JP5169679B2 - 共振型電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、半導体スイッチング素子を用いた共振型電力変換装置に係り、特に低損失化に好適な共振型電力変換装置に関する。

図６に従来の共振型電力変換装置（共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ）を示す。１は直流電圧源である。直流電圧源１には、第１および第２のスイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_１，Ｑ_２））を直列に接続した直列回路（第１の直列回路）と、第３および第４のスイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_３，Ｑ_４））を直列に接続した直列回路（第２の直列回路）が並列に接続されている。これらＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_１〜Ｑ_４）には、それぞれ寄生ダイオードＤ_１〜Ｄ_４が存在する。またＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_１〜Ｑ_４）のドレイン―ソース間には、それぞれコンデンサＣ_１〜Ｃ_４が並列に接続されている。

ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_１）のソースとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_２）のドレインとが接続される接続点ａと、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_３）のソースとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_４）のドレインとが接続される接続点ｂとの間には、リアクトルＬ_ｓ、コンデンサＣ_ｓおよび変圧器Ｔの一次巻線とが直列に接続された直列回路（第３の直列回路）が接続されている。このリアクトルＬ_ｓとコンデンサＣ_ｓは、電流共振動作を行うための直列共振回路の役割を担う。

変圧器Ｔの二次巻線は、センタータップを備えている。この変圧器Ｔの二次巻線の両端には、それぞれのカソードが接続された二つの整流用ダイオードカソード（Ｄ_５，Ｄ_６）が接続されて全波整流回路を構成している。この全波整流回路の直流出力側、すなわち変圧器Ｔのセンタータップと整流用ダイオード（Ｄ_５，Ｄ_６）のアノード間には、平滑コンデンサＣが接続されてコンバータ４を構成する。コンバータ４の直流出力電圧は、負荷Ｒ_Ｌに与えられる。

このように構成された従来の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、図示しないスイッチング素子駆動部（ゲート駆動部）によってＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_４）が共にオンにされると、接続点ａと接続点ｂとの間の電圧Ｖ_abが正電圧になる。次いでゲート駆動部は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_４）を共にオフにし、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_２）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_３）を共にオンにするとＶ_abが負電圧となる。

共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、この動作を交互に行うことによって交番電圧を発生させ、変圧器Ｔの一次巻線に印加する。そして、変圧器Ｔを介して絶縁、変圧されて変圧器Ｔの二次巻線側に現れた交流電圧は、整流用ダイオードＤ_５，Ｄ_６によって整流されて所望の直流出力電圧が得られるようになっている。
このように構成された共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの各部の電圧・電流波形の一例を示す図７において、時刻ｔ_１の時点でオンからオフに切り替わるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_２，Ｑ_３）は、これらＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_２，Ｑ_３）のドレイン―ソース間のコンデンサＣ_２，Ｃ_３によってＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_２，Ｑ_３）に加わる電圧が上昇する前にオフとなる。このためＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_１〜Ｑ_４）は、零電圧スイッチングとなりターンオフ時に生ずる損失（ターンオフ損失）がほとんど発生しない。

ここに図７におけるＶｇｓ_１〜Ｖｇｓ_４は、それぞれＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_１〜Ｑ_４）のゲート―ソース間電圧、Ｉ_ｐおよびＶ_ｐは、変圧器Ｔの一次巻線に流れる電流および印加電圧、Ｖ_３およびＩ_３、Ｖ_４およびＩ_４は、それぞれＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_３）のドレイン―ソース間電圧およびドレイン―ソース間電流、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_４）のドレイン―ソース間電圧およびドレイン―ソース間電流である。

なお、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_１〜Ｑ_４）のドレイン―ソース間にそれぞれ接続されたコンデンサＣ_１〜Ｃ_４は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_１〜Ｑ_４）の寄生容量で代用できる場合もある。この場合は、これらのコンデンサＣ_１〜Ｃ_４を省略することができる。
また、図７の時刻ｔ_２においてオフからオンに切り替わるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_１，Ｑ_４）は、寄生ダイオードＤ_１，Ｄ_４に電流が流れているときにオンとなるため、ターンオン損失が発生しない。

ところで図６に示した直流電圧源１は、特に図示しないが一般的に商用交流電源をコンバータで整流して得ることが多い。この商用交流電源は、電圧が短時間低下した後すぐ復帰する、いわゆる瞬時電圧低下（瞬低）がまれに発生する。電子的制御装置のような負荷のときは、この電圧変動の影響を受けることがある。そこで瞬低が発生したときであってもＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を一定に維持する必要がある。

そこでこの種の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、瞬低によって入力電圧が低下したとき、直流出力電圧Ｖ_ｏを一定に維持するため、図８の各部の動作波形に示されるようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_１〜Ｑ_４）のスイッチング周波数を定常時より低下させる。するとリアクトルＬ_ｓおよびコンデンサＣ_ｓとで構成される直列共振回路の共振インピーダンスが下がり、変圧器Ｔへの電力伝達量、即ち直流出力側への電力伝達量を維持することができ直流出力電圧を所定の電圧に維持することが可能となる（なお図８の符号は、図７と同じ意味である）。

このような作動をする共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、商用交流電源に瞬低が発生した場合であっても直流出力電圧を一定に保てるように、回路パラメータが設定される。つまり通常時は、より高い周波数で動作させて直列共振回路の共振インピーダンスを大きくすることで出力を絞っている。
このため従来の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、
（１）力率が低下するため、電流の無効成分が増え導通損失が増加する
（２）周波数の増加により、リアクトルの鉄損が増加する
（３）スイッチング素子の駆動損失が増加する
という問題が生ずる。

これらは、特にスイッチング周波数を高周波にするほど顕著になる。また、上記（３）の問題は、駆動電力の比率が大きくなる低容量電源において特にその影響が大きい。
これらの問題を解決する方法として、瞬低時に回路をハーフブリッジ動作からフルブリッジ動作に切り換えることで得られる交流電圧(Ｖ_ab相当)を高くする方法が提案されている（例えば、特許文献１，２を参照）。
特開平１０−２４３６４９号公報 特開平２００４−１１２９２５号公報

しかしながら上記特許文献１，２に記載される方法では切り替え動作によって出力電圧が変動しやすいという問題がある。また、ハーフブリッジ動作のときは変圧器Ｔの一次巻線に印加される電圧がフルブリッジ動作のときの半分になるため、同じ出力電力を得るには、一次側電流をフルブリッジ動作に比べて約２倍流す必要があり、この電流増加によって導通損失が増加するという問題もある。

本発明は、このような課題を解決するべくなされたもので、その目的とするところは、損失を低減しつつ、瞬低時においても出力電圧を一定に維持することができる共振型電力変換装置を提供することにある。

上述した目的を達成するため本発明の共振型電力変換装置は、直流電圧源に接続されて、第１および第２のスイッチング素子を直列に接続した第１の直列回路と、この第１の直列回路と並列に接続されて、第３および第４のスイッチング素子を直列に接続した第２の直列回路と、前記第１および第２のスイッチング素子の接続点と、前記第３および第４のスイッチング素子の接続点とに介装されて、リアクトル、コンデンサおよび変圧器の一次巻線とを直列に接続した第３の直列回路とを備え、前記変圧器の二次巻線に接続された所定の負荷に電力を供給する共振型電力変換装置であって、前記第１の直列回路は、前記第２の直列回路よりも順電圧降下の低いスイッチング素子を用いたことを特徴としている。

上記共振型電力変換装置は、前記直流電圧源に並列に接続されて、該直流電圧源の電圧値を検出する電圧検出部と、この電圧検出部の検出電圧値を受けて、前記直流電圧源が所定の電圧値以上の電圧を出力しているとき、前記第１または前記第２のスイッチング素子のいずれか一方だけを常時オンにして他方を常時オフにし、前記第３および第４のスイッチング素子を所定の周期で排他的にオンまたはオフにする一方、前記直流電圧源が所定の電圧値未満の電圧を出力しているとき、前記第３および第４のスイッチング素子を上記所定の周期で排他的にオンまたはオフにすると共に、前記第１および第２のスイッチング素子を上記所定の周期で排他的にオンまたはオフし、かつ、そのオンまたはオフ時間を調整して前記第３の直列回路に加わる電圧を所定の電圧値に維持するスイッチング素子駆動部とを備えて構成される。

また共振型電力変換装置は、直流電圧源が所定の電圧値以上の電圧を出力しているとき、前記スイッチング素子駆動部により常時オンにされる前記第１または前記第２のスイッチング素子は、他のスイッチング素子よりも順電圧降下の低いものであることを特徴としている。
更に前記直流電圧源が所定の電圧値以上の電圧を出力しているとき、前記スイッチング素子駆動部により常時オフにされる前記第３または前記第４のスイッチング素子は、常時オンにされるスイッチング素子よりも電力容量が小さいものとしている。

上記共振型電力変換装置の前記変圧器の二次巻線には、この二次巻線に生じた交流電圧を直流電圧に変換する整流回路を備えて構成してもよい。

上述の共振型電力変換装置は、直流電圧源に接続された第３および第４のスイッチング素子を直列に接続した第２の直列回路よりも順電圧降下の低いスイッチング素子を、第１および第２のスイッチング素子を直列に接続した第１の直列回路としているので、第１の直列回路に流れる電流によって生ずる導通損失を低減することが可能となる。
また上述の共振型電力変換装置は、例えばコンバータで商用交流電源を整流して得た直流を直流電圧源として用いた場合、商用交流電源に瞬低が生じたとしても通常時における最適なスイッチング周波数で第２の直列回路を構成する第３および第４のスイッチング素子を駆動すると共に、瞬低時は、更に第１の直列回路を構成する第１および第２のスイッチング素子を上記の最適なスイッチング周波数で駆動し、かつ、そのオンまたはオフ時間を調整して第３の直列回路に加わる電圧を所定の電圧値に維持しているので、上述した損失の増加を防ぎ、かつ瞬低時においても直流出力電圧を一定に維持することができる。

また本発明の共振型電力変換装置は、直流電圧源が所定の電圧値以上の電圧を出力しているとき、前記スイッチング素子駆動部により常時オンにされる前記第１または前記第２のスイッチング素子は、他のスイッチング素子よりも順電圧降下の低い素子を用いているので、損失を低減することができ装置の小型化を図ることが可能である。
更に前記直流電圧源が所定の電圧値以上の電圧を出力しているとき、前記スイッチング駆動部により常時オフにされる第１または第２のスイッチング素子は、直流電圧源が瞬時に低下したときだけ駆動すればよいので常時オンにされるスイッチング素子よりも電力容量が小さいものが適用でき、装置の小型化、低価格化を図ることができる。

また本発明の共振型電力変換装置における変圧器の二次巻線には、二次巻線に生じた交流電圧を直流電圧に変換する整流回路を備えて構成されているので電力損失を抑えつつ、小型化および低価格化を図ることのできる共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを構成することができる等の実用上多大なる効果を奏し得る。

以下、本発明の一実施形態に係る共振型電力変換装置について添付図面を参照しながら説明する。なお、図１〜図５は、本発明の一実施形態に係るものであって、これらの図面によって本発明が限定されるものではない。またこれらの図中、図６〜図８と同一の符号を付した部分は同一物を表わし、基本的な構成はこれらの図に示す従来のものと同様であるのでその説明を省略する。

図１は本発明の共振型電力変換装置を適用した共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの概略構成を示す図である。この図において、１０は直流電圧源１の電圧値を検出する電圧検出部である。この電圧検出部１０で検出された電圧値は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_１〜Ｑ_４）の駆動を制御するゲート駆動部（スイッチング素子駆動部）１１に与えられる。ゲート駆動部（スイッチング素子駆動部）１１は、図１には図示していないがＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_１〜Ｑ_４）の各ゲートに接続され、その駆動を制御する。

概略的には上述したように構成された共振型ＤＣ−ＤＣコンバータおいて電圧検出部１０によって直流電圧源１が所定の電圧値以上の電圧にあることが検出されたとき（通常時）、ゲート駆動部１１は、図２の各部の動作波形に示されるように第１の直列回路のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_１）を常時オン、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_２）を常時オフとし、第２の直列回路を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_３，Ｑ_４）を所定の周期で交互（排他的）にオン・オフを切り換える。このときＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_１）は常時オンであるため、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_４）がオンのときはＶ_ab＝Ｖ_ｉｎとなり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_３）がオンのときはＶ_ab＝０となる。

そしてこのとき得られた直流成分を含んだＶ_abは、コンデンサＣ_ｓにより直流成分が除去された交番電圧となり、その交番電圧に応じた電圧Ｖ_ｐが変圧器Ｔの一次巻線に印加される。この電圧Ｖ_ｐは、変圧器Ｔを介して絶縁、変圧されて変圧器Ｔの二次巻線に交流電圧となって現れる。二次巻線に現れた交流電圧は、整流用ダイオードＤ_５，Ｄ_６により整流して直流に変換され、さらに平滑コンデンサＣによって平滑されて直流出力電圧Ｖ_ｏが負荷に与えられる。

さて、直流電圧源１に瞬低が発生すると電圧検出部１０は、この電圧低下を検出する。するとゲート駆動部１１は、この電圧低下の検出を受けて、図３の各部の動作波形に示されるようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_３，Ｑ_４）に加えて更にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_１，Ｑ_２）を上記所定の周期で交互（排他的）にオン・オフさせるとともに、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_１）のオン時間とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_２）のオフ時間の制御を行う（パルス幅制御）。

ここではパルス幅の制御についての説明を簡略化するために直流電圧源１の電圧値Ｖ_ｉｎを一定とする。図４に示されるようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_１）をオンにするとＶ_abには＋Ｖ_ｉｎというレベルを新たに持ち得るので、Ｖ_abの基本波成分（直流成分を除いたもの）が定常時より高くなる。ここでＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_１）のオン時間を徐々に長くするとＶ_ｐの実効値が増加する。最終的にデューティが最大になったときは、±Ｖ_ｉｎが変圧器Ｔの一次巻線に電圧Ｖ_ｐとして印加されるため、定常時の２倍の出力電圧値が得られることになる。

ただし、実際には瞬低によってＶ_ｉｎは低下するものの、その電圧低下が定常時の１／２を下回らなければ定常時と同じ直流出力電圧を得ることができる。
なお、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_１）は、ゲート駆動部１１によって定常時に常時オンに固定される。このためスイッチング損失は問題にならない。またＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_２）は、定常時に常時オフに固定されるため損失が発生しない。なお、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_１，Ｑ_２）で構成される第１の直列回路において常時オンまたは常時オフにする素子を入れ替えてもかまわない。

また、一般にスイッチングの速度の遅い素子ほど導通時の順電圧降下が低い。したがって、常時オンとなる素子においては通常運転時の導通損失を少なくすることができる。また、瞬低時にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_１）だけでなくＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_２）のスイッチングを行ったととしても、これらのＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_１，Ｑ_２）の駆動は、あくまで瞬低時に限られるため通常運転時の損失が増加しない。また直流電圧源１が所定の電圧値以上の電圧を出力しているときゲート駆動部１１により常時オフにされるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_１）またはＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_２）のいずれか一方のスイッチング素子は、瞬低時にだけしかオンにならないので常時オンにされるスイッチング素子よりも電力容量が小さくてよい。

なお、図１に示す共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_１〜Ｑ_４）のドレイン―ソース間にコンデンサＣ_１〜Ｃ_４を並列に接続して、零電圧スイッチングを行っているが、このとき発生する損失はこれらコンデンサＣ_１〜Ｃ_４のキャパシタンス値により変化する。
例えば図５に示すようにＭＯＳＦＥＴのターンオフ時においてキャパシタンス値がＣ＝０（図５における実線）からキャパシタンス値が増えるほど電圧の傾きが小さくなる（一点鎖線から二点鎖線）。即ち、電圧値と電流値の積によって定まるターンオフ損失はキャパシタンス値が増えるほど少なくなる。ただし、コンデンサＣ_１〜Ｃ_４のキャパシタンス値が大き過ぎると、これらコンデンサＣ_１〜Ｃ_４を流出入する電力が増大する。するとこの電力の流出入に伴う充放電損失が増加することがあるので注意が必要である。なお、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_１〜Ｑ_４）が有する寄生容量だけでもスイッチング損失が十分抑制されるならば上記コンデンサＣ_１〜Ｃ_４を省いてもかまわない。

かくして本発明の共振型電力変換装置は、直流電圧源１に瞬低が生じたとき、ゲート駆動部（スイッチング素子駆動部）１１によって通常時における最適なスイッチング周波数でＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_３，Ｑ_４）を駆動すると共に、更にこれらＭＯＳＦＥＴよりも順電圧降下の低いＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_１，Ｑ_２）をこのスイッチング周波数で駆動し、かつ、そのオンまたはオフ時間を調整して変圧器Ｔの一次巻線に印加される電圧を所定の電圧値に維持しているので、回路の損失の増加を防ぎつつ瞬低時においても変圧器Ｔの二次電圧（出力電圧）を一定に維持することができる。

特に本発明の共振型電源装置は、直流電圧源１が所定の電圧値以上の電圧を出力しているとき、ゲート駆動部１１により常時オフにされるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_１）またはＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_２）が瞬低時だけ駆動されるので常時オンにされるスイッチング素子よりも電力容量が小さいものが適用でき、共振型電源装置の小型化、低価格化を図ることが可能である。

なお、本実施例ではＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_１）を常時オンとしたが、第１の直列回路を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_１，Ｑ_２）のいずれか一つのスイッチング素子を常時オンとし、他方を常時オフとすればよいので、上述した駆動方法に限定されるものではない。
また、本発明の共振型電源装置は、上述したような変圧器Ｔの二次側にセンタータップを用いた全波整流回路を接続した共振型ＤＣ−ＤＣコンバータに限定されるものではない。例えば変圧器の二次側に接続する回路としては、フルブリッジ整流回路、ハーフブリッジ整流回路等の構成をとった共振型ＤＣ−ＤＣコンバータとしてもかまわない。或いは本発明の共振型電源装置は、高周波インバータとして例えばプラズマ用電源装置や、オゾン発生器、アーク溶接機など種々の電源装置に適用することも勿論可能である。

本発明の電力変換装置を適用した共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示す概略回路図。 図１に示した共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおける通常時の各部の電圧・電流波形を示す図。 図１に示した共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおける瞬低時の各部の電圧・電流波形を示す図。 図１に示した共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおける瞬低時の電圧降下の大きさによって変化する各部の電圧・電流波形を示す図。 ＭＯＳＦＥＴのドレイン―ソース間に並列に接続されたコンデンサの静電容量を変化させたときのターンオフ時における電圧・電流の波形を示す図。 従来の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示す概略回路図。 図６に示した共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおける通常時の各部の電圧・電流波形を示す図。 図８に示した共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおける瞬低時の各部の電圧・電流波形を示す図。

符号の説明

１ 直流電圧源
４ コンバータ
１０ 電圧検出部
１１ ゲート駆動部
Ｃ 平滑コンデンサ
Ｃ_ｓ コンデンサ
Ｄ_１-Ｄ_４ 寄生ダイオード
Ｄ_５，Ｄ_６ 整流用ダイオード
Ｌ_ｓ リアクトル
Ｒ_Ｌ 負荷
Ｔ 変圧器

Claims (5)

1. 直流電圧源に接続されて、第１および第２のスイッチング素子を直列に接続した第１の直列回路と、
   この第１の直列回路と並列に接続されて、第３および第４のスイッチング素子を直列に接続した第２の直列回路と、
   前記第１および第２のスイッチング素子の接続点と、前記第３および第４のスイッチング素子の接続点とに介装されて、リアクトル、コンデンサおよび変圧器の一次巻線とを直列に接続した第３の直列回路と
   を備え、
   前記変圧器の二次巻線に接続された所定の負荷に電力を供給する共振型電力変換装置であって、
   前記第１の直列回路は、前記第２の直列回路よりも順電圧降下の低いスイッチング素子を用いたことを特徴とする共振型電力変換装置。
2. 前記直流電圧源に並列に接続されて、該直流電圧源の電圧値を検出する電圧検出部と、
   この電圧検出部の検出電圧値を受けて、前記直流電圧源が所定の電圧値以上の電圧を出力しているとき、前記第１または前記第２のスイッチング素子のいずれか一方だけを常時オンにして他方を常時オフにし、前記第３および第４のスイッチング素子を所定の周期で排他的にオンまたはオフにする一方、
   前記直流電圧源が所定の電圧値未満の電圧を出力しているとき、前記第３および第４のスイッチング素子を前記所定の周期で排他的にオンまたはオフにすると共に、前記第１および第２のスイッチング素子を上記所定の周期で排他的にオンまたはオフし、かつ、そのオンまたはオフ時間を調整して前記第３の直列回路に加わる電圧を所定の電圧値に維持するスイッチング素子駆動部と
   を備えたことを特徴とする請求項１に記載の共振型電力変換装置。
3. 前記直流電圧源が所定の電圧値以上の電圧を出力しているとき、前記スイッチング素子駆動部により常時オンにされる前記第１または前記第２のスイッチング素子は、他のスイッチング素子よりも順電圧降下の低いものであることを特徴とする請求項２に記載の共振型電力変換装置。
4. 前記直流電圧源が所定の電圧値以上の電圧を出力しているとき、前記スイッチング素子駆動部により常時オフにされる前記第１または前記第２のスイッチング素子は、常時オンにされるスイッチング素子よりも電力容量が小さいものである請求項２に記載の共振型電力変換装置。
5. 前記変圧器の二次巻線には、この二次巻線に生じた交流電圧を直流電圧に変換する整流回路が備えられたことを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の共振型電力変換装置。

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