制御手段と、前記超音波の物標からの反射波を受けて生じる前記複数の振動子の受信信号を基に、所定方位から到来する受信信号を合成して（すなわち受信ビームを形成して）合成受信信号を得る受信制御手段とを備え、送信制御手段は、トランスデューサの基準方位を基準とする方位に応じて送信周波数の差が異なる（例えばリニアに異なる）第１・第２の２つのバースト波が送信されるように前記複数の振動子を駆動し、受信制御手段は、前記第１のバースト波による前記合成受信信号の複素共役と前記第２のバースト波による前記合成受信信号との積を入力波形として求める手段と、前記第１のバースト波の複素共役と前記第２のバースト波との積に相当する波形と前記入力波形との相互相関処理を行う相関処理手段と、を備えたことを特徴としている。

（２）超音波の送信から反射波の受信までのトランスデューサの基準方位の旋回角（Δθ）を検知する手段を備え、その旋回角だけ前記相関処理手段の前記方位に応じた送信周波数の差（フィルタの適応周波数）を偏位（シフト）させる手段を備える。

（３）前記送信制御手段は、前記第１・第２のバースト波を例えば所定の遅延時間をもって時間的に重ならないタイミングで順次送信する。

（４）この発明のスキャニングソナーは、前記超音波送受信装置と、その送信制御手段および受信制御手段の制御により、探査すべき方位を順次走査して、各方位の前記相関処理手段によってフィルタリングされた信号から探知範囲の探知画像データを求め、該探知画像データを表示する手段とを備えたことを特徴としている。

（１）前記送信制御手段により、トランスデューサの基準方位を基準とする方位（素子方位角）に応じて、送信周波数の差が異なる第１・第２の２つのバースト波が送信され、前記相関フィルタにより、第１のバースト波による合成受信信号の複素共役と第２のバースト波による合成受信信号との積である入力波形と、第１のバースト波の複素共役と第２のバースト波との積に相当する波形との相互相関処理を行うが、各方位において第１・第２のバースト波に生じるドップラシフトはほぼ等しいので、第１のバースト波による合成受信信号と第２のバースト波による合成受信信号の複素共役との積を求めることによってドップラ成分がキャンセルされる。そのため、素子方位角に対する第１・第２のバースト波の周波数差変化がリニアである特性が利用できて、ちょうど従来のＤＦＭ法で停船時に得られる特性と同等の特性が走航時にも得られることになる。

（２）船舶の旋回（回頭）に伴って、超音波の送信から反射波の受信までのトランスデューサの基準方位が旋回するが、その旋回角（Δθ）だけ前記相関フィルタの前記方位に応じた送信周波数の差に対応するフィルタの適応周波数を偏位（シフト）させることによって、旋回時の方位方向の探知精度の低下および感度低下が防止できる。

（３）第１・第２のバースト波を時間的に重ならないタイミングで順次送信することによって、第１・第２のバースト波の混合による混変調歪みが生じることがなく、新たな問題が回避できる。

（４）探知物標との間でドップラシフトが生じる状態でも、受信ビーム特性が方位によらずに一様とすることができ、全方位方向について方位方向の弁別能が等しい探知画像が得られる。

この発明の実施形態に係る超音波送受信装置およびスキャニングソナーについて各図を参照して説明する。
図９はこの発明に係る超音波送受信装置が送受信する第１・第２の２つのバースト波の素子方位角と周波数との関係を示す図である。ここで、ｆ１（θ）で示す直線はドップラシフトを受けていない時の第１のバースト波の周波数、ｆ２（θ）で示す直線はドップラシフトを受けていない時の第２のバースト波の周波数である。また、ｆdpr1（θ）は、船舶が船首方向に走航することによって生じるドップラシフトを受けている状態での第１のバースト波の受信信号の周波数である。同様にｆdpr2（θ）は、ドップラシフトを受けている状態での第２のバースト波の受信信号の周波数である。また、Δｆ（θ）は上記ｆ１（θ）とｆ２（θ）の差の周波数である。

ここで音速をＣ、船速をｖとすると次の関係が成り立つ。

音速Ｃ（＝１５００ｍ／ｓ）に比べて船速ｖははるかに小さく、２ｖ／（Ｃ−ｖ）は１に比べて非常に小さな値となって無視できる。

図１０は第１・第２のバースト波について示す図である。（Ａ）はトランスデューサから全周囲（３６０°）方向にＴだけ持続する第１のバースト波ＴＸ１と、それに続く第２のバースト波ＴＸ２が送信された直後の様子を示している。また（Ｂ）はその波形図である。第２のバースト波ＴＸ２は第１のバースト波ＴＸ１の開始時からＴｄだけ遅れて送信される。ここでＴ＜Ｔｄであるので、第１・第２のバースト波ＴＸ１，ＴＸ２は時間的に重ならないタイミングで順次送信される。

図１１は前記第１・第２のバースト波の物標からの反射波を受けることによって生じる受信信号と、その処理について示す図である。（Ａ）は、トランスデューサ１０１の基準方位から右回りにθ_Lの方向すなわち素子方位角θ_L方向から反射波が到来しつつある様子と、受信ビームの指向特性とを示している。

図１１の（Ｂ）は上記バースト波の送信信号ｘ_TX、受信信号ｘ_RX、および相関フィルタの構成について示している。相関フィルタ１２１は、第１のバースト波によって生じる合成受信信号（受信ビーム形成後の合成受信信号）を前記Ｔｄだけ遅延させる遅延回路１２２、この遅延回路１２２の出力の複素共役信号を第２のバースト波による合成受信信号に掛け合わせて入力波形を生成する掛け算回路１２３、およびバンドパスフィルタ１２４とで構成している。この相関フィルタ１２１は、第１のバースト波の複素共役と第２のバースト波との積に相当する波形ｈと上記入力波形との相互相関処理を行い、入力波形とマッチする信号強度の信号を出力する。
上記遅延回路１２２および掛け算回路１２３がこの発明に係る相関処理手段に相当する。

上記送信信号は次式で表される。

但し、φ１は第１のバースト波の角周波数、φ２は第２のバースト波の角周波数、θは素子方位角である。

また、送信信号ｘ_TXに対する、距離Ｌ・方位θ_Lでの受信信号ｘ_RXは次式で表される。

但し、Ｂ１は第１のバースト波の周波数での物標の反射係数、Ｂ２は第２のバースト波の周波数での物標の反射係数である。

バンドパスフィルタ１２４は、入力波形とマッチするように、そのフィルタインパルスを次のように定める。

但し、ｗは重み係数、φは位相である。
図１２の（Ａ）は第１・第２のバースト波の反射信号である。

この時、方位θhに相当するフィルタ出力ｙは次式のようになる。（簡単化のためにトランスデューサへの入力から受信ビーム形成出力までのゲインを１としている。）

但し、
図１２の（Ｂ）は、計算を簡単にするために、Ｔ_Ｌ＋Ｔｄ≡０として時間軸を推移した状態を示している。ここで、ｙは次式で表される。

ここで、第１のバースト波の位相項φ１，第２のバースト波の位相項φ２を次式のように置く。

但し、
ωd：ドップラシフト周波数
ωｃ１：第１バースト波の基準方位への送信周波数
ωｃ２：第２バースト波の基準方位への送信周波数
Ｂ_DFM1：第１のバースト波のＤＦＭ掃引幅
Ｂ_DFM2：第２のバースト波のＤＦＭ掃引幅
である。また、ここではＤＦＭ−ＦＭ送信法にも適用できるように表していて、
Ｂ_FM1：第１のバースト波のＦＭ掃引幅
Ｂ_FM2：第２のバースト波のＦＭ掃引幅
である。

ここで、φ１−φ２によりx1、x2のドップラ成分ωdがキャンセルされる。後は、Δωc、ΔB_DFM、ΔB_FMに応じたフィルタリング処理を行う。このフィルタリング処理は従来のＤＦＭ処理と同じである。

そこで、フィルタインパルスの位相項φｈを次式のように定めて入力信号に対してマッチングさせる。

ＤＦＭ−ＣＷ送信法の場合は、上式でΔＢ_FM＝０である。

このようにして、前記相関フィルタ１２１のバンドパスフィルタ１２４は、第１・第２のバースト波の周波数差で決まる位相分だけ移相しつつ第１・第２のバースト波の持続時間分について積分する。

前記相関フィルタを備えた超音波送受信装置全体の構成をブロック図として図１３に示す。ここで、発振回路１２０はトランスデューサ１０１の各振動子を駆動する駆動信号を生成し、増幅回路１０３がそれを増幅し、トラップ１０２を介してトランスデューサ１０１の各振動子を駆動する。この発振回路１２０および増幅回路１０３はこの発明に係る送信制御手段に相当する。プリアンプ１０５は受信ビームを形成すべき方向に向く所定の広がりをもつ開口内の複数の振動子の受信信号を増幅し、プリフィルタ１０６は不要な雑音周波数成分を除去する。Ａ／Ｄコンバータ１０７は各信号をディジタルデータへ変換し、ビームフォーマ１０８は受信すべき方位θｈを向く鋭い受信ビームを形成する。

相関フィルタ１２１は、ビームフォーマ１０８で合成された合成受信信号に対して探知すべき方位の素子方位角θｈに応じて、図１１（Ｂ）に示したバンドパスフィルタ１２４の通過帯域の中心周波数を定める。

図１４は前記相関フィルタの具体的な構成例を示す図である。図１４において、遅延回路Ｄ、係数乗算回路ｈ、および加算回路Σでバンドパスフィルタ１２４を構成している。

共役遅延回路１２２は、入力信号Ｘｎを、第１のバースト波と第２のバースト波の送信開始タイミングの時間差に相当するステップ数Ｎ_Td分だけ遅延させるとともに入力信号の共役信号を出力する。掛け算回路１２３は、入力信号Ｘｎと共役遅延回路１２２の出力信号とを掛け算する。このバンドパスフィルタ１２４の演算を式で表すと次の通りである。

ここでＴはバースト波の持続時間、Ｔｄは第１のバースト波の送信開始タイミングと第２のバースト波の送信開始タイミングとの時間差、φ（τ）は第１・第２のバースト波の差の周波数での位相角である。

図１３に示したバンドパスフィルタ１２４内の係数乗算回路ｈの係数は、第１・第２のバースト波の送信信号の方位毎の周波数差Δｆ（φ）で決まる係数とする。すなわち
φ（ｔ）＝２πΔｆ（φ）ｔ
で表した時、
ｈ０＝ｅ^−ｊφ０
ｈ１＝ｅ^−ｊφ１
・
・
・
ｈ_ＮＴｄ-1＝ｅ^{−ｊφＮＴｄ−１}
ｈ_ＮＴｄ＝ｅ^{−ｊφＮＴｄ}
の関係で表すことができる。

図１５は前記相関フィルタの別の構成例を示す図である。遅延回路Ｄ、係数乗算回路ｈ、および加算回路Σでバンドパスフィルタ１２４を構成している。この例では入力信号Ｘｎと共役遅延回路１２２の出力信号とを別々に遅延させて、それぞれの段で掛け算を行っている。

次に、第２の実施形態に係る超音波送受信装置について図１６を基に説明する。
図１６においてｆ１（θ）は第１のバースト波の方位ごとの送信信号の周波数、ｆ２（θ）は第２のバースト波の方位ごとの送信信号の周波数、またΔｆ（θ）は上記ｆ１（θ）とｆ２（θ）の差の周波数である。同図に示すように、送信から反射波の受信までの間にトランスデューサの基準方位がΔθだけ旋回した場合、受信時の旋回後の船首方位はΔθ分だけ変化することになる。そこで、この実施形態では第１・第２のバースト波の送信から受信までの船首方位の旋回角Δθを検知し、前記相関フィルタの方位に応じた送信周波数の差（バンドパスフィルタの中心周波数）を偏位させる。

そのため、ジャイロコンパスやＧＰＳコンパス等によって船首方位のデータを入力し、送信時と受信時の船首方位データの差Δθを算出し、その分、上記相関フィルタ内のバンドパスフィルタの中心周波数を偏位させる。

なお、第１・第２の実施形態では、送信制御手段が、トランスデューサの基準方位を基準とする方位に応じて送信周波数の差がリニアに異なる第１・第２の２つのバースト波が送信されるように複数の振動子を駆動したが、本願発明は第１・第２の２つのバースト波の送信周波数の差が方位変化に応じてリニアに変化するものに限らない。第１・第２の２つのバースト波の送信周波数の差が、隣接する方位ごとに異なっていればよい。また、第１・第２のバースト波をそれぞれ所定周波数幅でＦＭ掃引し、各方位について第１・第２のバースト波の中心周波数の差が隣接する方位ごとに異なるようにしてもよい。

次に、第３の実施形態に係るスキャニングソナーについて図１７・図１８を参照して説明する。
図１７は、スキャニングソナーの送受信チャンネルの構成を示すブロック図である。図１７において、ドライバ回路１２は、インタフェース２０，１１を介して、後述するプログラマブル送信ビーム形成制御部から与えられた２値化された駆動コードを、ハーフブリッジ型ＰＤＭ送信アンプ（パルス幅変調（ＰＤＭ：pulse-duration modulation ）により送信するための送信アンプ）のＦＥＴを駆動するための、２種類のドライブ信号にデコードする。

ＴＸ増幅回路１３は、上記ハーフブリッジ型ＰＤＭ送信回路によりＰＤＭ変調された２値信号を出力する。これにより、送受切替回路１４を介して振動子１０を駆動する。送受切替回路１４は、送信期間にＴＸ増幅回路１３の出力信号を振動子１０へ導き、受信期間に、振動子１０が出力した信号をプリアンプ１５へ受信信号として導く。プリアンプ１５は、この受信信号を増幅し、バンドパスフィルタ１６は、受信信号の周波数帯域以外のノイズ成分を除去する。Ａ／Ｄコンバータ１７は、その受信周波数帯域の信号を所定のサンプリング周期でサンプリングし、ディジタルデータ列に変換する。

上述の部分で送受信チャンネル１００を構成する。この送受信チャンネルは、１００ａ，１００ｂ，・・・１００ｎで示すように、振動子１０の数だけ備えている。

図１８は、図１７に示した複数の送受信チャンネル１００を用いて送信ビームおよび受信ビームを形成するとともに、所定探知範囲の探知画像を生成するためのブロック図である。図１８におけるインタフェース２０は、図１７に示したインタフェース２０のことである。

図１８において、２６はプログラマブル送信ビーム形成制御部である。このプログラマブル送信ビーム形成制御部２６は、送信信号生成回路２１、波形メモリ２４およびＴＸ−ＤＳＰ２５を含んでいる。送信信号生成回路２１には、タイミングジェネレータ２２と係数テーブル２３とを設けている。タイミングジェネレータ２２は、送信信号の生成タイミングの基準となる信号を発生する。ＴＸ−ＤＳＰ２５は送信信号生成用ＤＳＰ（ディジタル信号処理回路）である。

ＴＸ−ＤＳＰ２５は、ＰＤＭ変調波形を生成するための、２値化された基準駆動コードを、３２方位に対してそれぞれ８種類の異なるウェイトについて計算し、波形メモリ２４へ書き込む。さらに、送信ビーム形成のために、各チャンネルの遅延量、ウェイト値、送信方位番号（基準方位からの素子方位角）を送信周期毎に計算し、これらをテーブルとして係数テーブル２３に書き込む。

送信信号生成回路２１は、係数テーブル２３から係数を読み出し、該当する駆動コードを波形メモリから読み出して、各チャンネル毎に送信方位番号に対応する基準駆動コードとウェイト値と遅延量とに基づいて駆動コードを生成する。

バッファメモリ２７は、インタフェース２０を介して各チャンネルからの受信データを一時記憶するメモリである。２８はプログラマブル受信ビーム形成制御部であり、ＲＸ−ＤＳＰ２９、係数テーブル３０、および受信ビーム形成演算部３１を含んでいる。ＲＸ−ＤＳＰ２９は、各受信ビーム毎に各振動子による受信信号の位相とウェイトを計算し、係数テーブル３０へ書き込む。受信ビーム形成演算部３１は、各振動子の受信信号に対して係数テーブル３０に書き込まれた位相とウェイトの計算を行って合成することにより合成受信信号を得る。この合成受信信号を受信ビーム毎の時系列データとして求め、これをバッファメモリ３２へ書き込む。

３３はプログラマブルフィルタであり、フィルタＤＳＰ３４、係数テーブル３５、およびフィルタ演算部３６から構成している。このプログラマブルフィルタ３３は、各受信ビームの受信信号毎に前述した相関フィルタ処理を行う。フィルタＤＳＰ３４は、ビーム毎に所定の通過帯域フィルタ特性を得るためのフィルタ係数を計算し、それを係数テーブル３５へ書き込む。フィルタ演算部３６は係数テーブル３５の係数を基に前記ディジタルフィルタの演算を行い、帯域処理済受信信号を求める。

エンベロープ検出部４０は、各受信ビームの帯域処理済受信信号のエンベロープ（包絡線）を検出する。

イメージ処理部４１は、各受信ビームの各距離における受信信号強度をイメージ情報化してディスプレイ４２へ出力する。これによりディスプレイ４２に所定探知範囲の探知画像を表示する。

操作部３９は、探知範囲のティルト角の指示等を行う入力部である。ホストＣＰＵ３７は、インタフェース３８を介して操作部３９の指示内容を読み取り、上述した各部の制御を行う。

なお、図１８では省略したが、船舶のローリングやピッチングを検出する装置からそれらの情報を入力し、ＴＸ−ＤＳＰ２５は、船舶の動揺に関わらず常に所定の探知範囲に送信ビームを形成するように、係数テーブル２３に書き込むべき係数を計算する。同様に、船舶のローリングやピッチングに応じて、ＲＸ−ＤＳＰ２９は、船舶の動揺に関わらず常に所定方位に受信ビームを形成するように、係数テーブル３０に書き込むべき係数を計算する。

従来のＤＦＭ−ＦＭ送信法による送信信号の例を示す図である。従来のＤＦＭ−ＣＷ送信法による送信信号の例を示す図である。従来のＤＦＭ送信法による方位別周波数の例と受信ビームの周波数フィルタリングの効果を示す図である。従来のＤＦＭ送信法による超音波送受信装置の全体の構成を示すブロック図である。同超音波送受信装置のドップラ効果による第１の課題を示す図である。従来のＤＦＭ送信法による超音波送受信装置の走航時のビーム品質の変化を示す図である。従来のＤＦＭ送信法による超音波送受信装置の第２の課題を示す図である。同じく第３の課題を示す図である。第１の実施形態に係る超音波送受信装置の第１・第２のバースト波の方位別周波数の例を示す図である。第１・第２のバースト波の構成を示す図である。合成受信ビームと物標からの反射波とのなす角度、送受信信号、および相関フィルタの構成を示す図である。受信信号の波形を示す図である。超音波送受信装置全体の構成を示すブロック図である。相関フィルタの構成を示すブロック図である。相関フィルタの別の構成を示す図である。第２の実施形態に係る超音波送受信装置の処理内容を示す図である。第３の実施形態に係るスキャニングソナーの構成を示す図である。第３の実施形態に係るスキャニングソナーの構成を示す図である。

符号の説明

１０３−増幅回路
１０４−発振回路
１０５−プリアンプ
１０６−プリフィルタ
１０７−Ａ／Ｄコンバータ
１０８−ビームフォーマ
１０９−バンドパスフィルタ
１１０−信号検出回路
１２０−送信信号発生回路
１２１−相関フィルタ
１２２−共役遅延回路
１２３−掛け算回路
１２４−バンドパスフィルタ

Claims

方位方向に複数の振動子を配列したトランスデューサと、該トランスデューサの複数の振動子を駆動して超音波を送信する送信制御手段と、前記超音波の物標からの反射波を受けて生じる前記複数の振動子の受信信号を基に、所定方位から到来する受信信号を合成して合成受信信号を得る受信制御手段とを備えた超音波送受信装置において、
前記送信制御手段は、前記トランスデューサの基準方位を基準とする方位に応じて送信周波数の差が異なる第１・第２の２つのバースト波が送信されるように前記複数の振動子を駆動するものとし、
前記受信制御手段は、前記第１のバースト波による前記合成受信信号の複素共役と前記第２のバースト波による前記合成受信信号との積を入力波形として求める手段と、前記第１のバースト波の複素共役と前記第２のバースト波との積に相当する波形と前記入力波形との相互相関処理を行う相関処理手段と、を備えたことを特徴とする超音波送受信装置。
前記超音波の送信から前記反射波の受信までの前記トランスデューサの基準方位の旋回角を検知する手段を備え、前記旋回角だけ前記相関処理手段の前記方位に応じた送信周波数の差を偏位させる手段を備えた請求項１に記載の超音波送受信装置。
前記送信制御手段は、前記第１・第２のバースト波を所定の遅延時間をもって時間的に重ならないタイミングで順次送信する請求項１または２に記載の超音波送受信装置。
請求項１〜３のうちいずれかに記載の超音波送受信装置と、該超音波送受信装置の送信制御手段および受信制御手段の制御により、探査すべき方位を順次走査して、各方位の前記相関処理手段によってフィルタリングされた信号から探知範囲の探知画像データを求め、該探知画像データを表示する手段と、を備えたスキャニングソナー。