JP5216162B2 - 位相調整回路、位相調整方法 - Google Patents
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Description
本発明は位相調整回路、位相調整方法に関し、特に、直交復調を行う受信回路、または直交変調を行う送信回路に用いられる、ＩＱ直交ローカル信号を生成する位相調整回路、位相調整方法に関する。
近年、携帯電話やデジタル放送に代表されるようにデジタル信号を変調して送受信するデジタル変調方式が無線通信の方式として広く用いられている。デジタル変調には、主にＰＳＫ（Phase Shift Keying）変調、ＱＰＳＫ（Quadrature ＰＳＫ）変調、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）などが挙げられる。これらはいずれもＩ信号（In-phase信号、同相成分）とＱ信号（Quadrature信号、直交成分）とが直交多重された信号を用いる通信方式である。
これらＩ信号およびＱ信号を用いてＩＱ変調やＩＱ復調を行う際、その手段の一つとして、次の方法が簡便で有効である。すなわち、キャリア周波数を９０度位相の異なる２信号としたＩＱ直交ローカル信号を用いて、ミキサ回路によってＩＱであらわされたベースバンド信号を直接変調する、あるいはＩＱ直交変調された高周波信号を直接復調する方法が簡便で有効である。ただしこの直接変調や直接復調を行う場合、Ｉローカル信号とＱローカル信号との位相差が、理想的な位相差である９０度からずれてしまうと、ＩＱの直交性が損なわれ、通信品質の劣化が生じることがよく知られている。
たとえば、ＩＱ直交変調を行う送信機や受信機において、ＩＱ直交ローカルの位相差が正確な９０度からずれると、変調信号および復調信号のＩＱコンスタレーションが歪み、ＥＶＭ（Error Vector Magnitude）の劣化をもたらす。そのため、ＩＱ直交ローカルの位相誤差を小さく抑えることがより良い通信品質を実現する上で重要となる。しかしＩＱ直交ローカルの位相誤差は、Ｉローカル信号およびＱローカル信号を生成するための９０度位相シフト回路の不完全性や、ローカル信号の伝送路のＩ側Ｑ側でのアンバランスなどさまざまな要因で発生する。このため、きわめて小さい位相誤差を実現するためにはＩＱローカル信号の位相補正が必要となる。
ＩＱローカル信号の位相誤差を調整する手段は、例えば、特許文献１に記載されている。特許文献１では、図１８に示すような回路を用いてＩＱローカル信号の位相差を調整して位相誤差を抑えている。この回路では、シングル入力端子にローカル信号を入力し、差動出力ポートから位相が調整されたローカル信号を得る。そして、容量Ｃ１およびＣ２、または、抵抗Ｒ１およびＲ２を可変素子にしてそれぞれ容量値および抵抗値を調整することで、その値に応じて差動出力ポートに現れる信号の位相を変化させる。
ＩＱ直交変調を行う送信機や受信機を実現するための実際の回路においては、ＩＱ直交ローカル信号はさまざまな要因でその位相差が９０度からずれてしまう。例えば、ＩＱ直交ローカル信号生成回路からミキサ回路への伝播経路につく抵抗成分、容量成分のミスマッチによってＩＱローカル信号の伝播遅延に差異が生じたり、またＩＱ直交ローカル信号生成回路そのものがもつＩＱ間のミスマッチでローカル信号の波形がＩＱ間で差異をもち、その結果ミキサ回路におけるスイッチングタイミングがＩＱ間でずれることで位相誤差となる場合もある。そのため、通信品質を向上させるためには、送信機や受信機の製造後にＩＱ直交ローカル信号の位相差を９０度となるように補正するＩＱ位相調整回路が必要になる。
ここで、特許文献１に記載された回路では、抵抗と容量との組み合わせにより生じる位相変動の周波数特性を利用して位相を調整している。このため、低い周波数から高い周波数まで広い周波数範囲をもつローカル信号の位相を調整するためには抵抗値と容量値とを大きく調整できる必要がある。その一方で位相調整精度を確保するためにはきわめて細かい調整が必要である。したがって、大きな抵抗調整幅および大きな容量調整幅が必要であり、かつ、それらを細かく調整できる必要がある。よって、高い精度を保ったまま広い周波数範囲のローカル信号に適用するのは、素子値切り替えの規模が大きくなるため、その実現は容易ではない。
また、送信機や受信機を半導体集積回路において実現する場合もある。半導体集積回路において、特許文献１に記載の回路を採用し、高精度に抵抗値と容量値とを切り替えるためには、非常に大きなサイズの素子が必要となるのが一般的である。このため、特許文献１に記載の回路を含むＩＱ位相調整回路を半導体集積回路内で実現するためには、回路面積規模が非常に大きなものになるという問題点があった。
本発明はこの点に鑑みてなされたものであり、その目的は広い周波数範囲のＩＱローカル信号に対して、容易に精度のよい位相調整を実現し、また半導体集積回路内でも非常に小面積で実現できる、位相調整回路、位相調整方法を提供することである。
上記の目的を達成するために、本発明のある態様に係る位相調整回路は、第１のＩローカル信号、および前記第１のＩローカル信号と同一の周波数で位相が異なる第１のＱローカル信号のうち、一方のローカル信号が入力され、且つ前記第１のＩローカル信号と前記第１のＱローカル信号とに所望の位相差を与えるための調整量に応じた利得を有する第１の増幅部と、前記第１のＩローカル信号および前記第１のＱローカル信号のうち、他方のローカル信号と前記第１の増幅部からの出力信号とを加算もしくは減算し、前記一方のローカル信号が前記第１のＩローカル信号であるとき第２のＱローカル信号を出力し、前記一方のローカル信号が前記第１のＱローカル信号であるとき第２のＩローカル信号を出力する第１の加減算部と、
を備え、
前記第２のＩローカル信号および前記第２のＱローカル信号は、直交ミキサに入力される。このような構成によれば、直交変復調回路に用いるＩＱローカル信号の精密な位相調整を、実現することができる。
を備え、
前記第２のＩローカル信号および前記第２のＱローカル信号は、直交ミキサに入力される。このような構成によれば、直交変復調回路に用いるＩＱローカル信号の精密な位相調整を、実現することができる。
前記第１の増幅部は、利得が変化可能であることが望ましい。利得が変化可能であるため、ＩＱローカル信号の位相調整を精密に行うことができる。
また、前記第１の増幅部は、利得が固定であってもよい。
前記第１の増幅部は、バイアス電流を変化させることにより、利得が調整されることが望ましい。バイアス電流を変化させて利得が調整されることにより、ＩＱローカル信号の位相調整を精密に行うことができる。
また、前記第１の増幅部は、利得が固定であってもよい。
前記第１の増幅部は、バイアス電流を変化させることにより、利得が調整されることが望ましい。バイアス電流を変化させて利得が調整されることにより、ＩＱローカル信号の位相調整を精密に行うことができる。
前記第１の増幅部には、ロード抵抗が接続されており、前記ロード抵抗に前記バイアス電流が供給されていてもよい。バイアス電流を変化させて相互コンダクタンス値を変化させ、これとロード抵抗との積によって決定される利得が調整されることにより、ＩＱローカル信号の位相調整を精密に行うことができる。
前記他方のローカル信号が入力され、且つ前記第１のＩローカル信号と前記第１のＱローカル信号とに所望の位相差を与えるための調整量に応じた利得を有する第２の増幅部と、
前記一方のローカル信号と前記第２の増幅部からの出力信号とを加算もしくは減算し、前記一方のローカル信号が前記第１のＩローカル信号であるとき第２のＩローカル信号を出力し、前記一方のローカル信号が前記第１のＱローカル信号であるとき第２のＱローカル信号を出力する第２の加減算部と、
を更に備えていてもよい。このような構成によれば、直交変復調回路に用いるＩＱローカル信号の精密な位相調整を、実現することができる。
前記第２の増幅部は、利得が変化可能であることが望ましい。利得が変化可能であるため、ＩＱローカル信号の位相調整を精密に行うことができる。
また、前記第２の増幅部は、利得が固定であってもよい。
前記第２の増幅部は、バイアス電流を変化させることにより、利得が調整されることが望ましい。バイアス電流を変化させて利得が調整されることにより、ＩＱローカル信号の位相調整を精密に行うことができる。
前記第２の増幅部には、ロード抵抗が接続されており、前記ロード抵抗に前記バイアス電流が供給されていてもよい。バイアス電流を変化させて相互コンダンクタンス値を変化させ、これとロード抵抗との積によって決定される利得が調整されることにより、ＩＱローカル信号の位相調整を精密に行うことができる。
位相調整回路の他の態様において、前記第１のＩローカル信号と前記第１のＱローカル信号との位相差が９０度からずれた誤差である位相誤差の値の正負に応じて、前記第１の増幅部及び前記第２の増幅部の一方の利得が零に設定されてもよい。このような構成によれば、一方のみの増幅器の動作のみの簡潔な構成で位相調整回路を実現することができる。
前記一方のローカル信号と前記第２の増幅部からの出力信号とを加算もしくは減算し、前記一方のローカル信号が前記第１のＩローカル信号であるとき第２のＩローカル信号を出力し、前記一方のローカル信号が前記第１のＱローカル信号であるとき第２のＱローカル信号を出力する第２の加減算部と、
を更に備えていてもよい。このような構成によれば、直交変復調回路に用いるＩＱローカル信号の精密な位相調整を、実現することができる。
前記第２の増幅部は、利得が変化可能であることが望ましい。利得が変化可能であるため、ＩＱローカル信号の位相調整を精密に行うことができる。
また、前記第２の増幅部は、利得が固定であってもよい。
前記第２の増幅部は、バイアス電流を変化させることにより、利得が調整されることが望ましい。バイアス電流を変化させて利得が調整されることにより、ＩＱローカル信号の位相調整を精密に行うことができる。
前記第２の増幅部には、ロード抵抗が接続されており、前記ロード抵抗に前記バイアス電流が供給されていてもよい。バイアス電流を変化させて相互コンダンクタンス値を変化させ、これとロード抵抗との積によって決定される利得が調整されることにより、ＩＱローカル信号の位相調整を精密に行うことができる。
位相調整回路の他の態様において、前記第１のＩローカル信号と前記第１のＱローカル信号との位相差が９０度からずれた誤差である位相誤差の値の正負に応じて、前記第１の増幅部及び前記第２の増幅部の一方の利得が零に設定されてもよい。このような構成によれば、一方のみの増幅器の動作のみの簡潔な構成で位相調整回路を実現することができる。
前記第１の加減算部及び前記第２の加減算部は、一方が加算を行い、他方が減算を行うことを特徴とする。このような構成によれば、より簡潔な構成で、直交変復調回路に用いるＩＱローカル信号の精密な位相調整を、実現することができる。
前記第２の加減算部には、第３の増幅部を介して、前記一方のローカル信号が入力され、
前記第１の加減算部には、第４の増幅部を介して、前記他方のローカル信号が入力されることを特徴とする。このような構成によれば、直交変復調回路に用いるＩＱローカル信号の精密な位相調整を、実現することができる。
前記第２の加減算部には、第３の増幅部を介して、前記一方のローカル信号が入力され、
前記第１の加減算部には、第４の増幅部を介して、前記他方のローカル信号が入力されることを特徴とする。このような構成によれば、直交変復調回路に用いるＩＱローカル信号の精密な位相調整を、実現することができる。
前記第１の加減算部は、前記第１の増幅部の出力と前記第４の増幅部の出力との結線によって実現され、
前記第２の加減算部は、前記第２の増幅部の出力と前記第３の増幅部の出力との結線によって実現されることを特徴とする。このような構成によれば、出力を結線することで加減算部を実現できるため、位相調整回路を簡易な構成で実現することができる。
前記第２の加減算部は、前記第２の増幅部の出力と前記第３の増幅部の出力との結線によって実現されることを特徴とする。このような構成によれば、出力を結線することで加減算部を実現できるため、位相調整回路を簡易な構成で実現することができる。
前記第１のＩローカル信号及び前記第１のＱローカル信号を生成するローカル信号生成部を更に備え、前記ローカル信号生成部は、第５のローカル信号を入力し所定の分周比で分周して前記第１のＩローカル信号及び前記第１のＱローカル信号を生成する分周部を有することが望ましい。分周部を用いてＩＱ位相調整回路を構成することにより、より簡便な回路構成によって、ＩＱ位相調整回路を実現することができる。
前記第１のＩローカル信号及び前記第１のＱローカル信号を生成するローカル信号生成部を更に備え、前記ローカル信号生成部は、第５のローカル信号を入力し位相をシフトさせて前記第１のＩローカル信号及び前記第１のＱローカル信号を生成する位相分割部を有することが望ましい。このような構成によれば、位相誤差が零になるように位相調整を行うことができる。
本発明のある態様に係る位相調整方法は、第１のＩローカル信号、および前記第１のＩローカル信号と同一の周波数で位相が異なる第１のＱローカル信号のうち、一方のローカル信号を前記第１のＩローカル信号と前記第１のＱローカル信号とに所望の位相差を与えるための調整量に応じた利得で増幅する第１のステップと、
前記第１のＩローカル信号および前記第１のＱローカル信号のうち、他方のローカル信号と前記一方のローカル信号を増幅した信号とを加算もしくは減算し、前記一方のローカル信号が前記第１のＩローカル信号であるとき第２のＱローカル信号を出力し、前記一方のローカル信号が前記第１のＱローカル信号であるとき第２のＩローカル信号を出力する第２のステップと、
を備え、
前記第２のＩローカル信号および前記第２のＱローカル信号は、直交ミキサに入力される。この方法によれば、直交変復調回路に用いるＩＱローカル信号の精密な位相調整を、実現することができる。
前記第１のＩローカル信号および前記第１のＱローカル信号のうち、他方のローカル信号と前記一方のローカル信号を増幅した信号とを加算もしくは減算し、前記一方のローカル信号が前記第１のＩローカル信号であるとき第２のＱローカル信号を出力し、前記一方のローカル信号が前記第１のＱローカル信号であるとき第２のＩローカル信号を出力する第２のステップと、
を備え、
前記第２のＩローカル信号および前記第２のＱローカル信号は、直交ミキサに入力される。この方法によれば、直交変復調回路に用いるＩＱローカル信号の精密な位相調整を、実現することができる。
本発明によれば、直交変復調回路に用いるＩＱローカル信号の精密な位相調整を、広いローカル周波数範囲で実現することができる。また、半導体集積回路内でＩＱ位相調整回路を実現する上で、非常に小さい面積規模でＩＱ位相調整回路を実現することができる。
以下、本発明による位相調整回路の実施の形態について、図面を参照して説明する。なお、以下の説明において参照する各図では、他の図と同等部分は同一符号によって示されている。
（直交変調回路、直交復調回路）
図１は本実施形態によるＩＱ位相調整回路を用いた直交変調回路の例であり、図２は本実施形態によるＩＱ位相調整回路を用いた直交復調回路の例である。図１の直交変調回路、図２の直交復調回路のいずれにおいても、位相誤差を持ったローカル信号として、互いに位相がおよそ９０度異なるローカル信号Ａおよびローカル信号ＢがＩＱ位相調整回路１０に入力され、このＩＱ位相調整回路１０において位相誤差を抑えたローカル信号Ａ２およびローカル信号Ｂ２が直交ミキサ２０に入力される。直交ミキサ２０は、ローカル信号Ａ２を入力の一方とするＩミキサ２０ａと、ローカル信号Ｂ２を入力の一方とするＱミキサ２０ｂとを備えている。
（直交変調回路、直交復調回路）
図１は本実施形態によるＩＱ位相調整回路を用いた直交変調回路の例であり、図２は本実施形態によるＩＱ位相調整回路を用いた直交復調回路の例である。図１の直交変調回路、図２の直交復調回路のいずれにおいても、位相誤差を持ったローカル信号として、互いに位相がおよそ９０度異なるローカル信号Ａおよびローカル信号ＢがＩＱ位相調整回路１０に入力され、このＩＱ位相調整回路１０において位相誤差を抑えたローカル信号Ａ２およびローカル信号Ｂ２が直交ミキサ２０に入力される。直交ミキサ２０は、ローカル信号Ａ２を入力の一方とするＩミキサ２０ａと、ローカル信号Ｂ２を入力の一方とするＱミキサ２０ｂとを備えている。
図１の直交変調回路においては、ＩＱ送信ベースバンド信号がＩミキサ２０ａとＱミキサ２０ｂとでそれぞれ周波数変換され、ＩＱ合成されて送信ＲＦ（Radio Frequency）信号として出力される。また、図２の直交復調回路においては、受信ＲＦ信号がＩミキサ２０ａとＱミキサ２０ｂとでそれぞれ周波数変換され、ＩＱ受信ベースバンド信号となる。
（ＩＱ位相調整回路の構成例）
図３は本実施形態によるＩＱ位相調整回路の構成例を示すブロック図である。ローカル信号Ｂは、利得すなわちゲインが調整できる可変アンプＡＭＰ２（第２の増幅部）に入力され、その出力が加減算回路（加減算部）５においてローカル信号Ａから加算もしくは減算され、ローカル信号Ａ２として出力される。同時に、ローカル信号Ｂはそのままローカル信号Ｂ２として出力される。このローカル信号Ａ２およびローカル信号Ｂ２が直交ミキサに使用するＩＱローカル信号となる。
図３は本実施形態によるＩＱ位相調整回路の構成例を示すブロック図である。ローカル信号Ｂは、利得すなわちゲインが調整できる可変アンプＡＭＰ２（第２の増幅部）に入力され、その出力が加減算回路（加減算部）５においてローカル信号Ａから加算もしくは減算され、ローカル信号Ａ２として出力される。同時に、ローカル信号Ｂはそのままローカル信号Ｂ２として出力される。このローカル信号Ａ２およびローカル信号Ｂ２が直交ミキサに使用するＩＱローカル信号となる。
ここで、ローカル信号Ａが、ＩＱ位相調整回路に入力されるＩローカル信号（第１のＩローカル信号）であり、ローカル信号Ｂが、ＩＱ位相調整回路に入力されるＱローカル信号（第１のＱローカル信号）であるとき、ローカル信号Ａ２が、ＩＱ位相調整回路から出力されるＩローカル信号（第２のＩローカル信号）となり、ローカル信号Ｂ２が、ＩＱ位相調整回路から出力されるＱローカル信号（第２のＱローカル信号）となる。
また、ローカル信号Ａが、ＩＱ位相調整回路に入力されるＱローカル信号（第１のＱローカル信号）であり、ローカル信号Ｂが、ＩＱ位相調整回路に入力されるＩローカル信号（第１のＩローカル信号）であるとき、ローカル信号Ａ２が、ＩＱ位相調整回路から出力されるＱローカル信号（第２のＱローカル信号）となり、ローカル信号Ｂ２が、ＩＱ位相調整回路から出力されるＩローカル信号（第２のＩローカル信号）となる。
このとき、ローカル信号Ａ２について、ローカル信号Ａとローカル信号Ｂとの位相誤差（すなわち、位相差の９０度からのずれ）をα（α＞０）とすると、ローカル信号Ａはsin（ωｔ−α）、ローカル信号Ｂはｃｏｓωｔで表せる。可変アンプＡＭＰ２の利得をｋとすると、ローカル信号Ａ２は式（１）のようになる。
式（１）からわかるように、βを０（零）とすることでローカル信号Ａ２はローカル信号Ｂとの位相誤差が０（零）となる。つまり、この場合はｋ＝ｓｉｎαとし、加減算回路５で加算をすることでローカル信号Ａ２とローカル信号Ｂ２との位相誤差を無くすることができる。
本実施形態の位相調整回路は、上述したようなＩＱ直交ローカル信号生成回路そのものがもつＩＱ間ミスマッチによる位相誤差だけでなく、伝播経路や直交ミキサなどの後段の回路で生じるＩＱ間ミスマッチによる位相誤差を無くすこともできる。この場合、例えば、後段の直交ミキサにおいて、１度の位相誤差が生じるとき、βを−１度（つまり、ローカル信号Ａ２とローカル信号Ｂ２との位相差が８９度）となるように、ゲインｋの値を決めることで、直交変調回路及び直交復調回路全体の位相誤差を０（零）にすることができる。
ここで、α＝０としたとき、つまり、本実施形態の位相調整回路の前段の回路における位相誤差が０（零）のときについて考えると、ｋ＝ｔａｎβとなる。後段の回路が正の位相誤差をもつとき、βは負の値となり、後段の回路が負の位相誤差をもつとき、βは正の値となる。βが負の値のとき、可変アンプＡＭＰ２でｔａｎβの絶対値をかけて加減算回路５で減算をしてもよいし、可変アンプＡＭＰ２でｔａｎβ自体をかけて、加減算回路５で加算をしてもよい。一方、βが正の値のとき、可変アンプＡＭＰ２でｔａｎβをかけて、加減算回路５で加算をすればよい。
このゲインｋを細かく調整できるようにすることで、精密な位相調整が可能となる。ゲインｋが一定であれば位相調整量は周波数によらず一定となるため、たとえば数ＭＨｚから数ＧＨｚで動作するような広い周波数範囲のローカル信号について非常に精度よく調整を行うことが容易に可能となる。
特に、ＩＱ直交ローカル信号生成回路からミキサ回路への伝播経路につく抵抗成分、容量成分のミスマッチによるＩＱ間ミスマッチと、ＩＱ直交ローカル信号生成回路そのものがもつＩＱ間ミスマッチと、直交ミキサのばらつきで生じるＩＱ間ミスマッチと、に起因する位相誤差が零になるように位相調整を行うことができる。
特に、ＩＱ直交ローカル信号生成回路からミキサ回路への伝播経路につく抵抗成分、容量成分のミスマッチによるＩＱ間ミスマッチと、ＩＱ直交ローカル信号生成回路そのものがもつＩＱ間ミスマッチと、直交ミキサのばらつきで生じるＩＱ間ミスマッチと、に起因する位相誤差が零になるように位相調整を行うことができる。
なお、合成によりローカル信号Ａ２とローカル信号Ｂ２との振幅に差が生じるが、一般にＩＱ直交変復調回路のために生成したローカル信号のαは９０度に対して十分小さい、すなわち式（１）におけるｃｏｓαはほぼ１となるため、ローカル信号Ａ２の振幅
上記の例では、ローカル信号Ａ１とローカル信号Ｂ１との位相差が９０度を超える場合について説明した。逆に９０度未満の位相差をもつ場合は、位相誤差をα（α＞０）、可変アンプＡＭＰ２の利得をｋ、ローカル信号Ａをsin（ωｔ＋α）、ローカル信号Ｂをｃｏｓωｔであらわすと、ローカル信号Ａ２は式（３）のようになる。
なお、この加算および減算は逆の構成でも可能である。つまり、図４のように構成してもよい。すなわち、ローカル信号Ａが可変アンプＡＭＰ１（第１の増幅部）に入力され、その出力が加減算回路（加減算部）５においてローカル信号Ｂから加算もしくは減算され、ローカル信号Ｂ２として出力され、同時に、ローカル信号Ａはそのままローカル信号Ａ２として出力する構成としてもよい。
ここで、ローカル信号Ａが、ＩＱ位相調整回路に入力されるＩローカル信号（第１のＩローカル信号）であり、ローカル信号Ｂが、ＩＱ位相調整回路に入力されるＱローカル信号（第１のＱローカル信号）であるとき、ローカル信号Ａ２が、ＩＱ位相調整回路から出力されるＩローカル信号（第２のＩローカル信号）となり、ローカル信号Ｂ２が、ＩＱ位相調整回路から出力されるＱローカル信号（第２のＱローカル信号）となる。
また、ローカル信号Ａが、ＩＱ位相調整回路に入力されるＱローカル信号（第１のＱローカル信号）であり、ローカル信号Ｂが、ＩＱ位相調整回路に入力されるＩローカル信号（第１のＩローカル信号）であるとき、ローカル信号Ａ２が、ＩＱ位相調整回路から出力されるＱローカル信号（第２のＱローカル信号）となり、ローカル信号Ｂ２が、ＩＱ位相調整回路から出力されるＩローカル信号（第２のＩローカル信号）となる。
図４に示した位相調整回路は、図３に示した位相調整回路と相似であるので、図３に示した位相調整回路と同様の効果が得られる。つまり、ゲインｋを細かく調整できるようにすることで、精密な位相調整が可能となる。ゲインｋが一定であれば位相調整量は周波数によらず一定となるため、たとえば数ＭＨｚから数ＧＨｚで動作するような広い周波数範囲のローカル信号について非常に精度よく調整を行うことが容易に可能となる。
特に、ＩＱ直交ローカル信号生成回路からミキサ回路への伝播経路につく抵抗成分、容量成分のミスマッチによるＩＱ間ミスマッチと、ＩＱ直交ローカル信号生成回路そのものがもつＩＱ間ミスマッチと、直交ミキサのばらつきで生じるＩＱ間ミスマッチと、に起因する位相誤差が零になるように位相調整を行うことができる。
（ＩＱ位相調整回路の他の構成例）
図５は本実施形態によるＩＱ位相調整回路の他の構成例を示すブロック図である。ローカル信号Ａは、利得すなわちゲインが調整できる可変アンプＡＭＰ１に入力され、その出力が減算器４においてローカル信号Ｂから減算され、ローカル信号Ｂ２として出力される。同様に、ローカル信号Ｂは、利得が調整できる可変アンプＡＭＰ２に入力され、その出力が加算器３においてローカル信号Ａと加算され、ローカル信号Ａ２として出力される。このローカル信号Ａ２およびローカル信号Ｂ２が直交ミキサに使用するＩＱローカル信号となる。
図５は本実施形態によるＩＱ位相調整回路の他の構成例を示すブロック図である。ローカル信号Ａは、利得すなわちゲインが調整できる可変アンプＡＭＰ１に入力され、その出力が減算器４においてローカル信号Ｂから減算され、ローカル信号Ｂ２として出力される。同様に、ローカル信号Ｂは、利得が調整できる可変アンプＡＭＰ２に入力され、その出力が加算器３においてローカル信号Ａと加算され、ローカル信号Ａ２として出力される。このローカル信号Ａ２およびローカル信号Ｂ２が直交ミキサに使用するＩＱローカル信号となる。
ここで、ローカル信号Ａが、ＩＱ位相調整回路に入力されるＩローカル信号（第１のＩローカル信号）であり、ローカル信号Ｂが、ＩＱ位相調整回路に入力されるＱローカル信号（第１のＱローカル信号）であるとき、ローカル信号Ａ２が、ＩＱ位相調整回路から出力されるＩローカル信号（第２のＩローカル信号）となり、ローカル信号Ｂ２が、ＩＱ位相調整回路から出力されるＱローカル信号（第２のＱローカル信号）となる。
また、ローカル信号Ａが、ＩＱ位相調整回路に入力されるＱローカル信号（第１のＱローカル信号）であり、ローカル信号Ｂが、ＩＱ位相調整回路に入力されるＩローカル信号（第１のＩローカル信号）であるとき、ローカル信号Ａ２が、ＩＱ位相調整回路から出力されるＱローカル信号（第２のＱローカル信号）となり、ローカル信号Ｂ２が、ＩＱ位相調整回路から出力されるＩローカル信号（第２のＩローカル信号）となる。
このとき、ローカル信号Ａとローカル信号Ｂとの位相誤差（すなわち、位相差の９０度からのずれ）をα（α＞０）とすると、ローカル信号Ａはｓｉｎ（ωｔ−α）、ローカル信号Ｂはｃｏｓωｔで表せる。可変アンプＡＭＰ２の利得をｋとすると、ローカル信号Ａ２は前述の式（１）のようになり、この場合もβを０（零）とすることでローカル信号Ａ２はローカル信号Ｂとの位相誤差が０（零）となる。つまり、この場合はｋ＝ｓｉｎαとし、かつローカル信号Ｂにはローカル信号Ａを合成しない（すなわち、可変アンプＡＭＰ２のゲインを０（零）とする）ことでローカル信号Ｂをそのままローカル信号Ｂ２として使用し、ローカル信号Ａ２とローカル信号Ｂ２との位相誤差を無くすることができる。
本実施形態のＩＱ位相調整回路は、上述したようなＩＱ直交ローカル信号生成回路そのものがもつＩＱ間ミスマッチによる位相誤差だけでなく、伝播経路や直交ミキサなどの後段の回路で生じるＩＱ間ミスマッチによる位相誤差を無くすこともできる。この場合、例えば、後段の直交ミキサにおいて、−１度の位相誤差が生じるとき、βを１度（つまり、ローカル信号Ａ２とローカル信号Ｂ２との位相差が９１度）となるように、ゲインｋの値を決めることで、直交変調回路及び直交復調回路全体の位相誤差を０（零）にすることができる。
ここで、α＝０としたとき、つまり、本実施形態の位相調整回路の前段の回路における位相誤差が０（零）のときについて考えると、ｋ＝ｔａｎβとなる。後段の回路が負の位相誤差をもつとき、βは正の値となり、可変アンプＡＭＰ２でｔａｎβをかけて加算器３で加算をすることで、後段の回路で発生するＩＱ間ミスマッチによる位相誤差を０（零）にすることができる。
上記の例では、ローカル信号Ａ１とローカル信号Ｂ１との位相差が９０度を超える場合について説明した。逆に９０度未満の位相差をもつ場合は、位相誤差をα（α＞０）、可変アンプＡＭＰ２の利得をｋ、ローカル信号Ａをｓｉｎωｔ、ローカル信号Ｂをｃｏｓ（ωｔ−α）であらわすと、ローカル信号Ｂ２は、式（５）となる。
ただし、βは式（４）となるため、可変アンプＡＭＰ２のゲインｋをｋ＝ｓｉｎαとし、可変アンプＡＭＰ１のゲインを０（零）にしてローカル信号Ａをそのままローカル信号Ａ２として使用することで、この場合も同様に位相差を９０度に補正することができる。
本実施形態の位相調整回路は、上述したようなＩＱ直交ローカル信号生成回路そのものがもつＩＱ間ミスマッチによる位相誤差だけでなく、伝播経路や直交ミキサなどの後段の回路で生じるＩＱ間ミスマッチによる位相誤差を無くすこともできる。この場合、例えば、後段の直交ミキサにおいて、１度の位相誤差が生じるとき、βを−１度（つまり、ローカル信号Ａ２とローカル信号Ｂ２との位相差が８９度）となるように、ゲインｋの値を決めることで、直交変調回路及び直交復調回路全体の位相誤差を０（零）にすることができる。
ここで、α＝０としたとき、つまり、本実施形態の位相調整回路の前段の回路における位相誤差が０（零）のときについて考えると、ｋ＝ｔａｎβとなる。後段の回路が正の位相誤差をもつとき、βは負の値となり、可変アンプＡＭＰ１でｔａｎβの絶対値をかけて減算器４で減算をすることで、後段の回路で発生するＩＱ間ミスマッチによる位相誤差を０（零）にすることができる。
さて一般にはＩＱ直交ローカル信号の位相誤差は正値にも負値にもなりえるが、これに対応するため本例では図５の構成とする。つまり、可変アンプＡＭＰ１の出力はローカル信号Ｂから減算し、もう一方の可変アンプＡＭＰ２の出力はローカル信号Ａに加算とする構成とする。この構成により、位相差が９０度に対して大きい場合、小さい場合の両方について（つまり、位相誤差の値の正負に応じて）、可変アンプＡＭＰ１および可変アンプＡＭＰ２のどちらかを動作させることで、位相差９０度への補正を実現することが可能となる。
なお、この加算および減算は逆の構成でも可能である。つまり、図６のように、可変アンプＡＭＰ１の出力はローカル信号Ｂに加算し、もう一方の可変アンプＡＭＰ２の出力はローカル信号Ａから減算する構成としてもよい。
ここで、ローカル信号Ａが、ＩＱ位相調整回路に入力されるＩローカル信号（第１のＩローカル信号）であり、ローカル信号Ｂが、ＩＱ位相調整回路に入力されるＱローカル信号（第１のＱローカル信号）であるとき、ローカル信号Ａ２が、ＩＱ位相調整回路から出力されるＩローカル信号（第２のＩローカル信号）となり、ローカル信号Ｂ２が、ＩＱ位相調整回路から出力されるＱローカル信号（第２のＱローカル信号）となる。
ここで、ローカル信号Ａが、ＩＱ位相調整回路に入力されるＩローカル信号（第１のＩローカル信号）であり、ローカル信号Ｂが、ＩＱ位相調整回路に入力されるＱローカル信号（第１のＱローカル信号）であるとき、ローカル信号Ａ２が、ＩＱ位相調整回路から出力されるＩローカル信号（第２のＩローカル信号）となり、ローカル信号Ｂ２が、ＩＱ位相調整回路から出力されるＱローカル信号（第２のＱローカル信号）となる。
また、ローカル信号Ａが、ＩＱ位相調整回路に入力されるＱローカル信号（第１のＱローカル信号）であり、ローカル信号Ｂが、ＩＱ位相調整回路に入力されるＩローカル信号（第１のＩローカル信号）であるとき、ローカル信号Ａ２が、ＩＱ位相調整回路から出力されるＱローカル信号（第２のＱローカル信号）となり、ローカル信号Ｂ２が、ＩＱ位相調整回路から出力されるＩローカル信号（第２のＩローカル信号）となる。
要するに、一方が加算で、他方が減算であることにより、位相誤差が正値の場合、負値の場合のいずれにも対応できることが本発明のポイントである。つまり、ローカル信号Ａとローカル信号Ｂとの位相差が９０度からずれた誤差である位相誤差の値の正負に応じて、可変アンプＡＭＰ１及び可変アンプＡＭＰ２の一方の利得が零に設定される。
図６に示した位相調整回路は、図５に示した位相調整回路と相似であるので、図５に示した位相調整回路と同様の効果が得られる。つまり、ゲインｋを細かく調整できるようにすることで、精密な位相調整が可能となる。ゲインｋが一定であれば位相調整量は周波数によらず一定となるため、たとえば数ＭＨｚから数ＧＨｚで動作するような広い周波数範囲のローカル信号について非常に精度よく調整を行うことが容易に可能となる。
特に、ＩＱ直交ローカル信号生成回路からミキサ回路への伝播経路につく抵抗成分、容量成分のミスマッチによるＩＱ間ミスマッチと、ＩＱ直交ローカル信号生成回路そのものがもつＩＱ間ミスマッチと、直交ミキサのばらつきで生じるＩＱ間ミスマッチと、に起因する位相誤差が零になるように位相調整を行うことができる。
さらに、上述した形態では、可変アンプＡＭＰ１及び可変アンプＡＭＰ２のいずれか一方の利得が零に設定される場合について説明したが、図５及び図６に示した位相調整回路は可変アンプＡＭＰ１及び可変アンプＡＭＰ２の両方に利得をもたせることもできる。つまり、可変アンプＡＭＰ１及び可変アンプＡＭＰ２の両方に利得をもたせて、位相誤差の補正量をローカル信号Ａ２と、ローカル信号Ｂ２とに配分することで、位相調整を行うことができる。特に、均等に配分することで、上述した効果に加えて、ローカル信号Ａ２、ローカル信号Ｂ２のそれぞれの振幅を等しくすることもできる。
また、図３〜図６に示した可変アンプＡＭＰ１と可変アンプＡＭＰ２の利得は、直交変調回路または直交復調回路における直交ミキサを含む後段の回路の出力信号より位相誤差を予め測定しておいて、位相誤差が零になるように設定することができる。つまり、可変アンプＡＭＰ１と可変アンプＡＭＰ２は、利得の設定後は固定の利得の増幅部として働く。
一方、直交変調回路または直交復調回路における直交ミキサを含む後段の回路の出力信号より求められる位相誤差を、可変アンプＡＭＰ１と可変アンプＡＭＰ２に帰還して、利得を自動で設定することもできる。つまり、可変アンプＡＭＰ１と可変アンプＡＭＰ２は、可変の利得の増幅部として働く。
可変アンプＡＭＰ１と可変アンプ２が、利得の設定後に固定の増幅部として働く場合、可変の利得の増幅部として働く場合のいずれも、ゲインｋを細かく調整できるようにすることで、精密な位相調整が可能となる。ゲインｋが一定であれば位相調整量は周波数によらず一定となるため、たとえば数ＭＨｚから数ＧＨｚで動作するような広い周波数範囲のローカル信号について非常に精度よく調整を行うことが容易に可能となる。
特に、ＩＱ直交ローカル信号生成回路からミキサ回路への伝播経路につく抵抗成分、容量成分のミスマッチによるＩＱ間ミスマッチと、ＩＱ直交ローカル信号生成回路そのものがもつＩＱ間ミスマッチと、直交ミキサのばらつきで生じるＩＱ間ミスマッチと、に起因する位相誤差が零になるように位相調整を行うことができる。
（差動回路を用いた可変アンプ）
図７は、可変アンプを実現する具体的な回路の一例として、差動回路を用いた構成を示す図である。この構成では、電流源ＶＲＩ１の電流量を細かく調整することで、トランジスタＭ１２ａおよびＭ１２ｂとロード抵抗Ｒ２ａおよびＲ２ｂで構成されるアンプの利得を調整するものである。図７においては、電流源ＶＲＩ１の電流が、トランジスタＭ１２ａおよびＭ１２ｂとロード抵抗Ｒ２ａおよびＲ２ｂとに供給される。この可変アンプの利得は、トランジスタＭ１２ａおよびＭ１２ｂの相互コンダクタンス値と、ロード抵抗Ｒ２ａおよびＲ２ｂとの積で表される。このため、相互コンダクタンス値を決める電流源ＶＲＩ１の電流量を細かく調整することで、アンプの利得を細かく調整することができる。
図７は、可変アンプを実現する具体的な回路の一例として、差動回路を用いた構成を示す図である。この構成では、電流源ＶＲＩ１の電流量を細かく調整することで、トランジスタＭ１２ａおよびＭ１２ｂとロード抵抗Ｒ２ａおよびＲ２ｂで構成されるアンプの利得を調整するものである。図７においては、電流源ＶＲＩ１の電流が、トランジスタＭ１２ａおよびＭ１２ｂとロード抵抗Ｒ２ａおよびＲ２ｂとに供給される。この可変アンプの利得は、トランジスタＭ１２ａおよびＭ１２ｂの相互コンダクタンス値と、ロード抵抗Ｒ２ａおよびＲ２ｂとの積で表される。このため、相互コンダクタンス値を決める電流源ＶＲＩ１の電流量を細かく調整することで、アンプの利得を細かく調整することができる。
この可変アンプの利得を大きくするときは、トランジスタＭ１２ａおよびＭ１２ｂの相互コンダクタンス値を大きくすればよいので、電流量を増やせばよい。一方、この可変アンプの利得を小さくするときは、トランジスタＭ１２ａおよびＭ１２ｂの相互コンダクタンス値を小さくすればよいので、電流量を減らせばよい。
（ＩＱ位相調整回路の他の構成例）
図８は、本実施形態によるＩＱ位相調整回路の他の構成例を示すブロック図である。図８において、ローカル信号Ａは、利得すなわちゲインが調整できる可変アンプＡＭＰ１に入力されるとともに、任意のゲインをもつアンプＡＭＰ３に入力される。同様に、ローカル信号Ｂは、利得すなわちゲインが調整できる可変アンプＡＭＰ２に入力されるとともに、任意のゲインをもつアンプＡＭＰ４に入力される。そして、可変アンプＡＭＰ１の出力が減算器４においてアンプＡＭＰ４の出力から減算され、ローカル信号Ｂ２として出力される。同時に、可変アンプＡＭＰ２の出力が加算器３においてアンプＡＭＰ３の出力に加算され、ローカル信号Ａ２として出力される。
図８は、本実施形態によるＩＱ位相調整回路の他の構成例を示すブロック図である。図８において、ローカル信号Ａは、利得すなわちゲインが調整できる可変アンプＡＭＰ１に入力されるとともに、任意のゲインをもつアンプＡＭＰ３に入力される。同様に、ローカル信号Ｂは、利得すなわちゲインが調整できる可変アンプＡＭＰ２に入力されるとともに、任意のゲインをもつアンプＡＭＰ４に入力される。そして、可変アンプＡＭＰ１の出力が減算器４においてアンプＡＭＰ４の出力から減算され、ローカル信号Ｂ２として出力される。同時に、可変アンプＡＭＰ２の出力が加算器３においてアンプＡＭＰ３の出力に加算され、ローカル信号Ａ２として出力される。
ここで、ローカル信号Ａが、ＩＱ位相調整回路に入力されるＩローカル信号（第１のＩローカル信号）であり、ローカル信号Ｂが、ＩＱ位相調整回路に入力されるＱローカル信号（第１のＱローカル信号）であるとき、ローカル信号Ａ２が、ＩＱ位相調整回路から出力されるＩローカル信号（第２のＩローカル信号）となり、ローカル信号Ｂ２が、ＩＱ位相調整回路から出力されるＱローカル信号（第２のＱローカル信号）となる。
また、ローカル信号Ａが、ＩＱ位相調整回路に入力されるＱローカル信号（第１のＱローカル信号）であり、ローカル信号Ｂが、ＩＱ位相調整回路に入力されるＩローカル信号（第１のＩローカル信号）であるとき、ローカル信号Ａ２が、ＩＱ位相調整回路から出力されるＱローカル信号（第２のＱローカル信号）となり、ローカル信号Ｂ２が、ＩＱ位相調整回路から出力されるＩローカル信号（第２のＩローカル信号）となる。
なお、この加算および減算は逆の構成でも可能である。つまり、図９のように構成してもよい。すなわち、図９において、ローカル信号Ａは、利得すなわちゲインが調整できる可変アンプＡＭＰ１に入力されるとともに、任意のゲインをもつアンプＡＭＰ３に入力される。同様に、ローカル信号Ｂは、利得すなわちゲインが調整できる可変アンプＡＭＰ２に入力されるとともに、任意のゲインをもつアンプＡＭＰ４に入力される。そして、可変アンプＡＭＰ１の出力が加算器３においてアンプＡＭＰ４の出力と加算され、ローカル信号Ｂ２として出力される。同時に、可変アンプＡＭＰ２の出力が減算器４においてアンプＡＭＰ３の出力から減算され、ローカル信号Ａ２として出力される。
ここで、ローカル信号Ａが、ＩＱ位相調整回路に入力されるＩローカル信号（第１のＩローカル信号）であり、ローカル信号Ｂが、ＩＱ位相調整回路に入力されるＱローカル信号（第１のＱローカル信号）であるとき、ローカル信号Ａ２が、ＩＱ位相調整回路から出力されるＩローカル信号（第２のＩローカル信号）となり、ローカル信号Ｂ２が、ＩＱ位相調整回路から出力されるＱローカル信号（第２のＱローカル信号）となる。
また、ローカル信号Ａが、ＩＱ位相調整回路に入力されるＱローカル信号（第１のＱローカル信号）であり、ローカル信号Ｂが、ＩＱ位相調整回路に入力されるＩローカル信号（第１のＩローカル信号）であるとき、ローカル信号Ａ２が、ＩＱ位相調整回路から出力されるＱローカル信号（第２のＱローカル信号）となり、ローカル信号Ｂ２が、ＩＱ位相調整回路から出力されるＩローカル信号（第２のＩローカル信号）となる。
この場合、ローカル信号ＡはアンプＡＭＰ３で増幅され、ローカル信号ＢはアンプＡＭＰ４で増幅されるため、可変アンプＡＭＰ１と可変アンプＡＭＰ２の出力信号は、それぞれアンプＡＭＰ３及びアンプＡＭＰ４の出力信号に対して、振幅が相対的に小さくなる。よって、可変アンプＡＭＰ１と可変アンプＡＭＰ２のゲインｋを細かく調整しなくても、精密な位相調整が可能となる。
この場合も、ゲインｋが一定であれば位相調整量は周波数によらず一定となるため、たとえば数ＭＨｚから数ＧＨｚで動作するような広い周波数範囲のローカル信号について非常に精度よく調整を行うことが容易に可能となる。
特に、ＩＱ直交ローカル信号生成回路からミキサ回路への伝播経路につく抵抗成分、容量成分のミスマッチによるＩＱ間ミスマッチと、ＩＱ直交ローカル信号生成回路そのものがもつＩＱ間ミスマッチと、直交ミキサのばらつきで生じるＩＱ間ミスマッチと、に起因する位相誤差が零になるように位相調整を行うことができる。
特に、ＩＱ直交ローカル信号生成回路からミキサ回路への伝播経路につく抵抗成分、容量成分のミスマッチによるＩＱ間ミスマッチと、ＩＱ直交ローカル信号生成回路そのものがもつＩＱ間ミスマッチと、直交ミキサのばらつきで生じるＩＱ間ミスマッチと、に起因する位相誤差が零になるように位相調整を行うことができる。
（差動回路を用いたＩＱ位相調整回路）
図１０は、図８および図９に示した例のＩＱ位相調整回路を実現する具体的な回路の一例として、差動回路を用いた構成を示す図である。一般に、直交ミキサに用いるＩＱローカル信号は、アンプで増幅して使用されることが多い。これは、直交ミキサにおけるＩＱ間のゲイン差や製造個体差間でのゲインばらつきを小さく抑えるために、周波数変換効率が飽和した状態で使用するためである。この回路例ではこの点に着眼し、信号増幅のために必要となるアンプを活用して容易にＩＱローカル信号の位相調整を行うものである。
図１０は、図８および図９に示した例のＩＱ位相調整回路を実現する具体的な回路の一例として、差動回路を用いた構成を示す図である。一般に、直交ミキサに用いるＩＱローカル信号は、アンプで増幅して使用されることが多い。これは、直交ミキサにおけるＩＱ間のゲイン差や製造個体差間でのゲインばらつきを小さく抑えるために、周波数変換効率が飽和した状態で使用するためである。この回路例ではこの点に着眼し、信号増幅のために必要となるアンプを活用して容易にＩＱローカル信号の位相調整を行うものである。
図１０の破線部の主アンプ１１Ａ（図８および図９におけるＡＭＰ３に対応する）および１１Ｂ（図８および図９におけるＡＭＰ４に対応する）が、本来、ローカル信号の増幅に必要となる主アンプの部分である。主アンプ１１Ａは、ローカル信号Ａポジ信号（正極信号）ＡＰがゲートに印加されたトランジスタＭ２ａおよび抵抗Ｒ２ａ、ローカル信号Ａネガ信号（負極信号）ＡＮがゲートに印加されたトランジスタＭ１ａおよび抵抗Ｒ１ａ、並びに電流源Ｉ１１ａから構成され、ローカル信号Ａ２ポジ信号Ａ２Ｐおよびローカル信号Ａ２ネガ信号Ａ２Ｎを出力する。主アンプ１１Ｂは、ローカル信号Ｂポジ信号ＢＰがゲートに印加されたトランジスタＭ１ｂおよび抵抗Ｒ１ｂ、ローカル信号Ｂネガ信号ＢＮがゲートに印加されたトランジスタＭ２ｂおよび抵抗Ｒ２ｂ、並びに電流源Ｉ１１ｂから構成され、ローカル信号Ｂ２ポジ信号Ｂ２Ｐおよびローカル信号Ｂ２ネガ信号Ｂ２Ｎを出力する。
本例においては、主アンプ１１Ａおよび１１Ｂの他に、これら主アンプと同様の構成をもつサブアンプ１２Ａ（図８および図９におけるＡＭＰ１に対応する）、１２Ｂ（図８および図９におけるＡＭＰ２に対応する）を用意する。これらサブアンプ１２Ａ、１２Ｂは、図８および図９における加算器３および減算器４の機能を有している。
サブアンプ１２Ａを構成するトランジスタＭ１２ａ、Ｍ１２ｂのうち、ローカル信号Ａポジ信号（正極信号）が入力されているトランジスタＭ１２ｂはその出力がローカル信号Ｂ２のポジ信号出力に、ローカル信号Ａネガ信号（負極信号）が入力されているトランジスタＭ１２ａはその出力がローカル信号Ｂ２のネガ信号出力に、それぞれ接続されている。
サブアンプ１２Ｂを構成するトランジスタＭ１２ｃ、Ｍ１２ｄのうち、ローカル信号Ｂポジ信号が入力されているトランジスタＭ１ｂはその出力がローカル信号Ａ２のネガ信号出力に、ローカル信号Ｂネガ信号が入力されているトランジスタＭ２ｂはその出力がローカル信号Ａ２のポジ信号出力に、それぞれ接続されている。
このように接続された構成とすることで、主アンプ１１Ａおよび１１Ｂとサブアンプ１２Ａ、１２Ｂとの出力を電流加算および電流減算することができる。
このように接続された構成とすることで、主アンプ１１Ａおよび１１Ｂとサブアンプ１２Ａ、１２Ｂとの出力を電流加算および電流減算することができる。
つまり、主アンプ１１Ａおよび１１Ｂとサブアンプ１２Ａおよび１２Ｂとの出力を結線することで加減算部を実現できるため、位相調整回路を簡易な構成で実現することができる。
また、サブアンプ１２Ａ、１２Ｂの可変電流源ＶＲＩ１、ＶＲＩ２によりバイアス電流を調整することで、サブアンプ１２Ａ、１２Ｂのゲインをそれぞれ調整することができる。これにより、従来からもともと必要であった増幅アンプにサブアンプ１２Ａ、１２Ｂを付加するだけで、ＩＱ位相調整回路を容易に実現することができる。
また、サブアンプ１２Ａ、１２Ｂの可変電流源ＶＲＩ１、ＶＲＩ２によりバイアス電流を調整することで、サブアンプ１２Ａ、１２Ｂのゲインをそれぞれ調整することができる。これにより、従来からもともと必要であった増幅アンプにサブアンプ１２Ａ、１２Ｂを付加するだけで、ＩＱ位相調整回路を容易に実現することができる。
さらに、主アンプ１１Ａおよび１１Ｂに用いるトランジスタとサイズあたりの相互コンダクタンスを同一にしたトランジスタをサブアンプ１２Ａ、１２Ｂに用い、かつ主アンプ１１Ａおよび１１Ｂの電流源Ｉ１１ａおよび電流源Ａ１１ｂとサブアンプの可変電流源ＶＲＩ１およびＶＲＩ２とを電流量が連動するようにマッチングさせることで、温度や電源電圧などで主アンプ１１Ａおよび１１Ｂの利得が変動してもサブアンプ１２Ａ、１２Ｂの利得も連動して変わるため、位相の調整量が一定となるようにすることも容易である。
よって、たとえば数ＭＨｚから数ＧＨｚで動作するような広い周波数範囲のローカル信号について非常に精度よく調整を行うことが容易に可能となる。
特に、ＩＱ直交ローカル信号生成回路からミキサ回路への伝播経路につく抵抗成分、容量成分のミスマッチによるＩＱ間ミスマッチと、ＩＱ直交ローカル信号生成回路そのものがもつＩＱ間ミスマッチと、直交ミキサのばらつきで生じるＩＱ間ミスマッチと、に起因する位相誤差が零になるように位相調整を行うことができる。
特に、ＩＱ直交ローカル信号生成回路からミキサ回路への伝播経路につく抵抗成分、容量成分のミスマッチによるＩＱ間ミスマッチと、ＩＱ直交ローカル信号生成回路そのものがもつＩＱ間ミスマッチと、直交ミキサのばらつきで生じるＩＱ間ミスマッチと、に起因する位相誤差が零になるように位相調整を行うことができる。
（回路配置例）
図１１は、半導体集積回路内で図５の回路を実現した場合の回路配置例を示すイメージ図である。図１１において、サブアンプ１２Ａ、１２Ｂを構成するトランジスタＭ１２ａ、Ｍ１２ｂ、Ｍ１２ｃ、Ｍ１２ｄは、主アンプのトランジスタＭ１ａ、Ｍ２ａ、Ｍ１ｂ、Ｍ２ｂに付随して配置され、また破線で示した単純な配線の追加のみで加算回路、減算回路を構成できることが本回路配置の特徴である。一般に、サブアンプの利得は主アンプの利得に対してｃｏｓα倍（αは位相誤差量）で済むため、サブアンプは主アンプにくらべて小さいトランジスタで実現可能である。このことから、図１０の回路は、半導体集積回路内で実現する場合、非常に小面積規模で実現できることがわかる。図１１のコア回路構成に、電流源回路を、通常行われる方法で付加することで、本例のＩＱ位相調整回路が容易に実現可能である。
図１１は、半導体集積回路内で図５の回路を実現した場合の回路配置例を示すイメージ図である。図１１において、サブアンプ１２Ａ、１２Ｂを構成するトランジスタＭ１２ａ、Ｍ１２ｂ、Ｍ１２ｃ、Ｍ１２ｄは、主アンプのトランジスタＭ１ａ、Ｍ２ａ、Ｍ１ｂ、Ｍ２ｂに付随して配置され、また破線で示した単純な配線の追加のみで加算回路、減算回路を構成できることが本回路配置の特徴である。一般に、サブアンプの利得は主アンプの利得に対してｃｏｓα倍（αは位相誤差量）で済むため、サブアンプは主アンプにくらべて小さいトランジスタで実現可能である。このことから、図１０の回路は、半導体集積回路内で実現する場合、非常に小面積規模で実現できることがわかる。図１１のコア回路構成に、電流源回路を、通常行われる方法で付加することで、本例のＩＱ位相調整回路が容易に実現可能である。
（分周回路の接続）
一般に、直交変調器および直交復調器においては、所望のローカル周波数の２倍または４倍の周波数の信号を用意し、その信号を２分周または４分周して９０度位相の異なるＩＱローカル信号を生成することが多い。この場合の直交変調回路を図１２に、直交復調回路を図１３に、それぞれ示す。図１２の直交変調回路、図１３の直交復調回路のいずれにおいても、分周回路（分周部）３０によって得られるローカル信号Ａ２、Ｂ２が、直交ミキサ２０内のミキサ２０ａ、２０ｂに入力されている。
一般に、直交変調器および直交復調器においては、所望のローカル周波数の２倍または４倍の周波数の信号を用意し、その信号を２分周または４分周して９０度位相の異なるＩＱローカル信号を生成することが多い。この場合の直交変調回路を図１２に、直交復調回路を図１３に、それぞれ示す。図１２の直交変調回路、図１３の直交復調回路のいずれにおいても、分周回路（分周部）３０によって得られるローカル信号Ａ２、Ｂ２が、直交ミキサ２０内のミキサ２０ａ、２０ｂに入力されている。
分周回路３０が２分周回路である場合、所望のローカル周波数の２倍の周波数の高周波信号Ｃを分周回路３０に入力し、それぞれ位相が９０度異なる所望の周波数のローカル信号Ａ２とローカル信号Ｂ２とを得る。分周回路３０が４分周回路である場合、所望のローカル周波数の４倍の周波数の高周波信号Ｃを分周回路３０に入力し、それぞれ位相が９０度異なる所望の周波数のローカル信号Ａ２とローカル信号Ｂ２とを得る。図１２の直交変調回路、図１３の直交復調回路では、この構成に着眼し、ＩＱローカル信号の生成に必要な２分周回路または４分周回路を活用してＩＱローカル信号の位相調整を容易に行う。なお、ここでは、２分周回路または４分周回路を用いて説明するが、分周数が「２」または「４」以外の場合でも本例の位相調整回路を実現することができる。
（２分周回路の構成例）
図１４は、図１２の直交変調回路、図１３の直交復調回路において用いられる、２分周回路を用いて実現したＩＱ位相調整回路の具体的な回路構成例を示す図である。同図の破線部分が本来ＩＱローカル信号の生成に必要となる２分周回路３０である。この２分周回路３０は、周知の差動Ｄラッチ回路を２段組み合わせた構成になっている。すなわち、図１４において、２段に組み合わされた差動Ｄラッチ回路３１、３２によって、２分周回路３０が構成されている。
図１４は、図１２の直交変調回路、図１３の直交復調回路において用いられる、２分周回路を用いて実現したＩＱ位相調整回路の具体的な回路構成例を示す図である。同図の破線部分が本来ＩＱローカル信号の生成に必要となる２分周回路３０である。この２分周回路３０は、周知の差動Ｄラッチ回路を２段組み合わせた構成になっている。すなわち、図１４において、２段に組み合わされた差動Ｄラッチ回路３１、３２によって、２分周回路３０が構成されている。
差動Ｄラッチ回路３１は、トランジスタＭ０１およびＭ０２並びに抵抗Ｒ１１およびＲ１２からなるホールド部と、トランジスタＭ０３およびＭ０４からなるラッチ部と、高周波信号Ｃポジ入力ＣＰがゲートに印加されたトランジスタＭ０５と、高周波信号Ｃネガ入力ＣＮがゲートに印加されたトランジスタＭ０６と、定電流源Ｉ１とから構成されている。
差動Ｄラッチ回路３２は、トランジスタＭ０９およびＭ１０並びに抵抗Ｒ１３およびＲ１４からなるホールド部と、トランジスタＭ０７およびＭ０８からなるラッチ部と、高周波信号Ｃポジ入力ＣＰがゲートに印加されたトランジスタＭ１１と、高周波信号Ｃネガ入力ＣＮがゲートに印加されたトランジスタＭ１２と、定電流源Ｉ２とから構成されている。
差動Ｄラッチ回路３１と差動Ｄラッチ回路３２は、互いに、一方の出力が他方への入力となっている。そして、差動Ｄラッチ回路３１および３２は、高周波信号Ｃポジ入力ＣＰおよび高周波信号Ｃネガ入力ＣＮをクロックとして、それぞれＤ型ラッチ回路として動作し、２分周回路として動作する。
この図１４の回路構成においても、２つのサブアンプ１２Ａ、１２Ｂが用意されている。サブアンプ１２Ａを構成するトランジスタのうち、ローカル信号Ａ２ポジ信号Ａ２Ｐがゲートに入力されているトランジスタＭ４１の出力がローカル信号Ｂ２のポジ信号Ｂ２Ｐの出力に、ローカル信号Ａ２ネガ信号Ａ２Ｎがゲートに入力されているトランジスタＭ４２の出力がローカル信号Ｂ２のネガ信号Ｂ２Ｎの出力に、それぞれ接続されている。また、サブアンプ１２Ｂを構成するトランジスタのうち、ローカル信号Ｂ２ポジ信号Ｂ２Ｐがゲートに入力されているトランジスタＭ４３の出力がローカル信号Ａ２のネガ信号Ａ２Ｎの出力に、ローカル信号Ｂ２ネガ信号Ｂ２Ｎがゲートに入力されているトランジスタの出力がローカル信号Ａ２のポジ信号Ａ２Ｐの出力に、それぞれ接続されている。このような接続により、サブアンプ１２Ａ、１２Ｂの出力が電流加算および電流減算される。
この構成において、図１０の場合と同様に、サブアンプ１２Ａ、１２Ｂの可変電流源Ｉ１、Ｉ２を調整することでサブアンプのゲインを調整することも可能であり、位相調整回路を容易に実現することができる。さらに、分周回路におけるＩＱ間ミスマッチによる位相誤差を零にすることができる。
この場合も、たとえば数ＭＨｚから数ＧＨｚで動作するような広い周波数範囲のローカル信号について非常に精度よく調整を行うことが容易に可能となる。
この場合も、たとえば数ＭＨｚから数ＧＨｚで動作するような広い周波数範囲のローカル信号について非常に精度よく調整を行うことが容易に可能となる。
特に、ＩＱ直交ローカル信号生成回路からミキサ回路への伝播経路につく抵抗成分、容量成分のミスマッチによるＩＱ間ミスマッチと、ＩＱ直交ローカル信号生成回路そのものがもつＩＱ間ミスマッチと、直交ミキサのばらつきで生じるＩＱ間ミスマッチと、に起因する位相誤差が零になるように位相調整を行うことができる。
（４分周回路の構成例）
図１５は、図１２の直交変調回路、図１３の直交復調回路において用いられる、４分周回路の具体的な回路構成例である。同図の破線部分が本来ＩＱローカル信号の生成に必要となる４分周回路３０である。この４分周回路３０は、図１４を参照して説明した２分周回路を２段組み合わせた構成になっている。すなわち、図１５において、４段に組み合わされた差動Ｄラッチ回路３１、３２、３３、３４によって、４分周回路３０が構成されている。
図１５は、図１２の直交変調回路、図１３の直交復調回路において用いられる、４分周回路の具体的な回路構成例である。同図の破線部分が本来ＩＱローカル信号の生成に必要となる４分周回路３０である。この４分周回路３０は、図１４を参照して説明した２分周回路を２段組み合わせた構成になっている。すなわち、図１５において、４段に組み合わされた差動Ｄラッチ回路３１、３２、３３、３４によって、４分周回路３０が構成されている。
差動Ｄラッチ回路３１は、トランジスタＭ０１およびＭ０２並びに抵抗Ｒ１１およびＲ１２からなるホールド部と、トランジスタＭ０３およびＭ０４からなるラッチ部と、高周波信号Ｃポジ入力ＣＰがゲートに印加されたトランジスタＭ０５と、高周波信号Ｃネガ入力ＣＮがゲートに印加されたトランジスタＭ０６と、定電流源Ｉ１とから構成されている。
差動Ｄラッチ回路３２は、トランジスタＭ０９およびＭ１０並びに抵抗Ｒ１３およびＲ１４からなるホールド部と、トランジスタＭ０７およびＭ０８からなるラッチ部と、高周波信号Ｃポジ入力ＣＰがゲートに印加されたトランジスタＭ１１と、高周波信号Ｃネガ入力ＣＮがゲートに印加されたトランジスタＭ１２と、定電流源Ｉ２とから構成されている。
差動Ｄラッチ回路３３は、トランジスタＭ２１およびＭ２２並びに抵抗Ｒ２１およびＲ２２からなるホールド部と、トランジスタＭ２３およびＭ２４からなるラッチ部と、高周波信号Ｃポジ入力ＣＰがゲートに印加されたトランジスタＭ２５と、高周波信号Ｃネガ入力ＣＮがゲートに印加されたトランジスタＭ２６と、定電流源Ｉ３とから構成されている。
差動Ｄラッチ回路３４は、トランジスタＭ２９およびＭ３０並びに抵抗Ｒ２３およびＲ２４からなるホールド部と、トランジスタＭ２７およびＭ２８からなるラッチ部と、高周波信号Ｃポジ入力ＣＰがゲートに印加されたトランジスタＭ３１と、高周波信号Ｃネガ入力ＣＮがゲートに印加されたトランジスタＭ３２と、定電流源Ｉ４とから構成されている。
この図１５の回路構成においても、２つのサブアンプ１２Ａ、１２Ｂが用意されており、サブアンプ１２Ａ、１２Ｂの出力が電流加算および電流減算される。そして、図１４の場合と同様に、サブアンプ１２Ａ、１２Ｂの可変電流源Ｉ１、Ｉ２を調整することでサブアンプのゲインを調整することも可能であり、ＩＱ位相調整回路を容易に実現することができる。
なお、２分周回路、４分周回路に限定されず、必要であれば、８分周回路、１６分周回路などを用いてもよく、それらの場合にも上記と同様にサブアンプを接続し、可変電流源を調整する構成を採用することにより、位相調整回路を容易に実現することができる。さらに、分周回路におけるＩＱ間ミスマッチによる位相誤差を零にすることができる。
この場合も、たとえば数ＭＨｚから数ＧＨｚで動作するような広い周波数範囲のローカル信号について非常に精度よく調整を行うことが容易に可能となる。
この場合も、たとえば数ＭＨｚから数ＧＨｚで動作するような広い周波数範囲のローカル信号について非常に精度よく調整を行うことが容易に可能となる。
特に、ＩＱ直交ローカル信号生成回路からミキサ回路への伝播経路につく抵抗成分、容量成分のミスマッチによるＩＱ間ミスマッチと、ＩＱ直交ローカル信号生成回路そのものがもつＩＱ間ミスマッチと、直交ミキサのばらつきで生じるＩＱ間ミスマッチと、に起因する位相誤差が零になるように位相調整を行うことができる。
（ポリフェーズフィルタの接続）
一般に、直交変調器および直交復調器においては、所望のローカル周波数の信号を用意し、その信号の位相をシフトするポリフェーズフィルタ（位相分割部）などを用いておよそ９０度位相の異なるＩＱローカル信号を生成することもある。図１６はポリフェーズフィルタを有する直交変調回路の構成を示す図、図１７はポリフェーズフィルタを有する直交復調回路の構成を示す図である。図１６および図１７において、０°／９０°分割ポリフェーズフィルタ４０は、高周波信号Ｃを入力とし、９０度位相の異なるＩＱローカル信号である、ローカル信号Ａ、Ｂを出力する。
一般に、直交変調器および直交復調器においては、所望のローカル周波数の信号を用意し、その信号の位相をシフトするポリフェーズフィルタ（位相分割部）などを用いておよそ９０度位相の異なるＩＱローカル信号を生成することもある。図１６はポリフェーズフィルタを有する直交変調回路の構成を示す図、図１７はポリフェーズフィルタを有する直交復調回路の構成を示す図である。図１６および図１７において、０°／９０°分割ポリフェーズフィルタ４０は、高周波信号Ｃを入力とし、９０度位相の異なるＩＱローカル信号である、ローカル信号Ａ、Ｂを出力する。
図１６の直交変調回路、図１７の直交復調回路のいずれにおいても、ポリフェーズフィルタ４０から出力されるローカル信号Ａ、Ｂを入力とするＩＱ位相調整回路１０によって得られるローカル信号Ａ２、Ｂ２が、直交ミキサ２０内のミキサ２０ａ、２０ｂに入力されている。
一般に、ポリフェーズフィルタなどを用いて９０度位相の異なるＩＱローカル信号を生成する場合、そのフィルタを構成する素子の精度ばらつきなどの理由で時定数が理想値からずれるために、ＩＱローカル信号の位相差が９０度からずれてしまう。しかしながら、そのような場合においても、図５および図６に示すようなＩＱ位相調整回路１０を用いることで、位相差９０度への補正を実現することが可能となる。
一般に、ポリフェーズフィルタなどを用いて９０度位相の異なるＩＱローカル信号を生成する場合、そのフィルタを構成する素子の精度ばらつきなどの理由で時定数が理想値からずれるために、ＩＱローカル信号の位相差が９０度からずれてしまう。しかしながら、そのような場合においても、図５および図６に示すようなＩＱ位相調整回路１０を用いることで、位相差９０度への補正を実現することが可能となる。
また、この場合においても、ＩＱ直交ローカル信号生成回路からミキサ回路への伝播経路につく抵抗成分、容量成分のミスマッチによるＩＱ間ミスマッチと、ＩＱ直交ローカル信号生成回路そのものがもつＩＱ間ミスマッチと、直交ミキサのばらつきで生じるＩＱ間ミスマッチと、に起因する位相誤差が零になるように位相調整を行うことができる。
（位相調整方法）
上述した位相調整回路によれば、以下のような位相調整方法が実現されている。すなわち、第１のＩローカル信号、および前記第１のＩローカル信号と同一の周波数で位相が異なる第１のＱローカル信号のうち、一方のローカル信号を増幅する第１のステップと、
前記第１のＩローカル信号および前記第１のＱローカル信号のうち、他方のローカル信号と前記一方のローカル信号を増幅した信号とを加算もしくは減算し、前記一方のローカル信号が前記第１のＩローカル信号であるとき第２のＱローカル信号を出力し、前記一方のローカル信号が前記第１のＱローカル信号であるとき第２のＩローカル信号を出力する第２のステップと、を備えた位相調整方法が実現されている。この方法によれば、直交変復調回路に用いるＩＱローカル信号の精密な位相調整を、実現することができる。
上述した位相調整回路によれば、以下のような位相調整方法が実現されている。すなわち、第１のＩローカル信号、および前記第１のＩローカル信号と同一の周波数で位相が異なる第１のＱローカル信号のうち、一方のローカル信号を増幅する第１のステップと、
前記第１のＩローカル信号および前記第１のＱローカル信号のうち、他方のローカル信号と前記一方のローカル信号を増幅した信号とを加算もしくは減算し、前記一方のローカル信号が前記第１のＩローカル信号であるとき第２のＱローカル信号を出力し、前記一方のローカル信号が前記第１のＱローカル信号であるとき第２のＩローカル信号を出力する第２のステップと、を備えた位相調整方法が実現されている。この方法によれば、直交変復調回路に用いるＩＱローカル信号の精密な位相調整を、実現することができる。
（まとめ）
本発明により、直交変復調回路に用いるＩＱローカル信号の精密な位相調整を広いローカル周波数範囲で実現することができる。また、半導体集積回路内でＩＱ位相調整回路を実現する上で、非常に小さい面積規模でＩＱ位相調整回路を実現することができる。
さらに、分周回路を用いてＩＱ位相調整回路を構成し、ローカル周波数の２倍の周波数の信号を２分周、またはローカル周波数の４倍の周波数の信号を４分周してＩＱローカル信号を生成する場合には、より簡便な回路構成によって、ＩＱ位相調整回路を実現することができる。
本発明により、直交変復調回路に用いるＩＱローカル信号の精密な位相調整を広いローカル周波数範囲で実現することができる。また、半導体集積回路内でＩＱ位相調整回路を実現する上で、非常に小さい面積規模でＩＱ位相調整回路を実現することができる。
さらに、分周回路を用いてＩＱ位相調整回路を構成し、ローカル周波数の２倍の周波数の信号を２分周、またはローカル周波数の４倍の周波数の信号を４分周してＩＱローカル信号を生成する場合には、より簡便な回路構成によって、ＩＱ位相調整回路を実現することができる。
本発明は、直交復調を行う受信回路、または直交変調を行う送信回路に用いられる、ＩＱ直交ローカル信号を生成するＩＱ位相調整回路に適用できる。
３ 加算器
４ 減算器
５ 加減算器
１０ ＩＱ位相調整回路
１１Ａ、１１Ｂ 主アンプ
１２Ａ、１２Ｂ サブアンプ
２０ 直交ミキサ
２０ａ、２０ｂ ミキサ
３０ 分周回路
３１〜３４ 差動Ｄラッチ回路
４０ ポリフェーズフィルタ
ＡＭＰ１、ＡＭＰ２ 可変アンプ
ＡＭＰ３、ＡＭＰ４ アンプ
ＶＲＩ１ 可変電流源
Ｍ１２ａ、Ｍ１２ｂ トランジスタ
Ｒ２ａ、Ｒ２ｂ 抵抗
４ 減算器
５ 加減算器
１０ ＩＱ位相調整回路
１１Ａ、１１Ｂ 主アンプ
１２Ａ、１２Ｂ サブアンプ
２０ 直交ミキサ
２０ａ、２０ｂ ミキサ
３０ 分周回路
３１〜３４ 差動Ｄラッチ回路
４０ ポリフェーズフィルタ
ＡＭＰ１、ＡＭＰ２ 可変アンプ
ＡＭＰ３、ＡＭＰ４ アンプ
ＶＲＩ１ 可変電流源
Ｍ１２ａ、Ｍ１２ｂ トランジスタ
Ｒ２ａ、Ｒ２ｂ 抵抗
Claims (17)
- 第１のＩローカル信号、および前記第１のＩローカル信号と同一の周波数で位相が異なる第１のＱローカル信号のうち、一方のローカル信号が入力され、且つ前記第１のＩローカル信号と前記第１のＱローカル信号とに所望の位相差を与えるための調整量に応じた利得を有する第１の増幅部と、
前記第１のＩローカル信号および前記第１のＱローカル信号のうち、他方のローカル信号と前記第１の増幅部からの出力信号とを加算もしくは減算し、前記一方のローカル信号が前記第１のＩローカル信号であるとき第２のＱローカル信号を出力し、前記一方のローカル信号が前記第１のＱローカル信号であるとき第２のＩローカル信号を出力する第１の加減算部と、
を備え、
前記第２のＩローカル信号および前記第２のＱローカル信号は、直交ミキサに入力されることを特徴とする位相調整回路。 - 前記第１の増幅部は、利得が変化可能であることを特徴とする請求項１に記載の位相調整回路。
- 前記第１の増幅部は、利得が固定であることを特徴とする請求項１に記載の位相調整回路。
- 前記第１の増幅部は、バイアス電流を変化させることにより、利得が調整されることを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の位相調整回路。
- 前記第１の増幅部には、ロード抵抗が接続されており、前記ロード抵抗に前記バイアス電流が供給されることを特徴とする請求項４に記載の位相調整回路。
- 前記他方のローカル信号が入力され、且つ前記第１のＩローカル信号と前記第１のＱローカル信号とに所望の位相差を与えるための調整量に応じた利得を有する第２の増幅部と、
前記一方のローカル信号と前記第２の増幅部からの出力信号とを加算もしくは減算し、前記一方のローカル信号が前記第１のＩローカル信号であるとき第２のＩローカル信号を出力し、前記一方のローカル信号が前記第１のＱローカル信号であるとき第２のＱローカル信号を出力する第２の加減算部と、
を更に備えることを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の位相調整回路。 - 前記第２の増幅部は、利得が変化可能であることを特徴とする請求項６に記載の位相調整回路。
- 前記第２の増幅部は、利得が固定であることを特徴とする請求項６に記載の位相調整回路。
- 前記第２の増幅部は、バイアス電流を変化させることにより、利得が調整されることを特徴とする請求項６から請求項８のいずれか１項に記載の位相調整回路。
- 前記第２の増幅部には、ロード抵抗が接続されており、前記ロード抵抗に前記バイアス電流が供給されることを特徴とする請求項９に記載の位相調整回路。
- 前記第１のＩローカル信号と前記第１のＱローカル信号との位相差が９０度からずれた誤差である位相誤差の値の正負に応じて、前記第１の増幅部及び前記第２の増幅部の一方の利得が零に設定されることを特徴とする請求項６に記載の位相調整回路。
- 前記第１の加減算部及び前記第２の加減算部は、一方が加算を行い、他方が減算を行うことを特徴とする請求項６から請求項１１のいずれか１項に記載の位相調整回路。
- 前記第２の加減算部には、第３の増幅部を介して、前記一方のローカル信号が入力され、
前記第１の加減算部には、第４の増幅部を介して、前記他方のローカル信号が入力されることを特徴とする請求項６に記載の位相調整回路。 - 前記第１の加減算部は、前記第１の増幅部の出力と前記第４の増幅部の出力との結線によって実現され、
前記第２の加減算部は、前記第２の増幅部の出力と前記第３の増幅部の出力との結線によって実現されることを特徴とする請求項１３に記載の位相調整回路。 - 前記第１のＩローカル信号及び前記第１のＱローカル信号を生成するローカル信号生成部を更に備え、前記ローカル信号生成部は、第５のローカル信号を入力し所定の分周比で分周して前記第１のＩローカル信号及び前記第１のＱローカル信号を生成する分周部を有することを特徴とする請求項１から請求項１４のいずれか１項に記載の位相調整回路。
- 前記第１のＩローカル信号及び前記第１のＱローカル信号を生成するローカル信号生成部を更に備え、前記ローカル信号生成部は、第５のローカル信号を入力し位相をシフトさせて前記第１のＩローカル信号及び前記第１のＱローカル信号を生成する位相分割部を有することを特徴とする請求項１から請求項１４のいずれか１項に記載の位相調整回路。
- 第１のＩローカル信号、および前記第１のＩローカル信号と同一の周波数で位相が異なる第１のＱローカル信号のうち、一方のローカル信号を前記第１のＩローカル信号と前記第１のＱローカル信号とに所望の位相差を与えるための調整量に応じた利得で増幅する第１のステップと、
前記第１のＩローカル信号および前記第１のＱローカル信号のうち、他方のローカル信号と前記一方のローカル信号を増幅した信号とを加算もしくは減算し、前記一方のローカル信号が前記第１のＩローカル信号であるとき第２のＱローカル信号を出力し、前記一方のローカル信号が前記第１のＱローカル信号であるとき第２のＩローカル信号を出力する第２のステップと、
を備え、
前記第２のＩローカル信号および前記第２のＱローカル信号は、直交ミキサに入力されることを特徴とする位相調整方法。
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