JP5169159B2 - 直流電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、例えばＩＰＤ（Intelligent Power Device）を使用した直流電源装置に関するものである。

最近、パワーデバイスとしてＩＰＤが各分野に広く用いられるようになっており、発光ダイオードなどの発光素子の電源として、ＩＰＤを用いた直流電源装置が実用化されている。

図１０は、従来のＩＰＤを用いた直流電源装置の一例を示すもので、交流電源１がコンデンサ２、インピーダンス３を有するフィルタ回路４、トランス５を介して全波整流回路６の入力端子に接続され、この全波整流回路６の正負極の出力端子の間に平滑コンデンサ７が接続され、この平滑コンデンサ７両端には、フライバックトランス８及びスイッチング手段としてのＩＰＤ９が接続されている。フライバックトランス８は、１次巻線８０１及び２次巻線８０２を有し、２次巻線８０２には、図示極性のダイオード１０と平滑コンデンサ１１からなる整流平滑回路１２が接続されている。ＩＰＤ９は、ドレイン端子Ｄ、ソース端子Ｓ、コントロール端子ＥＮ及び電源端子ＢＰを有するスイッチング電源用制御ＩＣであり、ドレイン端子Ｄ、ソース端子Ｓの間に接続されるパワーＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子９０１と、このスイッチング素子９０１のオンオフを制御するＰＷＭ制御回路（パルス幅制御回路）９０２などが内蔵されている。また、ＩＰＤ９は、スイッチング素子９０１を前記フライバックトランス８の１次巻線８０１に直列に接続され、ＰＷＭ制御回路９０２によるスイッチング素子９０１のオンオフによりフライバックトランス８をスイッチング駆動する。なお、２１は、ＩＰＤ９の電源端子ＢＰに接続された電源用コンデンサである。

フライバックトランス８の２次巻線８０２には、整流平滑回路１２を介して発光ダイオード（ＬＥＤ）などの負荷１３が接続されている。また、負荷１３には、並列に抵抗１４、負荷１３に加わる過電圧を防止するツェナーダイオード１５及び抵抗１６の直列回路が接続されている。さらにツェナーダイオード１５と抵抗１６の接続点には、抵抗１７を介してトランジスタ１８のベースが接続されている。このトランジスタ１８は、エミッタを全波整流回路６の負極の出力端子に、コレクタをＩＰＤ９のコントロール端子ＥＮにそれぞれ接続されている。トランジスタ１８は、ベース・エミッタ電圧ＶＢＥによりＩＰＤ９のコントロール端子ＥＮにＰＷＭ制御回路９０２より引き抜く電流（ＰＷＭ制御回路３９２のパルス幅制御のための電流）の制御を行う。トランジスタ１８のベースとエミッタ間には、抵抗１９が接続され、また、前記負荷１３と抵抗１６の接続点とトランジスタ１８のエミッタの間には、抵抗２０が接続されている。この抵抗２０は、負荷１３に対して直列に接続されており、負荷１３に流れる電流に相応した電圧を検出し、この検出電圧によりトランジスタ１８の動作を制御する。この場合、抵抗２０の抵抗値は、前記検出電圧に応じたトランジスタ１８の動作により負荷１３に流れる電流Ｉが一定の値になるように設定されている。

このような直流電源装置は、交流電源１の交流電力が全波整流回路６で全波整流され、平滑コンデンサ７で平滑されてフライバックトランス８及びＩＰＤ９に供給される。この状態で、ＩＰＤ９のＰＷＭ制御回路９０２の制御によるスイッチング素子９０１のオンオフによりフライバックトランス８がスイッチング駆動される。この場合、スイッチング素子９０１のオンでフライバックトランス８の１次巻線８０１に電流を流してエネルギーを蓄積し、スイッチング素子９０１のオフで、１次巻線８０１に蓄積したエネルギーを２次巻線８０２を通して放出し、整流平滑回路１２を介して負荷１３に直流電力を供給する。この場合、抵抗２０両端に検出される電圧によりトランジスタ１８の動作が制御される。また、トランジスタ１８の動作によりＩＰＤ９のコントロール端子ＥＮより引き抜かれる電流が制御される。これによりＩＰＤ９のスイッチング素子９０１のオフ期間が制御され、負荷１３に流れる電流Ｉが一定に制御される。

ところで、このような直流電源装置は、長い期間使い続けると、整流平滑回路１２を構成する平滑コンデンサ１１の特性が劣化する。つまり、一般に、平滑コンデンサ１１には、電解コンデンサが使用されているが、かかる電解コンデンサは、時間の経過とともに静電容量が徐々に減少する傾向を示し、最終的な寿命末期には、ドライアップによるオープンモードになる。

このため、このような電解コンデンサを平滑コンデンサ１１として使用した場合、平滑コンデンサ１１がドライアップによりオープンモードになった状態で、ＩＰＤ９によりフライバックトランス８がスイッチング駆動されると、フライバックトランス８の２次巻線８０２より放出されるエネルギーは、平滑コンデンサ１１で平滑されることなく所定の過渡電圧が負荷１３に印加される。図４（ａ）は、このとき負荷１３側に供給される出力の波形を示すもので、例えば、ピーク電圧Ｖｐが４０Ｖにもなる過渡電圧を含む出力が４０〜６０ｋＨｚの高い周波数で発生される。

このようなピーク電圧Ｖｐの過渡電圧は、そのまま負荷１３側に印加される。すると、負荷１３側には定格以上の電流が流れ、回路内部が異常に発熱することがあり、この異常発熱により回路を構成する電子部品が破損し、直流電源装置を動作不能に陥れるという問題を生じる。

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、過渡電圧を含む出力を抑制し、安定した動作を得られる直流電源装置を提供することを目的とする。

請求項1記載の発明は、スイッチング手段により駆動され、交流電源の交流電力より直流電力を生成し負荷に供給する直流電力生成手段と、無負荷電圧より高い所定の過渡電圧に相当するツェナー電圧が設定された第１のツェナーダイオードを含み、前記負荷に供給される直流電力に含まれる所定の過渡電圧を検出する過渡電圧検出手段と、前記過渡電圧検出手段により検出される検出信号に応じて、前記スイッチング手段のスイッチング動作のオフ期間が長くなるよう制御する制御手段と、を具備したことを特徴とする直流電源装置。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記第１のツェナーダイオードのツェナー電圧Ｖ_ZD2は、前記無負荷電圧に応動する第２のツェナーダイオードのツェナー電圧をＶ_ZD1、前記所定の過渡電圧のピーク値をＶｐとしたとき、
Ｖ_ZD1≦Ｖ_ZD2≦Ｖｐ
に設定されることを特徴としている。

本発明によれば、過渡電圧を含む出力を抑制し、安定した動作を得られる直流電源装置を提供できる。

以下、本発明の実施の形態を図面に従い説明する。

（第１の実施の形態）
まず、本発明の直流電源装置が適用される照明器具について簡単に説明する。図１及び図２において、２２は器具本体で、この器具本体２２は、アルミニウムのダイカスト製のもので、両端を開口した円筒状をしている。この器具本体２２は、内部を仕切り部材２２ａ、２２ｂにより上下方向に３分割され、下方開口と仕切り部材２２ａの間の空間は、光源部２３に形成されている。この光源部２３には、複数のＬＥＤ２３ａと反射体２３ｂが設けられている。複数のＬＥＤ２３ａは、仕切り部材２２ａ下面に設けられた円盤状の配線基板２３ｃの円周方向に沿って等間隔に配置され実装されている。

器具本体２２の仕切り部材２２ａと２２ｂの間の空間は電源室２４に形成されている。この電源室２４は、仕切り部材２２ａ上部に配線基板２４ａが配置されている。この配線基板２４ａには、前記複数のＬＥＤ２３ａを駆動するための本発明の直流電源装置を構成する各電子部品が設けられている。この直流電源装置と複数のＬＥＤ２３ａは、リード線２５により接続されている。

器具本体２２の仕切り板２２ｂと上方開口の間の空間は、電源端子室２６に形成されている。この電源端子室２６は、仕切り板２２ｂに電源端子台２７が設けられている。この電源端子台２７は、電源室２４の直流電源装置に商用電源の交流電力を供給するための端子台で、電絶縁性の合成樹脂で構成されたボックス２７ａの両面に電源ケーブル用端子部となる差込口２７ｂ、送りケーブル用端子部となる差込口２７ｃ及び電源線及び送り線を切り離すリリースボタン２７dなどを有している。

図３は、このように構成された照明器具の電源室２４に組み込まれる本発明の直流電源装置の概略構成を示している。

図３において、３１は交流電源で、この交流電源３１は、不図示の商用電源からなっている。この交流電源３１には、コンデンサ３２、インピーダンス３３を有するフィルタ回路３４、トランス３５を介して全波整流回路３６の入力端子が接続されている。この全波整流回路３６は、交流電源３１からの交流電力を全波整流した出力を発生する。

全波整流回路３６の正負極の出力端子の間には、平滑コンデンサ３７が接続され、この平滑コンデンサ３７両端には、フライバックトランス３８及びスイッチング手段としてのＩＰＤ３９が接続されている。フライバックトランス３８は、１次巻線３８１及び２次巻線３８２を有するもので、２次巻線３８２に、図示極性のダイオード４０と平滑コンデンサ（電解コンデンサ）４１からなる整流平滑回路４２が接続されている。これらフライバックトランス３８及び整流平滑回路４２は、交流電源３１からの交流電力より直流電力を生成する直流電力生成手段を構成している。ＩＰＤ３９は、ドレイン端子Ｄ、ソース端子Ｓ、コントロール端子ＥＮ及び電源端子ＢＰを有するスイッチング電源用制御ＩＣであり、ドレイン端子Ｄ、ソース端子Ｓの間に接続されるパワーＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子３９１と、このスイッチング素子３９１のオンオフを制御するＰＷＭ制御回路３９２などが内蔵されている。また、ＩＰＤ３９は、スイッチング素子３９１を前記フライバックトランス３８の１次巻線３８１に直列に接続され、ＰＷＭ制御回路３９２の制御によるスイッチング素子３９１のオンオフによりフライバックトランス３８をスイッチング駆動する。また、ＩＰＤ３９は、後述するトランジスタ５０の動作によりコントロール端子ＥＮより引き抜かれる電流が制御され、スイッチング素子３９１のオフ期間が制御される。なお、５６は、ＩＰＤの電源端子ＢＰに接続された電源用コンデンサである。

フライバックトランス３８の２次巻線３８２には、上述した整流平滑回路４２を介して負荷４３（図２で述べたＬＥＤ２３ａに相当）が接続されている。また、負荷４３には、抵抗４４、第２のツェナーダイオードとしてのツェナーダイオード４５と抵抗４６の直列回路と、第１のツェナーダイオードとしてのツェナーダイオード４７と抵抗４８の直列回路がそれぞれ並列に接続されている。ツェナーダイオード４５は、負荷４３側がオープンになったときの無負荷電圧に応動して負荷４３に印加される過電圧を防止する。また、ツェナーダイオード４７は、過渡電圧検出手段を構成するもので、平滑コンデンサ４１がドライアップによりオープンモードになった状態で、フライバックトランス３８のスイッチング駆動により２次巻線３８２より放出されるエネルギーによる所定の過渡電圧に応動する。

この場合、ツェナーダイオード４７のツェナー電圧Ｖ_ZD2は、ツェナーダイオード４５のツェナー電圧をＶ_ZD1、平滑コンデンサ４１のドライアップによりフライバックトランス８の２次巻線８０２より放出されるエネルギーによる過渡電圧のピーク値をＶｐとしたとき、
Ｖ_ZD1≦Ｖ_ZD2≦Ｖｐ
の関係に設定されている。一例として、負荷４３側がオープンになったときの無負荷電圧が２０Ｖ、平滑コンデンサ４１のドライアップにより発生する過渡電圧のピーク値Ｖｐが４０Ｖである場合、ツェナーダイオード４５のツェナー電圧Ｖ_ZD1＝２０Ｖ、ツェナーダイオード４７のツェナー電圧Ｖ_ZD2＝３０Ｖにそれぞれ設定される。

ツェナーダイオード４５と抵抗４６の接続点と、ツェナーダイオード４７と抵抗４８の接続点の間には、抵抗４９が接続され、また、ツェナーダイオード４７と抵抗４８の接続点には、トランジスタ５０のベースが接続されている。このトランジスタ５０には、ＰＮ接合の半導体素子が用いられている。また、トランジスタ５０は、エミッタを全波整流回路３６の負極の出力端子に、コレクタをＩＰＤ３９のコントロール端子ＥＮにそれぞれ接続されている。トランジスタ５０は、制御手段としての制御回路５１を構成するもので、ベース・エミッタ電圧ＶＢＥによりＩＰＤ３９のコントロール端子ＥＮより引き抜く電流（ＰＷＭ制御回路３９２のパルス幅制御のための電流）の制御を行う。

トランジスタ５０のベースとエミッタ間には、抵抗５２が接続され、また、前記負荷４３と抵抗４６の接続点とトランジスタ５０のエミッタの間には、検出手段として検出回路５３を構成する抵抗５４と図示極性のダイオード５５の直列回路が接続されている。

これら抵抗５４とダイオード５５の直列回路は、負荷４３に対して直列に接続されており、負荷４３に流れる電流に相応した電圧を検出し、この検出電圧によりトランジスタ５０の動作を制御する。この場合、ダイオード５５は、前記トランジスタ５０と同じ構造のＰＮ接合の半導体素子で、温度特性がほぼ同等のものが用いられる。つまり、ダイオード５５を含む検出回路５３の温度特性が前記トランジスタ５０の温度特性とほぼ同等になるようにしている。また、抵抗５４とダイオード５５の直列回路の抵抗値は、前記検出電圧（抵抗５４とダイオード５５の直列回路の両端電圧）に応じたトランジスタ５０の動作により、ＩＰＤ３９が負荷４３に流れる電流Ｉを一定に制御するように設定されている。

このような直流電源装置は、交流電源３１の交流電力が全波整流回路３６で全波整流され、平滑コンデンサ３７で平滑されてフライバックトランス３８及びＩＰＤ３９に供給される。この状態で、ＩＰＤ３９のＰＷＭ制御回路３９２によるスイッチング素子３９１のオンオフによりフライバックトランス３８がスイッチング駆動される。

この場合、スイッチング素子３９１のオンでフライバックトランス３８の１次巻線３８１に電流を流してエネルギーを蓄積し、スイッチング素子３９１のオフで、１次巻線３８１に蓄積したエネルギーを２次巻線３８２を通して放出し、整流平滑回路４２を介して負荷４３に直流電力を供給する。

この場合、検出回路５３の抵抗５４とダイオード５５の直列回路の両端より検出される電圧によりトランジスタ４８の動作が制御され、ＩＰＤ３９のコントロール端子ＥＮより引き抜かれる電流が制御される。これにより、スイッチング素子３９１のオフ期間が制御されて負荷４３に流れる電流Ｉが一定に制御されている。

ここで、例えば、常温において、トランジスタ５０のベース・エミッタ電圧ＶＢＥ＝０．８Ｖ、抵抗５４の抵抗値Ｒ＝１．２５Ω、ダイオード５５の順方向電圧が０．３Ｖで、これら抵抗５４とダイオード５５の直列回路の両端に発生する電圧（この場合、抵抗５４両端に発生する０．５Ｖと、ダイオード５５両端に発生する０．３Ｖによる０．８Ｖ）によりトランジスタ５０の動作制御が行われているものとする。この場合、検出回路５３に流れる電流Ｉは、０．４Ａ（（０．８Ｖ−０．３Ｖ）／１．２５Ω）となり、この電流Ｉが負荷４３に供給されている。

この状態で、周囲温度環境の変化によりトランジスタ５０のベース・エミッタ電圧ＶＢＥが変動し、例えば、常温時より０．１Ｖ低下し、０．７Ｖになったとする。すると、抵抗５４の抵抗値Ｒ＝１．２５Ωが、そのままなのに対し、トランジスタ５０と同一構造で、ほぼ同様な温度特性を有するダイオード５５は、トランジスタ５０と同じだけ順方向電圧が低下し、０．２Ｖに変化する。これにより、抵抗５４とダイオード５５の直列回路の両端に発生する電圧（抵抗５４両端に発生する０．５Ｖと、ダイオード５５両端に発生する０．２Ｖによる０．７Ｖ）によりトランジスタ５０は、ベース・エミッタ電圧ＶＢＥ＝０．７Ｖで動作が制御され、このとき負荷４３に流れる電流Ｉは、０．４Ａ（０．７Ｖ−０．２Ｖ）／１．２５Ω）で、周囲温度環境が変化する前と同じ一定電流を流しつづけることができる。

一方、このような直流電源装置は、整流平滑回路４２を構成する平滑コンデンサ４１が特性経時変化により静電容量を減少し、ドライアップによるオープンモードになることがある。この場合、この状態で、ＩＰＤ３９によりフライバックトランス３８がスイッチング駆動されると、フライバックトランス３８の２次巻線３８２より放出されるエネルギーは、平滑コンデンサ４１で平滑されることなく、負荷４３に図４（ａ）に示すようなピーク電圧Ｖｐが４０Ｖにもなる過渡電圧が印加される。

すると、このときの過渡電圧のピーク電圧Ｖｐによりツェナーダイオード４７がオンする（この場合、ツェナーダイオード４５もオンする。）。ツェナーダイオード４７がオンすると、このツェナーダイオード４７を流れる電流（検出信号）によりトランジスタ５０のベース電流量が増加し、ＩＰＤ３９のコントロール端子ＥＮより引き抜かれる電流が増加する。これにより、ＩＰＤ３９は、スイッチング素子３９１のオフ期間が長くなるように制御される。図４（ｂ）は、このときフライバックトランス３８の２次巻線３８２より負荷４３に供給される出力の波形を示すもので、例えば、ピーク電圧Ｖｐが３０Ｖ（この電圧はツェナーダイオード４７のツェナー電圧Ｖ_ZD2で決定される。）で、１００Ｈｚ以下の低い周波数の出力が発生する。これにより、負荷４３に供給される出力の過渡電圧を抑制でき、流れる電流も定格以内に抑えることができるので、回路内部に異常発熱を生じることのない動作が得られる。

したがって、このようにすれば、フライバックトランス３８をＩＰＤ３９によりオンオフ駆動して負荷４３に直流電力を供給するもので、フライバックトランス３８の出力を平滑する平滑コンデンサ４１が特性経時変化により静電容量を減少しドライアップによるオープンモードとなったとき、負荷４３に印加される所定の過渡電圧を含む出力に対し、負荷４３側に接続されるツェナーダイオード４７をオンさせて、ＩＰＤ３９を制御するトランジスタ５０の動作を制御し、ＩＰＤ３９のスイッチング動作のオフ期間を制御するようにした。つまり、ツェナーダイオード４７のオンにともない、トランジスタ５０の動作によりＩＰＤ３９でのスイッチング動作のオフ期間を大きくすることにより、負荷４３に供給される出力の過渡電圧を抑制でき、流れる電流を定格以内に抑えることができるので、回路内部に異常発熱を生じることのない動作を得られ、さらに、この異常発熱により回路を構成する電子部品が破損するような事故も防止できるので、平滑コンデンサ４１がドライアップ状態になっても、引き続き装置を安定して動作させることができる。

また、ツェナーダイオード４７のオンにともなうトランジスタ５０の動作によりＩＰＤ３９のオフ期間を大きくすることで負荷４３に供給される出力を、例えば１００Ｈｚ以下の低い周波数の出力にできるので、負荷４３として発光ダイオードを用いた場合、この低い周波数の出力で駆動される発光ダイオードを、ちらついた状態で点灯させることができ、このときの発光ダイオードの点灯状態から平滑コンデンサ４１のドライアップを知ることもできる。

さらに、平滑コンデンサ４１のドライアップを検出する回路は、ツェナーダイオード４７のみを接続する構成であり、回路構成を簡単にできるので、装置をコンパクト化できるとともに、価格的にも安価にできる。

（変形例）
第１の実施の形態では、ツェナーダイオード４７のオンにともない、ＩＰＤ３９でのスイッチング動作のオフ期間を制御するようにしたが、例えば、図３に示すようにツェナーダイオード４７のオンにより異常を検出する異常検出部６１を設け、この異常検出部６１の検出信号によりＩＰＤ３９の動作を完全に停止させ、さらに不図示の警報手段により異常を報知するようにしてもよい。このようにすれば、直流電源装置の運用上の信頼性を高めることができる。

（第２の実施の形態）
第1の実施の形態では、直流電力生成手段としてフライバックトランスを使用し、このフライバックトランスをＩＰＤによりスイッチング駆動するようにしたが、この第２の実施の形態では、コイルを有するチョッパー方式を採用している。

図５は、本発明の第２の実施の形態の概略構成を示すもので、図３と同一部分には同符号を付している。

この場合、平滑コンデンサ３７両端には、図示極性のダイオード５７とＩＰＤ３９が接続されている。また、ダイオード５７の両端にコイル５８と平滑コンデンサ５９の直列回路が接続されている。平滑コンデンサ５９の両端に負荷４３と検出回路５３が接続されている。また、負荷４３と並列にツェナーダイオード４７が接続されている。ここでのツェナーダイオード４７は、第１の実施の形態で述べたのと同様なもので、平滑コンデンサ５９のドライアップにともなう所定の過渡電圧のピーク電圧Ｖｐでオンし、制御回路５１を構成するトランジスタのベース電流を増加させ、ＩＰＤ３９のコントロール端子ＥＮより引き抜かれる電流を増加させる。

ダイオード５７は、ＩＰＤ３９のスイッチング素子３９１のオンの時にコイル５８にエネルギーを蓄積するように電流の方向を決めるとともに、スイッチング素子３９１のオフの時にコイル５８に蓄えられていたエネルギーを負荷４３を通して還流させるためのものである。負荷４３には、平滑コンデンサ６０が並列に接続されている。

この場合も、交流電源３１の交流電力が全波整流回路３６で全波整流され、平滑コンデンサ３７で平滑されて直流電源として供給される。この状態で、ＩＰＤ３９スイッチング素子３９１のオンオフによりコイル５９がスイッチング駆動され、スイッチング素子３９１のオンで電流を流してエネルギーを蓄積し、オフで、蓄積したエネルギーをコンデンサ５９に蓄える。このようにしてコイル５８のスイッチング駆動により、平滑コンデンサ６０を介して負荷４３に直流電力が供給される。

この場合、平滑コンデンサ５９が特性経時変化によりドライアップによるオープンモードになると、この状態で、ＩＰＤ３９によりコイル５８がスイッチング駆動されると、コイル５８より放出されるエネルギーは、平滑コンデンサ５９で平滑されることなく、負荷４３に大きな過渡電圧を含む出力として印加される。すると、このときの過渡電圧のピーク電圧Ｖｐによりツェナーダイオード４７がオンし、このツェナーダイオード４７を流れる電流により制御回路５１のトランジスタ５０のベース電流が増加し、ＩＰＤ３９のコントロール端子ＥＮより引き抜かれる電流も増加する。これにより、ＩＰＤ３９は、スイッチング素子３９１のオフ期間が長くなるように制御され、コイル５８より負荷４３に供給される出力は、ピーク電圧Ｖｐを抑制された低い周波数の出力として発生される。

これにより、負荷４３に供給される出力の過渡電圧を抑制でき、流れる電流も定格以内に抑えることができるので、回路内部に異常発熱を生じることのない動作が得られ、第１の実施の形態と同様な効果が期待できる。

なお、上述した第１の実施の形態の変形例は、この第２の実施の形態にも適用できる。

（第３の実施の形態）
図６は、本発明の第３の実施の形態の概略構成を示すもので、図３と同一部分には同符号を付している。

この場合、平滑コンデンサ３７両端には、フライバックトランス３８の１次巻線３８１及びスイッチング手段としてのスイッチング素子６２が直列に接続されている。スイッチング素子６２には、ＦＥＴ、ハイポーラトランジスタ、ＩＰＤなどのスイッチングトランジスタが用いられる。スイッチング素子６２には、制御部６３が接続されている。制御部６３については後述する。

負荷４３には、検出回路６４が直列に接続されている。この検出回路６４は、負荷４３に流れる電流を検出するもので、その検出信号を上記制御部６３に入力する。

制御部６３は、電流検出部６３１、基準値設定部６３２、比較部６３３、スイッチ制御部６３４を有している。電流検出部６３１は、例えばスイッチング素子６２がオンしているときのインピーダンスを利用してスイッチング素子６２に流れるスイッチング電流（例えば平均値）を検出する。基準値設定部６３２は、負荷４３に印加される出力（直流電力）が最大（負荷４３に対して許容される最大出力）のときにスイッチング素子６２に流れるスイッチング電流の値（例えば平均値）を基準値として記憶している。比較部６３３は、電流検出部６３１で検出されるスイッチング素子６２に流れるスイッチング電流と基準値設定部６３２に設定される基準値とを比較し、この結果を出力する。スイッチ制御部６３４は、比較部６３３の比較結果に応じてスイッチング素子６２のオンオフを制御する。また、制御部６３は、検出回路６４の検出信号により負荷４３に流れる電流を一定にするようにスイッチング素子６２のオンオフを制御する機能も有している。

このような構成において、いま、負荷４３に印加される出力が、該負荷４３に対して許容される最大出力以下である場合、電流検出部６３１で検出されるスイッチング素子６２に流れるスイッチング電流は、基準値設定部６３２に設定された基準値を超えることがない。この状態で、スイッチ制御部６３４により、比較部６３３の比較結果に基づいて図７（ａ）に示すクロック信号によりスイッチング素子６２がオンオフ制御されると、同図（ｃ）に示すように基準値（同図（ｂ）参照）を超えないスイッチング電流がフライバックトランス３８の１次巻線３８１に流れ、スイッチング素子６２のオンでフライバックトランス３８の１次巻線３８１にエネルギーが蓄積され、スイッチング素子６２のオフで、１次巻線３８１に蓄積したエネルギーが２次巻線３８２を通して放出され、整流平滑回路４２を介して負荷４３に直流電力が供給される。

次に、負荷４３に印加される出力が、該負荷４３に対して許容される最大出力を超えたような場合、電流検出部６３１で検出されるスイッチング素子６２に流れるスイッチング電流が基準値設定部６３２に設定された基準値を超える。この場合も、スイッチ制御部６３４は、このときの比較部６３３の比較結果に基づいて図８（ａ）に示すクロック信号に対しスイッチング素子６２をオンオフ制御するが、このときのスイッチ制御部６３４の制御は、同図（ａ）に示すクロック信号に対して、所定クロック数ごとにスイッチング素子６２を全くオンさせないオフ期間を設定し、同図（ｂ）に示すようにスイッチング電流が流れない期間（図示Ａ参照）を強制的に設ける。これにより、フライバックトランス３８の１次巻線３８１に流れるスイッチング電流により２次巻線３８２より放出されるエネルギーは強制的に抑制され、負荷４３に印加される出力も許容される最大出力を超えることなく抑制される。このような動作は、電流検出部６３１で検出されるスイッチング素子６２に流れるスイッチング電流が基準値設定部６３２に設定される基準値以下になるまで続けられ、その後、スイッチング電流が基準値以下になると、上述した図７で説明した動作に復帰する。

したがって、このようにすれば、負荷４３に印加される出力が、該負荷４３に対して許容される最大出力のときにスイッチング素子６２に流れるスイッチング電流を基準値として設定し、この基準値に対し電流検出部６３１で検出されるスイッチング素子６２に流れるスイッチング電流を比較し、この比較結果に応じてスイッチング素子６２のオフ期間を制御するようにした。これにより、スイッチング素子６２に流れるスイッチング電流が基準値を超えるような場合、スイッチング電流が流れないオフ期間によりフライバックトランス３８を介して放出されるエネルギーを強制的に抑制することができるので、負荷４３に印加される出力が許容される最大出力を超えることなく抑制することができ、例えば、負荷の変動や入力電源の変動などが生じた場合も、許容される以上の出力が負荷４３に印加されるのを確実に防止できる。また、ＬＥＤのような半導体素子で電圧、電流、温度などに対し動作条件が厳しい負荷を駆動する場合でも、負荷に過剰な出力が印加されることがないので電源装置としての動作の信頼性を高めることができる。

上述した第３の実施の形態では、スイッチング素子６２に流れるスイッチング電流が基準値を超えると、スイッチング素子６２をオンさせないオフ期間を設定し、スイッチング電流が流れない期間Ａを強制的に設けるようにしたが、この方法に限らず、例えば、スイッチング素子６２に流れるスイッチング電流が基準値を超えると、スイッチング素子６２のオン期間を制御し、図９（ｂ）に示すようにスイッチング電流のオンオフ期間Ｔのうちオン期間を強制的に小さくする方向に設定（図示Ｂ参照）するようにしても、上述したと同様な効果を得られる。また、上述した第３の実施の形態では、スイッチング素子６２に流れるスイッチング電流の平均値を検出するようにしたが、スイッチング電流のピーク値を検出して上述した動作を実行させるようにしても良い。

なお、本発明は、上記実施の形態に限定されるものでなく、実施段階では、その要旨を変更しない範囲で種々変形することが可能である。例えば、上述した実施の形態では、負荷４３に流れる電流を常に一定にするように制御する定電流制御について述べたが、これに限らず、負荷４３に印加する電圧を常に一定にするように制御する定電圧制御を適用したものでもよい。また、上述した第１及び第２の実施の形態では、スイッチング手段にＩＰＤ３９を使用し負荷４３に流れる電流に応じてトランジスタ５０の制御により、コントロール端子ＥＮより引き抜かれる電流を制御するようにしたが制御シーケンスとしては、ＩＰＤ３９を使用したものに限らず他の方法も適用できる。さらに、上述した実施の形態では、負荷４３として発光ダイオードの例を述べたか、他の直流負荷にも適用できる。さらに、上述した実施の形態では、交流電源３１を備えたものを述べているが、交流電源３１は、装置外部に設けられるものでもよい。

さらに、上記実施の形態には、種々の段階の発明が含まれており、開示されている複数の構成要件における適宜な組み合わせにより種々の発明が抽出できる。例えば、実施の形態に示されている全構成要件から幾つかの構成要件が削除されても、発明が解決しようとする課題の欄で述べた課題を解決でき、発明の効果の欄で述べられている効果が得られる場合には、この構成要件が削除された構成が発明として抽出できる。

本発明の第１の実施の形態にかかる直流電源装置が適用される照明器具を示す斜視図。 第１の実施の形態にかかる直流電源装置が適用される照明器具の断面図。 第１の実施の形態にかかる直流電源装置の概略構成を示す図。 第１の実施の形態にかかる直流電源装置の動作を説明する図。 本発明の第２の形態にかかる直流電源装置の概略構成を示す図。 本発明の第３の形態にかかる直流電源装置の概略構成を示す図。 第３の実施の形態にかかる直流電源装置の動作を説明する図。 第３の実施の形態にかかる直流電源装置の動作を説明する図。 第３の実施の形態にかかる直流電源装置の他の例の動作を説明する図。 従来の直流電源装置の概略構成を示す図。

符号の説明

２２…器具本体、２２ａ．２２ｂ…仕切り部材
２３…光源部、２３ａ…ＬＥＤ、２３ｂ…反射体
２３ｃ…配線基板、２４…電源室、２４ａ…配線基板
２５…リード線、２６…電源端子室
２７…電源端子台、２７ａ…ボックス
２７ｂ、２７ｃ…差込口、２７d…リリースボタン
３１…交流電源、３２…コンデンサ、３３…インピーダンス
３４…フィルタ回路、３５…トランス、３６…全波整流回路
３７…平滑コンデンサ、３８…フライバックトランス
３８１…１次巻線、３８２…２次巻線
３９…ＩＰＤ、３９１…スイッチング素子
３９２…ＰＷＭ制御回路、４０…ダイオード
４１…平滑コンデンサ、４２…整流平滑回路
４３…負荷、４４、４６，４８、５２、５４…抵抗
４５、４７…ツェナーダイオード、５０…トランジスタ
５１…制御回路、５３…検出回路、
５５、５７…ダイオード、
５８…コイル、５９、６０…平滑コンデンサ
６１…異常検出部、６２…スイッチング素子、
６３…制御部、６３１…電流検出部、６３２…基準値設定部、
６３３…比較部、６３４…スイッチ制御部

Claims (4)

1. スイッチング手段により駆動され、交流電源の交流電力より直流電力を生成し負荷に供給する直流電力生成手段と、
   無負荷電圧より高い所定の過渡電圧に相当するツェナー電圧が設定された第１のツェナーダイオードを含み、前記負荷に供給される直流電力に含まれる所定の過渡電圧を検出する過渡電圧検出手段と、
   前記過渡電圧検出手段により検出される検出信号に応じて、前記スイッチング手段のスイッチング動作のオフ期間が長くなるよう制御する制御手段と、
   を具備したことを特徴とする直流電源装置。
2. 前記第１のツェナーダイオードのツェナー電圧Ｖ _ZD2 は、前記無負荷電圧に応動する第２のツェナーダイオードのツェナー電圧をＶ _ZD1 、前記所定の過渡電圧のピーク値をＶｐとしたとき、
   Ｖ _ZD1 ≦Ｖ _ZD2 ≦Ｖｐ
   に設定されることを特徴とする請求項１記載の直流電源装置。
3. スイッチング手段により駆動され、交流電源の交流電力より直流電力を生成し負荷に供給する直流電力生成手段と、
   無負荷電圧に相当するツェナー電圧が設定された第１のツェナーダイオードを含み、負荷側がオープンになったことを検出する無負荷検出手段と、
   前記無負荷電圧より高い所定の過渡電圧に相当するツェナー電圧が設定された第２のツェナーダイオードを含み、前記負荷に供給される直流電力に含まれる所定の過渡電圧を検出する過渡電圧検出手段と、
   前記過渡電圧検出手段により検出される検出信号に応じて、前記スイッチング手段のスイッチング動作のオフ期間を大きくするよう制御する制御手段と、
   を具備したことを特徴とする直流電源装置。
4. 前記第２のツェナーダイオードのツェナー電圧Ｖ _ZD2 は、前記無負荷電圧に応動する第１のツェナーダイオードのツェナー電圧をＶ _ZD1 、前記所定の過渡電圧のピーク値をＶｐとしたとき、
   Ｖ _ZD1 ≦Ｖ _ZD2 ≦Ｖｐ
   に設定されることを特徴とする請求項３記載の直流電源装置。

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