CN101316112A

CN101316112A - 应用于跳频***的频率合成器

Info

Publication number: CN101316112A
Application number: CNA2007101063845A
Authority: CN
Inventors: 张琦栋; 赖志豪; 黄杰超
Original assignee: ANGUO INTERNATIONAL SCI-TECH Co Ltd
Current assignee: ANGUO INTERNATIONAL SCI-TECH Co Ltd; Alcor Micro Corp
Priority date: 2007-05-28
Filing date: 2007-05-28
Publication date: 2008-12-03

Abstract

一频率合成器包含有一压控振荡器、一锁相回路***、一第二分频器、一第一单边带混频器、一第二单边带混频器及一复用器。该压控振荡器产生一振荡频率。该锁相回路***包含一第一分频器，用以10倍分频于该振荡频率产生一第一分频信号。该第二分频器以2倍分频该振荡频率，产生一第二分频信号，再以2倍分频得到一第三分频信号。该第一单边带混频器混频该第二分频信号与该第三分频信号，以产生一第一混频信号。该第二单边带混频器混频该第一混频信号及该第一分频信号，产生一第二混频信号。该复用器选择输出该第一混频信号或该第二混频信号。

Description

应用于跳频***的频率合成器

技术领域

本发明涉及一种频率合成器，尤其涉及一种用于一跳频***的频率合成器。

背景技术

在许多无线通讯***中，收发器利用频率合成器来产生多个不同频段的载波频率(或称中心频率)，藉此传送或接收无线信号。以新一代的超宽带(Ultra Wide Band，UWB)技术通讯***为例，其结合多频带正交分频复用(Multi Band OFDM)及跳频技术(Frequency Hopping)。根据相关的通讯协议规范，如国际电机电子工程师学会所制定的IEEE 802.15.3a，超宽频频带分为五个频带模式，其中第一频带模式包含3个子频段，每个子频段的频宽为528MHz，其中心频率分别是3432MHz、3960MHz、4488MHz。另外，多频带正交分频复用采用时间频率交替模式(Time Frequency Interleaving)来收发正交分频复用符号(OFDM Symbol)，也就是说，在收发每一符号时，***轮流运作于三个子频端。其中，每个符号长度为312.5奈秒(ns)，这表示每经过312.5奈秒，***必须传送/接收一个符号数据共且完成跳频动作，其中跳频动作(例如从3960MHz的子频段跳至4488MHz的子频段)规定在9.5奈秒内完成。因此，一个用于此超宽带***的频率合成器必须能涵盖三个子频段的中心频率，并在9.5奈秒内完成频率转换。

传统的频率合成器设计，锁相回路频率改变的收敛时间被锁相回路频宽所决定；如果要达成收敛时间在9.5ns以下，则回路频宽必须大于100MHz。而为了锁相回路的稳定，锁相回路使用的参考频率必须为回路的频宽的10倍以上。由此可知，应用于超宽带***的传统频率合成器必须使用1GHz以上的参考频率才能符合跳频的时间规格，这是不符合成本效益且不容易实现的架构。

为了解决跳频收敛时间的问题，国际间有相当多的研发单位发表解决的方式。例如：在国际固态电路会议中(International Solid State CircuitsConference；ISSCC 2005 Sec 11.9 p.216-218)所提出的一频率合成器，运用了三组独立的锁相回路电路及压控振荡器来产生三个载波信号，其频率分别为3432MHz、3960MHz、4488MHz。在此架构下，虽然频率合成器不需要等待锁相回路的转换时间，但同时使用三组锁相回路，其硬件实际的耗电量及芯片面积为原先的三倍，代价太高。

国际固态电路期刊(IEEE Journal of Solid-State Circuits；JSSC 2005Aug.p.1671-1679)提出的另一频率合成器架构采用两组独立的锁相回路及一复用器。工作原理为当复用器选择其中一组锁相回路所产生的载波信号时，另一组锁相回路则同时进行频率转换；接着复用器选择完成频率转换的锁相回路，而原先锁住的锁相回路则进行新的频率转换。这个流水线式(pipeline)处理可使每一组频率合成器转换时间从9.5奈秒变为312.5奈秒。然而，因为同时有两组锁相回路需消耗两倍功耗及芯片面积；每组锁相回路及压控振荡器必须能涵盖三个子频段，导致锁相回路及压控振荡器的设计复杂度增加。

最常见的方式是使用一组锁相回路及压控振荡器配合单边带混波器(Single-Side-Band Mixer，SSB Mixer)来产生三组载波信号，其理论上可实现此锁相回路最简单的架构。请参考图1，图1为已知一频率合成器10的示意图。频率合成器10用来产生前述三个子频段的中心频率，其包含有一压控振荡器11、一锁相回路电路12、一分频器14、一单边带混频器16及一复用器18。压控振荡器11及锁相回路电路12用来产生具有一频率f1的同相正交信号(I/Q signal)，其中频率f1为3960MHz。分频器14以7.5的倍率分频频率f1，以产生具有一频率f2的同相正交信号，其中频率f2为528MHz。单频带混频器16将频率f1与f2相乘以产生另两个频率为3432MHz及4488MHz的载波并以一控制信号SC1切换输出其中一个频率f3。复用器18以一控制信号SC2切换输出频率f1(3960MHz)或f3(3432MHz或4488MHz)。然而，分频器14的分频系数为7.5，并非为整数，这使得分频器14不易产生相位差为90度的同相正交信号，其设计上需要额外的复杂电路，硬件实现不易。

另外，图像信号(Image Signal)压抑能力是使用单频带混频器时相当重要的规格；当图像信号太高时，会造成发射端出现混附(spur)噪声及降低接收端的信号噪声比。当混频器输入的同相正交信号越理想(信号强度相同，信号相位相差90度整)时，图像信号压抑能力愈好，此应为业界所已知，因此不再加以说明其原因。然而，高频设计中的单频带混波器通常无法得到理想的同相正交信号，所以需要额外的窄频滤波器协助滤除混频后产生的图像信号。而图像信号的滤除难易度可通过一Q指标(Q index)来判定：Q指标在此定义为(混频后得到的主信号除以(主信号与图像信号的频率差))。以图1的单边带混频器16为例，其Q指标大小为(f1+f2)/(2×f2)＝4.25。对单频带混波器来说，Q指标愈高，代表当图像信号出现时，必须接上Q值(Q factor)较高的窄频滤波器来滤除图像信号。一般来说，Q值愈高的窄频滤波器滤波能力越好但越难设计。所以在选取锁相回路架构时，可使用较低Q指针的混波频率也是设计时必须考虑的重点。

请参考图2，图2为已知一频率合成器20的示意图。频率合成器20包含一压控振荡器200、一锁相回路电路210、分频器220与230、一复用器240以及单边带混频器250及260。由图2可知，压控振荡器的振荡频率为4.224GHz且输入混频器250的两个频率分别为528MHz及264MHz，由此可以得出混频器250的Q指标为(528+264)/(2×264)＝1.5。当输入混频器260的两个频率分别为4224MHz及264MHz时，可以得到混频器260的Q指标为(4224+264)/(2×264)＝8。如此一来，混频器260的Q指标过高，所以在设计窄频滤波器时的困难度不低。另外，由图2可知，压控振荡器200内部需采用一多相位滤波器(Poly Phase Filter，PPF)来产生同相正交信号。

为了改善上述问题，美国专利申请号2006/0183455A1披露一频率合成器，其包含一压控振荡器、多个分频器、一多相位滤波器、一锁相回路电路及一混频器，工作原理如下。首先，由压控振荡器产生7920MHz的频率，接着通过分频器产生3960MHz及528MHz的频率，多相位滤波器预先转换频率528MHz的信号成同相及正交信号后，再由混频器产生所需的三个载波频率。虽然混频器的Q指标计算结果为4，符合设计效益，但仍需采用多相位滤波器来产生同相正交信号且需要设计将近8GHz的压控振荡器。

因此，由上述可知，在设计一个可应用于超宽带技术的频率合成器时，低复杂度，低功耗及面积是重要的课题。

发明内容

本发明的主要目的在于提供一种高整合度、低复杂度、低功耗及面积且可应用于超宽带技术的一频率合成器架构。

根据本发明的权利要求所披露的一频率合成器包含有一压控振荡器、一锁相回路***、一第二分频器、一第一单边带混频器、一第二单边带混频器及一复用器。该压控振荡器根据一电压控制信号，产生振荡频率为5.28GHz。该锁相回路***包含一第一分频器，该第一分频器用以10倍分频于该振荡频率产生一第一分频信号，该锁相回路***根据该第一分频信号，产生该电压控制信号。该第二分频器耦接于该压控振荡器，以2倍分频该振荡频率产生一第二分频信号，再以2倍分频该第二分频信号产生一第三分频信号。该第一单边带混频器耦接于该第二分频器，并用来混频该第二分频信号与该第三分频信号，以产生一第一混频信号。该第二单边带混频器耦接于该第一单边带混频器及该锁相回路***的该第一分频器，并用以混频该第一混频信号及该第一分频信号，产生一第二混频信号。该第二单边带混频器根据一第一选择控制信号，选择相加或相减该第一混频信号及该第一分频信号的频率，以决定该第二混频信号的频率。该复用器耦接于第一单边带混频器及第二单边带混频器输出，并根据一第二选择控制信号，选择输出该第一混频信号或该第二混频信号。

附图说明

图1为已知一频率合成器的示意图。

图2为已知一频率合成器的示意图。

图3为本发明一实施例用于一跳频***的一频率合成器的示意图。

图4为根据图3中锁相回路***的内部架构示意图。

图5为根据图3中第一分频器的内部架构示意图。

图6为根据图3中第二分频器的内部架构示意图。

附图符号说明

10、20、300 频率合成器

f1、f2、f3、fdd 频率

18、370 复用器

240 选择单元

11、200、310 压控振荡器

320 锁相回路***

330 第一分频器

340 第二分频器

350 第一单边带混频器

360 第二单边带混频器

VCTRL 电压控制信号

BS0 子频段第一选择信号

BS1 子频段第二选择信号

foc 振荡频率

fd1 第一分频信号

fd2 第二分频信号

fd3 第三分频信号

fm1 第一混频信号

fm2 第二混频信号

SC1、SC2 控制信号

IN1、IN2 输入端

16、250、260 混频器

12、210、400 锁相回路电路

fo1、fo2、fo3 输出频率

OP1、OP2、OP3、OP4 输出端

14、220、230、410 分频器

FD1、FD2、FD3、FD4 分频单元

具体实施方式

请参考图3，图3为本发明一实施例用于一跳频***的一频率合成器300的示意图。为了方便解释本发明的概念，假设频率合成器300应用于前述的超宽带通讯***(UWB)的第一频带模式，用来产生频率约为3432MHz、3960MHz、4488MHz的中心频率。频率合成器300包含有一压控振荡器310、一锁相回路***320、一第二分频器340、一第一单边带混频器350及一第二单边带混频器360。压控振荡器310用来根据一电压控制信号VCTRL，产生一频率约为5280MHz的振荡频率foc。锁相回路***320包含一第一分频器330，而锁相回路***320用来通过第一分频器330，对振荡频率foc进行10倍分频，以产生一第一分频信号fd1，并对第一分频信号fd1分频后，将分频后所得到频率与一内部参考频率比较，最后产生电压控制信号VCTRL，以将压控振荡器310的振荡频率foc稳定于5280MHz。第二分频器340耦接于压控振荡器310，分别以2倍及4倍分频振荡频率foc，以产生一第二分频信号fd2及一第三分频信号fd3。通过偶数倍分频，第一分频器330能容易地产生包含同相正交信号(Inphase/Quadrature signals，I/Q signals)的第一分频信号fd1，而第二分频器340产生包含同相正交信号的第二分频信号fd2与第三分频信号fd3，其中，第一分频信号fd1的同相正交信号频率为528MHz，第二分频信号fd2的同相正交信号频率为2640MHz，而第三分频信号fd3的同相正交信号频率为1320MHz。第一单边带混频器350耦接于第二分频器340，用来混频第二分频信号fd2与第三分频信号fd3，以产生一频率约为3960MHz的第一混频信号fm1。第二单边带混频器360耦接于锁相回路***320的第一混频器330及第一单边带混频器350，用来根据一子频段第一选择信号BS0，混合第一混频信号fm1与第一分频信号fd1，以产生一第二混频信号fm2。第二单边带混频器360根据子频段第一选择信号BS0，选择相加或相减第一混频信号fm1与第一分频信号fd1的频率，以决定第二混频信号fm2的频率为4488或3432MHz。复用器370用来根据一子频段第二选择信号BS1，选择输出第一混频信号fm1或第二混频信号fm2。由上可知，频率合成器300能输出频率约为3432MHz、3960MHz、4488MHz的输出频率fo1、fo2及fo3，亦即第一频带模式中三个子频段的中心频率。举例来说，当频率合成器300欲输出输出频率fo1(3432MHz)时，子频段第一选择信号BS0控制第二单边带混频器360相减第一混频信号fm1与第一分频信号fd1的频率，接着由复用器根据子频段第二选择信号BS1选择第二混频信号fm2输出。在第一单边带混频器350及第二单边带混频器360中，频率加减的详细运作原理应为业界所已知，因此不再赘述。

请继续参考图4，图4为图3的锁相回路***320的内部架构示意图。锁相回路***320包含一输出端OP1、一输出端OP2、一输入端IN1、一锁相回路电路400、第一分频器330及一第三分频器410。输出端OP1用来输出控制电压信号VCTRL至压控振荡器310。输出端OP2用来输出第一分频信号fd1至第二单边带混频器360。输入端IN1用来从压控振荡器310接收振荡频率foc。第三分频器410用来以8倍分频由第一分频器330产生的第一分频信号fd1，以产生一反馈频率fb。锁相回路电路400用来根据反馈频率fb及一内部的参考频率fref，产生电压控制信号VCTRL，以使压控振荡器310稳定地工作于5280MHz。参考频率fref通常由锁相回路电路400内部的石英振荡器所产生，在本实施例中为66MHz，而锁相回路电路400经由比较反馈频率fb与参考频率fref的相位，产生对应的电压控制信号VCTRL来控制压控振荡器310，此应为业界所熟悉，其详细工作原理不再赘述。

请参考图5，图5为根据图3中锁相回路***320的第一分频器330的内部架构示意图。第一分频器330用来对振荡频率foc进行10倍分频，其包含分频单元FD1及FD2。分频单元FD1用来对振荡频率foc进行5倍分频，以产生一频率fdd，而分频单元FD2用来对该频率fdd进行2倍分频，以产生包含同相正交(I/Q)且其频率为528MHz的第一分频信号fd1。接着，请参考图6，图6为图3的第二分频器340的内部架构示意图。第二分频器340包含一输入端IN2、输出端OP3及OP4，以及分频单元FD3、FD4。输入端IN2用来从压控振荡器310接收振荡频率foc；输出端OP3及输出端OP4分别用来输出第二分频信号fd2及第三分频信号fd3至第一单边带混频器350。分频单元FD3用来对振荡频率foc进行2倍分频，以产生同相正交且其频率为2640MHz的第二分频信号fd2，接着，分频单元FD4对第二分频信号fd2再进行2倍分频，产生同相正交且其频率为1320MHz的第三分频信号fd3。

根据前述可得知，第一单边带混频器350的Q指标大小为(2640+1320)/(2×1320)＝1.5，而第二单边带混频器360的Q指标大小为(3960+528)/(2×528)＝4。因此，频率合成器300可采用Q指标较低的窄频滤波器来滤除图像频率成分，不需要设计难度高的滤波器。另外，频率合成器300不需使用多相位滤波器(PPF)来产生每个分频信号的同相正交信号，而由第一分频器330及第二分频器340对震荡频率foc进行偶数倍分频来得到。由于采取偶数倍分频的设计，第一分频器330及第二分频器340不需要复杂的电路即可产生工作周期50％、相位差90度且频率相同的同相正交信号。

请特别注意，在第一分频器330及第二分频器340中，分频器的数量与分频倍率可根据不同的***需求来修改。前述所采用的压控振荡器、分频器的数量及分频倍率都为超宽带通讯***的第一频带模式而设计，非用以限制本发明的范畴。

总括来说，本发明实施例的频率合成器采用一组压控振荡器、锁相回路电路及两组单边带混频器的架构。单一压控振荡器及锁相回路电路的消耗功率不会太大，并且通过适当地安排及设定分频器，让单边带混频器不需要设计难度高的窄频滤波器来滤除图像频率成分，也减低整体的设计复杂度。因此，本发明频率合成器符合高整合度、低复杂度、低功耗及面积等优点。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明权利要求所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。

Claims

1.一种用于一跳频***的频率合成器，包含有：

一压控振荡器，用来根据一电压控制信号，产生一振荡频率；

一锁相回路***，包含一第一分频器，该锁相回路***用来通过该第一分频器，对该振荡频率进行偶数倍分频，以产生一第一分频信号，及根据该第一分频信号，产生该电压控制信号；

一第二分频器，耦接于该压控振荡器，用来以偶数倍分频该振荡频率，以产生一第二分频信号及一第三分频信号；

一第一单边带混频器，耦接于该第二分频器，用来混合该第二分频信号与该第三分频信号，以产生一第一混频信号；以及

一第二单边带混频器，耦接于该锁相回路***及该第一单边带混频器，用来根据一子频段第一选择信号，混合该第一混频信号与该第一分频信号，以产生一第二混频信号；以及

一复用器，耦接于该第一单边带混频器及该第二单边带混频器，用来根据一子频段第二选择信号，选择输出该第一混频信号或该第二混频信号。

2.如权利要求1所述的频率合成器，其中该锁相回路***还包含：

一第一输出端，耦接于该压控振荡器，用来输出该电压控制信号；

一第二输出端，耦接于该第一分频单元与该第二单边带混频器，用来输出该第一分频信号至该第二单边带混频器；

一输入端，耦接于该压控振荡器与该第一分频器，用来接收该振荡频率至该第一分频器；

一第三分频器，耦接于该第一分频器，用来分频该第一分频信号，以产生一反馈频率；以及

一锁相回路电路，耦接于该第三分频器与该第一输出端，用来根据该反馈频率及一参考频率，产生该电压控制信号。

3.如权利要求2所述的频率合成器，其中该第三分频器以8倍分频该第一分频信号，以产生频率约为66百万赫兹的该反馈频率。

4.如权利要求1所述的频率合成器，其中该第一分频器对该振荡频率进行10倍分频。

5.如权利要求1所述的频率合成器，其中该第一分频器包含有：

一第一分频单元，用来对该振荡频率进行5倍分频，以产生一第一中间频率；以及

一第二分频单元，用来对该第一中间频率进行2倍分频，以产生该第一分频信号。

6.如权利要求1所述的频率合成器，其中该第二分频器以2倍分频该振荡频率，以产生该第二分频信号。

7.如权利要求1所述的频率合成器，其中该第二分频器以4倍分频该振荡频率，以产生该第三分频信号。

8.如权利要求1所述的频率合成器，其中该第二分频器包含有：

一输入端，耦接于该压控振荡器，用来接收该振荡频率；

一第一输出端，耦接于该第一单边带混频器，用来输出该第二分频信号；

一第二输出端，耦接于该第一单边带混频器，用来输出该第三分频信号；

一第一分频单元，用来对该振荡频率进行2倍分频，以产生该第二分频信号；以及

一第二分频单元，耦接于该第一分频器及该第二输出端，用来对该第二分频信号进行2倍分频，以产生该第三分频信号。

9.如权利要求1所述的频率合成器，其中第二单边带混频器根据该子频段第一选择信号，选择相加或相减该第一混频信号与该第一分频信号的频率，以决定该第二混频信号的频率。

10.如权利要求1所述的频率合成器，其中该振荡频率为5280百万赫兹。

11.如权利要求1所述的频率合成器，其中该第一分频信号包含一第一同相信号及一第一正交信号。

12.如权利要求11所述的频率合成器，其中该第一同相信号及该第一正交信号的频率都约为528百万赫兹。

13.如权利要求1所述的频率合成器，其中该第二分频信号包含一第二同相信号及一第二正交信号。

14.如权利要求13所述的频率合成器，其中该第二同相信号及该第二正交信号的频率皆为2640百万赫兹。

15.如权利要求1所述的频率合成器，其中该第三分频信号包含一第三同相信号及一第三正交信号。

16.如权利要求15所述的频率合成器，其中该第三同相信号及该第三正交信号的频率都为1320百万赫兹。

17.如权利要求1所述的频率合成器，其中该第一混频信号的频率为3960百万赫兹。

18.如权利要求1所述的频率合成器，其中第二混频信号的频率为3432或4488百万赫兹。

19.如权利要求1所述的频率合成器，其中该锁相回路***分频该第一分频信号以产生一第一频率，并比较该第一频率与一内部参考频率，以产生该电压控制信号。