JP6242177B2 - 電源装置及び照明装置 - Google Patents

Description

この発明は、電源装置及び、この電源装置を備えた照明装置に関する。例えば非常用照明装置に関する。

バッテリの充電回路を切り換えて、バッテリを急速充電またはトリクル充電に切り換える技術がある。（例えば、特許文献１参照。）このような非常灯（非常時に点灯する明るさが３０％の長時間定格３０％非常灯ユニット）は、バッテリの電圧とリレー駆動用電源とはともに１２Ｖ程度であり、バッテリを充電する定電流回路（特に短絡時）での消費電力は少なかった。

特開２０００−２６８９８２号公報

しかしながら、非常時に点灯する明るさが５０％の長時間定格５０％非常灯ユニットでは、バッテリ容量を増加させる必要があるがバッテリセルを増加させるとバッテリ電圧が上昇する。同様に、非常時に点灯する明るさが６０％の長時間定格６０％非常灯ユニットでは、バッテリ容量を増加させる必要があるがバッテリセルを増加させるとバッテリ電圧が上昇する。この場合、バッテリ電圧が上昇したことで、空バッテリ又は空に近いバッテリを接続又は充電中にバッテリが短絡した場合には、充電回路（定電流回路）で３Ｗ程度消費し発熱が大きくなる（特に図２の抵抗Ｒ２０）という課題があった。さらに、このときにリレーを駆動させておく必要があるため、出力を停止して発熱を防ぐことはできないという課題があった。

本発明は、バッテリの充電電圧に応じて充電回路に印加する電圧を切り替えることにより、充電回路の消費電力を低減することを目的とする。

この発明の電源装置は、
交流電圧を直流電圧に変換し、変換した直流電圧を出力電圧として出力する変換部と、
前記変換部の前記出力電圧に基づいてバッテリを充電する充電部と、
前記充電部によって充電される前記バッテリのバッテリ電圧を検出するバッテリ電圧検出部と、
前記バッテリ電圧検出部によって検出された前記バッテリ電圧の値に応じて、前記変換部の前記出力電圧の大きさを制御する出力制御部と
を備えたことを特徴とする。

本発明によれば、充電回路（充電部）の消費電力を低減することができる。

実施の形態１を示す図で、非常用照明装置１０００のブロック図。 実施の形態１を示す図で、非常用照明装置１０００の回路図。 実施の形態１を示す図で、図２に続く非常用照明装置１０００の回路図。 実施の形態１を示す図で、非常用照明装置１０００のタイムチャート。 実施の形態１を示す図で、非常用照明装置１０００の動作を示すフロー。 実施の形態２を示す図で、非常用照明装置１０００−２のブロック図。 図９との対比のための図で、図９が持つ特徴機能を持たない回路図。 実施の形態２を示す図で、図７の非常用ユニットにおけるオーバーシュート発生の波形図。 実施の形態２を示す図で、非常用ユニット３００−２のブロック図。 実施の形態２を示す図で、非常用ユニット３００−２におけるオーバーシュート発生の波形図。 実施の形態２を示す図で、フライバック回路３２０−２の出力電圧Ｖ１の大きさの切り替えを示す図。

実施の形態１．
図１〜図５を参照して、実施の形態１の非常用照明装置１０００を説明する。図１は非常用照明装置１０００のブロック図である。図２、図３は非常用照明装置１０００の回路図である。図２のＡ〜Ｄが図３のＡ〜Ｄにつながる。図４は、非常用照明装置１０００のタイムチャートであり、（ａ）〜（ｇ）の横軸は時間である。
（ａ）は、バッテリ５００の充電電圧を示す。
（ｂ）は、ＮＰＮトランジスタＱ３のオン、オフを示す。
（ｃ）は、第一電源回路３３０の出力電圧Ｖ１（第一電圧Ｖ１ともいう）を示す。
（ｄ）は、第二電源回路３４０の出力電圧Ｖ２（第二電圧Ｖ２ともいう）を示す。
（ｅ）は、ＰＮＰトランジスタＱ１のオン、オフを示す。
（ｆ）は、リレーＲＹ１，ＲＹ２に供給される電圧が第一電源回路３３０の出力電圧Ｖ１か、第二電源回路３４０の出力電圧Ｖ２かを示す。
（ｇ）は、充電回路３７０にかかる電圧である「出力電圧Ｖ１−バッテリ電圧」示す。
図５は、非常用照明装置１０００の動作を示すフローである。

（非常用照明装置１０００の構成）
図１及び図２、図３に示すように、非常用照明装置１０００（照明装置）は、点検スイッチ１００と、常用ユニット２００と、非常用ユニット３００（電源装置）と、ランプ４００と、バッテリ５００とからなる。

（非常用照明装置１０００の特徴）
非常用照明装置１０００は、常用時、つまり交流電源ＡＣの供給があるときに、充電回路３７０（充電部）が、フライバック回路３２０（変換部）の出力電圧に基づいてバッテリ５００を充電すると共に、リレーＲＹ１，ＲＹ２に所定の電圧（以下、１２Ｖとする）を印加することで、リレーＲＹ１，ＲＹ２に、ランプ４００と常用ユニット２００との接続を維持させ、常用点灯状態を維持する。
（１）この常用時において、非常用照明装置１０００の一つの特徴は、電源切替回路３５０（バッテリ電圧検出部、切替部）が、充電回路３７０によって充電されるバッテリ５００のバッテリ電圧を検出し、フィードバック回路３６０（出力制御部）が、検出されたバッテリ電圧の値に応じて、フライバック回路３２０の出力する出力電圧の大きさを制御することにある。この特徴によって、充電回路３７０は、バッテリ電圧の値に応じて制御された出力電圧に基づき、バッテリ５００を充電することとなり、充電回路３７０の消費電力のロスを低減することができる。以下に説明する実施の形態１では、検出されたバッテリ電圧が１２Ｖ以下のときは、フィードバック回路３６０はフライバック回路３２０により変換され、第一電源回路３３０により生成される第一電圧Ｖ１が１２Ｖ（一例である）となるように制御し、検出されたバッテリ電圧が１２Ｖを超えるときは、フライバック回路３２０により変換され、第一電源回路３３０により生成される第一電圧Ｖ１が前記の１２Ｖよりも大きい２４Ｖ（一例である）となるように制御する。
（２）常用時における非常用照明装置１０００のもう一つの特徴として、フライバック回路３２０は、充電回路３７０へ供給するための第一電圧Ｖ１（第一の直流電圧）を生成する第一電源回路３３０（第一電源部）と、フライバック回路３２０の出力電圧から、第一電圧Ｖ１よりも小さい電圧値でありリレーＲＹ１，ＲＹ２の電源用の第二電圧Ｖ２（第二の直流電圧）を生成する第二電源回路３４０（第二電源部）とを備えている点である。そして、第二電圧Ｖ２は第一電圧Ｖ１の略半分の電圧値である。よって、第一電源回路３３０の第一電圧Ｖ１が１２Ｖのときは、Ｖ１＝１２Ｖ、Ｖ２＝６Ｖとなり、第一電源回路３３０の第一電圧Ｖ１が２４Ｖのときは、Ｖ１＝２４Ｖ、Ｖ２＝１２Ｖとなる。ここで、リレーＲＹ１，ＲＹ２の接続維持のために必要な所定の電圧は上記のように１２Ｖであるので、フライバック回路３２０の出力電圧が１２ＶのときはＶ１＝１２ＶをリレーＲＹ１，ＲＹ２に印加し、フライバック回路３２０の出力電圧が２４ＶのときはＶ２＝１２ＶをリレーＲＹ１，ＲＹ２に印加する。これによって、リレー電源を停止することなく、充電回路３７０の発熱を減少させることができる。
以下、図面を参照して具体的に説明する。

常用ユニット２００は、商用電源ＡＣが供給されているとき、ランプ４００を点灯させる電源である。非常用ユニット３００は、商用電源ＡＣが供給されているとき、バッテリ５００を充電し、商用電源ＡＣが供給されていないとき、例えば停電時にはバッテリ５００からの電力によって動作してランプ４００を点灯させる電源である。

（非常用ユニット３００の構成）
非常用ユニット３００は、
（１）商用電源ＡＣ（交流電源）を直流電圧（脈流を含む）に変換する整流回路ＤＢと、（２）整流回路ＤＢに接続される停電検出回路３１０（交流電圧検出部）と、
（３）整流回路ＤＢから出力される直流電圧を所定の直流電圧に変換（昇圧あるいは降圧）するフライバック回路３２０と、
（４）フライバック回路３２０に備えられ、出力電圧として第一電圧Ｖ１を生成する第一電源回路３３０と、
（５）同じくフライバック回路３２０に備えられ、出力電圧として第一電圧Ｖ１よりも低い第二電圧Ｖ２を生成する第二電源回路３４０と、
（６）第一電源回路３３０と第二電源回路３４０との接続を切り替える電源切替回路３５０と、
（７）フィードバック回路３６０と、
（８）バッテリ５００を充電する充電回路３７０と、
（９）第一電源回路３３０から所定電圧を生成する第一定電圧回路３８０と、
（１０）バッテリ５００の電力によって動作し、ランプ４００を点灯させる非常点灯回路３９０と、
（１１）ランプ４００との接続を常用ユニット２００または非常点灯回路３９０に切り替えるリレーＲＹ１、ＲＹ２と、
を備える。
なお、整流回路ＤＢとフライバック回路３２０とは交流電圧を直流電圧に変換する変換部３２０−１を構成する。変換部３２０−１は交流電源ＡＣから供給される交流電圧を直流電圧に変換し、変換した直流電圧を出力電圧として出力する。なお、ここで出力電圧である直流電圧とは、時間の経過とともに電圧値が一定のもの（狭義の直流）に限らず、時間の経過とともに電圧値が変化しても正負が変化しない広義の直流電圧を意味し、脈流も含む。

整流回路ＤＢは、商用電源ＡＣ（交流電圧）を直流電圧に変換する。

（停電検出回路３１０）
停電検出回路３１０は、整流回路ＤＢが出力する電圧に基づいて、商用電源ＡＣが供給されているか（停電であるか）を検出する。

（フライバック回路３２０）
図２に示すように、フライバック回路３２０は、
（１）トランスＴ１と、
（２）制御ＩＣ（ＩＣ２）と、
（３）トランスＴ１の第一の二次巻線から制御ＩＣ（ＩＣ２）を駆動するための電圧を生成し、整流する電圧検出回路３２１と、
（４）トランスＴ１の第二の二次巻き線の終端（以下、第一タップという。）に接続されるダイオードＤ３と、ダイオードＤ３のカソードに接続される電解コンデンサＣ１０とから成る第一電源回路３３０と、
（５）トランスＴ１の第二の二次巻き線の中間（以下、第二タップという。）に接続されるダイオードＤ４と、ダイオードＤ４のカソードに接続される電解コンデンサＣ１１からなる第二電源回路３４０、
等を備えている。

（電源切替回路３５０）
電源切替回路３５０は、図２に示すように、
（１）第一電源回路３３０と第二電源回路３４０との間に接続されるＰＮＰトランジスタＱ１と、
（２）ＰＮＰトランジスタＱ１のベースと第一電源回路３３０との間に接続される抵抗Ｒ６と、
（３）ＰＮＰトランジスタＱ１のベース端子に接続される抵抗Ｒ７と、Ｒ７を介して接続されるＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２と、
（４）ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２のゲート端子と第一電源回路３３０の出力との間に接続される直列接続された抵抗Ｒ９、Ｒ１０と、
（５）抵抗Ｒ１０にコレクタ端子が接続され、第一電源回路３３０の電解コンデンサＣ１０の負極にエミッタ端子が接続されるＮＰＮトランジスタＱ３と、
（６）ＮＰＮトランジスタＱ３のベース端子とエミッタ端子に並列に接続されるコンデンサＣ１２及び抵抗Ｒ１２と、
（７）第一電源回路３３０の出力端子とＮＰＮトランジスタＱ３のベース端子に接続される抵抗Ｒ８と、
（８）ＮＰＮトランジスタＱ３のベース端子とバッテリ５００との間に接続される直列接続される抵抗Ｒ１１、ツェナーダイオードＤｚ４と、
を備える。

（フィードバック回路３６０）
フィードバック回路３６０は、図２に示すように、
（１）電源切替回路３５０の抵抗Ｒ９、Ｒ１０の中点にリファレンス端子が接続され、アノード端子がＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２のソース端子に接続されるシャントレギュレータＳＲと、
（２）シャントレギュレータＳＲのカソード端子と第一電源回路３３０の出力端子に接続される直列接続された抵抗Ｒ１３、Ｒ１４と、
（３）抵抗Ｒ１３、Ｒ１４の中点とシャントレギュレータＳＲのカソード端子の間にフォトダイオードが接続されるフォトカプラＰＣと、
（４）シャントレギュレータＳＲのリファレンス端子とカソード端子との間に並列に接続されるコンデンサＣ１４及び「直列接続された抵抗Ｒ１５、コンデンサＣ１３」と、
（５）シャントレギュレータＳＲのリファレンス端子とアノード端子との間に並列に接続される抵抗Ｒ１６と
を備える。

（充電回路３７０）
充電回路３７０は、図２に示すように、
（１）第一電源回路３３０の電解コンデンサＣ１０に並列に接続される直列接続されたツェナーダイオードＤｚ６と抵抗Ｒ１７と、
（２）抵抗Ｒ１７にベース端子が接続されるＰＮＰトランジスタＱ４と、
（３）ＰＮＰトランジスタＱ４のエミッタとツェナーダイオードのカソード端子と並列に接続される抵抗Ｒ１８及び直列接続された抵抗Ｒ１９、発光ダイオードＬＥＤ（充電表示用ＬＥＤ）と、
（４）ＰＮＰトランジスタＱ４のエミッタ端子とコレクタ端子に並列に接続される抵抗Ｒ２０と、
（５）ＰＮＰトランジスタＱ４のコレクタ端子にアノード端子が接続され、バッテリ５００の正極にカソード端子が接続されるダイオードＤ６
を備える。

（非常点灯回路３９０）
非常点灯回路３９０は、図３に示すように、バッテリ５００からの電力で動作し、リレーＲＹ１、ＲＹ２への電源供給の有無によりインバータ回路３９３の出力をオン／オフさせるオン／オフ切替回路３９２により動作し、リレーＲＹ１、ＲＹ２を介してランプ４００を点灯させるインバータ回路３９３と、を備える。

（リレーＲＹ１，ＲＹ２）
リレーＲＹ１、ＲＹ２は、コイル側が第一定電圧回路３８０の出力及び第二電源回路３４０の出力端子に接続され、接点側がランプ４００、常用ユニット２００及び非常用ユニット３００に接続されている。リレーＲＹ１、ＲＹ２は、商用電源ＡＣが供給されているときは、接点は常用ユニット２００がランプ４００に接続され、停電時に接点が非常用ユニット３００にランプ４００が接続されるように切り替わる。

バッテリ５００は、例えば定格電圧が１８Ｖのニッケル水素電池などの二次電池である。

（常用時の動作）
次に、商用電源ＡＣが供給されているときの常用時の動作について説明する。なお、商用電源ＡＣが供給されているとき、常用ユニット２００は、スイッチＳＷがオンの場合にランプ４００を点灯し、スイッチＳＷがオフの場合にランプ４００を消灯させる動作を行うもので、詳細の説明は省略する。

商用電源ＡＣが供給されると、フライバック回路３２０は、フィードバック回路３６０から出力されるフィードバック信号に基づいて動作し、そのフィードバック信号（後述のように２種類ある）によって、トランスＴ１の第二の二次巻き線の第一タップ（ダイオードＤ３の接続箇所）の出力電圧として、２４Ｖあるいは１２Ｖを出力する。また、第二タップの出力電圧（ダイオードＤ４の接続箇所））として、例えば、第一タップの出力電圧の半分の電圧値を出力する。なお、第二タップの出力電圧は、第一タップの出力電圧の半分の電圧値に限らず、第一タップの出力電圧よりも小さい出力電圧となるように、適宜設定される。なお、以下では半分として説明する。第一電源回路３３０の出力電圧は、トランスＴ１の第二の二次巻き線の第一タップの出力電圧に等しいので、フィードバック回路３６０によるフィードバック制御に応じて、２４Ｖ、１２Ｖとなる。また第二電源回路３４０の出力電圧は、トランスＴ１の第二の二次巻き線の第二タップの出力電圧に等しいので、フィードバック回路３６０によるフィードバック制御に応じて、１２Ｖ、６Ｖとなる。

次にこの実施の形態１における特徴部分の詳細について、特に図４、図５を用いて説明する。

＜バッテリの充電電圧が閾値電圧１２Ｖを超えているとき＞
（１）図５（ａ）に示すように、バッテリ５００の充電電圧が１２Ｖ（閾値電圧）を超えているとき（図４（ａ）のＴ１）、電源切替回路３５０（ツェナーダイオードＤｚ４）のツェナー電圧を超え、ＮＰＮトランジスタＱ３がオンし（図４（ｂ））、ＭＯＳ−ＦＥＴ
Ｑ２はオフする。そのため、ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２のインピーダンスが高くなり、ＰＮＰトランジスタＱ１のベースに印加される電圧が高くなるので、ＰＮＰトランジスタＱ１のエミッタ−コレクタ間に電流が流れなくなりＰＮＰトランジスタＱ１はオフする（図４（ｅ））。

（ＮＰＮトランジスタＱ３がオンの場合の充電回路３７０への供給電圧）
フィードバック回路３６０では、図５（ａ）の左列に示すように、ＮＰＮトランジスタＱ３がオンの場合、第一電源回路３３０の出力電圧を抵抗Ｒ９、Ｒ１０、Ｒ１６で分圧し、分圧した電圧をシャントレギュレータＳＲのリファレンス端子に印加する。シャントレギュレータＳＲのリファレンス端子が基準電圧（例えば２．５Ｖ）となるように制御されている。フィードバック回路３６０は、リファレンス端子に印加される電圧が基準電圧よりも高いと、フォトカプラＰＣ（フォトダイオード）に電流が流れ、フライバック回路３２０の出力電圧を低めるように制御し、リファレンス端子に印加される電圧が基準電圧よりも低いと、フォトカプラＰＣ（フォトダイオード）に電流が流れなくなり、フライバック回路３２０の出力電圧を高めるように制御する。このように、フィードバック回路３６０のシャントレギュレータＳＲのリファレンス電圧が基準値と等しくなるように制御することによってフライバック回路３２０の出力電圧が一定になるように制御される。つまりＮＰＮトランジスタＱ３がオンの場合は、フィードバック回路３６０はフライバック回路３２０の出力が２４Ｖ（第二の出力電圧）となるようにフィードバック制御する。従って、第一電源回路３３０、第二電源回路３４０のそれぞれの出力電圧Ｖ１、Ｖ２は、Ｖ１＝２４Ｖ、Ｖ２＝１２Ｖとなる（図４（ｃ）（ｄ））。よって充電回路３７０へはＶ１＝２４Ｖが供給され、実際に充電回路３７０にかかる電圧は、「Ｖ１−バッテリ電圧Ｖｂａｔ」となる（図４（ｇ））。

（ＮＰＮトランジスタＱ３がオンの場合のリレーＲＹ１、ＲＹ２への供給電圧）
ＮＰＮトランジスタＱ３がオンの場合（図４（ｂ））、図５（ａ）の右列に示すように、ＰＮＰトランジスタＱ１はオフする（図４（ｅ））。ＰＮＰトランジスタＱ１のオフにより、第二電源回路３４０から出力される第二電圧Ｖ２の１２Ｖが、リレーＲＹ１、ＲＹ２と、非常点灯回路３９０のオン／オフ切替回路に印加される（図４（ｆ））。よって、リレーＲＹ１、ＲＹ２は常用ユニット２００（電子安定器）とランプ４００とを接続状態にし、インバータ回路３９３を停止させる。

＜バッテリの充電電圧が閾値電圧１２Ｖ以下のとき＞
バッテリ５００の充電電圧が１２Ｖ（閾値電圧）以下のとき（図４（ａ））、電源切替回路３５０（ツェナーダイオードＤｚ４）のツェナー電圧を超えないので、ＮＰＮトランジスタＱ３はオフし（図４（ｂ））、ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２はオンする。

（ＮＰＮトランジスタＱ３がオフの場合の充電回路３７０への供給電圧）
ＮＰＮトランジスタＱ３がオフの場合、シャントレギュレータＳＲのリファレンス端子に接続されている抵抗Ｒ１０が切り離されて、抵抗Ｒ９とＲ１６の分圧によって、リファレンス電圧が決まるので、フライバック回路３２０の出力電圧は、ＮＰＮトランジスタＱ３がオンの場合と異なる。つまりＮＰＮトランジスタＱ３がオフの場合には、図５（ｂ）の左列に示すように、フィードバック回路３６０は、フライバック回路３２０の出力が１２Ｖ（第一の出力電圧）となるようにフィードバック制御する。従って、第一電源回路３３０、第二電源回路３４０のそれぞれの出力電圧である第一電圧Ｖ１、第二電圧Ｖ２は、Ｖ１＝１２Ｖ、Ｖ２＝６Ｖとなる（図４（ｃ）（ｄ））。よって充電回路３７０へはＶ１＝１２Ｖが供給され、実際に充電回路にかかる電圧は、「Ｖ１−バッテリ電圧Ｖｂａｔ」となる（図４（ｇ））。

（ＮＰＮトランジスタＱ３がオフの場合のリレーＲＹ１、ＲＹ２への供給電圧）
ＮＰＮトランジスタＱ３がオフしＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２がオンすると、ＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ２のインピーダンスが低くなり、ＰＮＰトランジスタＱ１のベースに印加される電圧が低くなるので、ＰＮＰトランジスタＱ１のエミッタ−コレクタ間に電流が流れ、図５（ｂ）の右列に示すように、ＰＮＰトランジスタＱ１がオンする（図４（ｅ））。このとき、第二タップの電圧（第二電源回路３４０）よりも第一電源回路３３０の出力電圧のほうが高いため、第一電源回路３３０の出力電圧Ｖ１が優先され、図５（ｂ）の右列に示すように、リレーＲＹ１、ＲＹ２にはＶ１＝１２Ｖが印加される（図４（ｆ））。

このように、第一に、バッテリ５００の充電電圧に応じて、フライバック回路３２０の出力電圧を切り替えるようにしているので、バッテリ５００の充電電圧とフライバック回路３２０の出力電圧の差（Ｖ１−Ｖｂａｔ）が小さくなり、充電回路３７０における電力ロスを抑えることができる。また、第二に、バッテリ５００の充電電圧によらず、リレーＲＹ１、ＲＹ２及びオン／オフ切替回路３９２には、一定の電圧（図４（ｆ）に示す１２Ｖ）を印加することができる。

また、第一電源回路３３０とリレーＲＹ１、ＲＹ２及びオン／オフ切替回路３９２との間に第一定電圧回路３８０を設けたので、電源切替回路３５０によって、第一電源回路３３０から第二電源回路３４０または第二電源回路３４０から第一電源回路３３０に切り替える際や、バッテリ５００が接続状態から解放状態になり第一電圧Ｖ１にオーバーシュートが発生して制御ＩＣ（ＩＣ２）が内蔵するＯＶＰ機能（Ｏｖｅｒ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｐｒｏｔｅｃｔ機能）によって停止し電圧が下がるような場合であっても、第一定電圧回路３８０が所定電圧を維持するように機能する。よって、リレーＲＹ１、ＲＹ２及びオン／オフ切替回路３９２には、安定した所定電圧（例えば、１２Ｖ）を印加し続けることができる。

このように、バッテリ電圧を電源切替回路３５０（バッテリ電圧検出部）にて監視し、ある電圧（閾値電圧）を下回ったときに、バッテリ５００を充電する主電源Ｖ１の大きさを、例えば２４Ｖからその半分の値の１２Ｖに切り替えることにより、充電回路３７０に印加される電圧が下がり、充電回路３７０での消費電力が低下する。このとき、リレー電源用である第二電源回路３４０の出力電圧Ｖ２も１／２の６Ｖになるため、リレー電源（１２Ｖが必要）が確保できなくなるが、電源切替回路３５０が、第二電圧Ｖ２のラインに、第一電源回路３３０の出力電圧Ｖ１（１／２となった出力電圧である１２Ｖ）が印加されるように切り替えるので、リレー電源を確保することができる。

実施の形態２．
図６〜図１１を参照して実施の形態２を説明する。
図６は、実施の形態２の非常用照明装置１０００−２のブロック図である。
図７は、図９との対比のための図であり、図９の「特徴機能」（後述する）を持たない非常用ユニットの回路図である。
図８は、図７の非常用ユニットでのオーバーシュート発生の波形図である。
図９は、実施の形態２の非常用ユニット３００−２の回路図である。
図１０は、非常用ユニット３００−２の有するフライバック回路３２０−２の出力電圧Ｖ１の切り替えを示す図である。
図１１は、図９の非常用ユニット３００−２でのオーバーシュート発生における最大値が抑制された波形図である。

実施の形態２の非常用照明装置１０００−２は実施の形態１の非常用照明装置１０００と同様の構成であるが、非常用照明装置１０００−２は、オーバーシュート発生時の最大値抑制の観点の実施形態である。実施の形態２の非常用照明装置１０００−２の一次側の具体的な回路構成は、図２と同様である。

非常用ユニットは常用時には外部に接続されたバッテリを充電するが、特開２００１−２１８３８８号公報によれば、バッテリを充電する際、空バッテリまたは空に近いバッテリなどの充電電流を多く必要とする場合、充電回路の電圧が所定値より低下し、非常と誤判定することを回避するために、充電電流を検出して制御している。

従来では、バッテリを充電するために定電流回路を用いて上記誤判定を回避しているが、定電流回路用の電源は通常、フライバック回路にて生成し、バッテリ満充電時の電圧よりも高い電圧で制御している。非常時の点灯時間が３０分（一般定格）、光束比３０％の非常灯に用いるバッテリのセル数は６セル（７．２Ｖ）であるが、点灯時間が６０分（長時間定格）、光束比６０％の非常灯においては、バッテリ電圧は倍程度が必要となる。

バッテリ短絡時や空バッテリまたは空に近いなどバッテリ電圧が低い場合に、バッテリを開放すると、フライバック回路の出力にオーバーシュートが発生し、搭載部品にダメージを与えてしまう。特に後者の点灯時間が６０分（長時間定格）、光束比６０％のような非常灯においては、制御電圧が高い為、より大きなオーバーシュートが発生してしまう。

またＰＦＣ（力率改善）機能を動作させるフライバック回路では、フライバック回路のフィードバックの応答速度が遅いため、バッテリ負荷急変時にオーバーシュートが発生してしまう。そこで実施の形態２の非常用ユニット３００−２では、バッテリ５００の電圧がある電圧（閾値電圧）以下の時には、フライバックトランスＴ１の出力電圧Ｖ１を低下させる。つまり非常用ユニット３００−２では、フライバック回路３２０−２の出力を低い電圧に切り替える。このように出力電圧Ｖ１を低下方向に切り替えることにより、バッテリ負荷の急変時に発生するオーバーシュートの最大値を抑える。

非常用ユニット３００−２においてバッテリ電圧が閾値電圧以下の時にフライバック回路３２０−２の出力電圧Ｖ１（例えば２４Ｖ）を、低い出力電圧Ｖ１（例えば１２Ｖ）に切り替える機能を、以下、非常用ユニット３００−２の「特徴機能」という。

実施の形態１の非常用照明装置１０００の場合、バッテリ電圧検出回路は電源切替回路３５０に含まれていたが、非常用照明装置１０００−２ではバッテリ電圧検出回路３５１−２を単独の構成要素としている。非常用照明装置１０００−２は、図６に示すように、点検スイッチ、常用ユニット２００、非常用ユニット３００−２、ランプ４００、バッテリ５００、壁スイッチＳＷ等を備えている。図６の整流回路ＤＢ−２とフライバック回路３２０−２とは、変換部３２０−３を構成する。この変換部３２０−３は、力率改善機能を有すると共に、交流電圧を入力して直流電圧に整流し、力率改善機能によって整流後の直流電圧の力率を改善して出力電圧として出力する。力率改善機能は具体的には実施の形態１の図２に示した制御ＩＣ（ＩＣ２）が有する。

図７の非常用ユニットはＰＦＣ機能を持つが、上記の「特徴機能」を持たない。図７ではフライバックトランスＴ１よりも左側（１次側）ではフライバック回路によりＰＦＣ動作をさせているだけであるため、図及び動作の説明は省略する。図７の場合、商用電源（図示していない）からＰＦＣ機能を持った絶縁型フライバック回路により生成された電圧Ｖ１を定電流回路の電源として供給すると共に、電圧Ｖ１をレギュレータＩＣ２で降圧した電圧Ｖ２をリレー用電源に使用している。定電流回路の先にバッテリが接続されるが、バッテリが短絡や空バッテリまたは空に近いなど、バッテリ電圧が低い場合にバッテリを接続状態から開放すると、ＰＦＣ制御がフィードバック信号に比べ遅いため、フライバック回路の出力にオーバーシュートが発生し、構成部品に与えるダメージが大きい。また、リレー用電源は常にレギュレータＩＣ２で降圧した電圧を供給していることから、レギュレータＩＣ２での電力ロスが大きい。

点灯時間が６０分（長時間定格）、光束比６０％の非常灯においては、点灯時間が３０分（一般定格）、光束比３０％の非常灯における非常用ユニットに使用するバッテリ電圧よりも高いバッテリ電圧が必要となり、フライバックトランスＴ１の出力電圧Ｖ１も高い電圧で制御する必要がある。バッテリ負荷が大きくなったことで、図７のコンデンサＣ３の容量を大きくする必要があり、且つ電圧値が増加したため、オーバーシュート電圧の絶対値は大きくなり、構成部品に与えるダメージが大きくなる（図８）。図８の横軸は時間、縦軸は電圧を示し、図８の目盛は後述の図１１と同じであるので、図８でのオーバーシュート電圧の絶対値は図１１と比べて大きく、回路の構成部品に与えるダメージが大きくなる。この対策としては余裕を持ったディレーティング設計や、部品の定格を上げるなどがあるが、基板実装面積の増大やコストの上昇となる。

図９は、非常用ユニット３００−２（電源装置）の主要要素を表した回路図である。フライバックトランスＴ１の出力が１出力のみであると、前述のように、出力電圧Ｖ１から降圧コンバータなどでＶ２まで降圧し、リレー用電源を確保する必要が生じるので、電力ロス、部品点数、コスト、基板面積の増大となる。このため、Ｖ１及びＶ２の２出力のフライバックトランスＴ１を使用する。

図９、図１０を参照して非常用ユニット３００−２の動作を説明する。
（１）例えば、バッテリ電圧検出回路３５１−２のＤＺ２のツェナー電圧（閾値電圧）を８Ｖとする。
（２）バッテリ電圧Ｖｂａｔが約８Ｖ（閾値電圧）を超える場合は、トランジスタＱ１はＯＮしている（図１０（ａ），（ｂ））。このため、フィードバック回路３６０−２のシャントレギュレータＩＣ１の出力目標値を設定する抵抗Ｒ３とＲ６が並列（例えばＲ３＝Ｒ６）となる。この場合、フライバック回路３２０−２の出力Ｖ１は、約２４Ｖとなるように設定されている（図１０（ｃ））。具体的にはフィードバック回路３６０−２は、バッテリ電圧検出回路３５１−２によって検出されたバッテリ電圧の値が、閾値電圧を超えるときには、フライバック回路３２０−２の出力電圧が予め設定された第二の出力電圧であって第一の出力電圧よりも大きい第二の出力電圧（Ｖ１＝２４Ｖ）となるようにフライバック回路３２０−２を制御する。
（３）バッテリ電圧Ｖｂａｔが８Ｖ（閾値電圧）以下になると、トランジスタＱ１がＯＦＦする（図１０（ｂ））。このため、シャントレギュレータＩＣ１の出力目標値を設定する抵抗はＲ３のみとなる。この場合、フライバック回路３２０−２の出力Ｖ１は、約１２Ｖとなるように設定されている（図１０（ｃ））。具体的にはフィードバック回路３６０−２は、バッテリ電圧検出回路３５１−２によって検出されたバッテリ電圧の値が、閾値電圧（ＤＺ２のツェナー電圧）以下のときには、フライバック回路３２０−２の出力電圧が予め設定された第一の出力電圧（Ｖ１＝１２Ｖ）となるようにフライバック回路３２０−２を制御する。
（４）上記のようにバッテリ電圧Ｖｂａｔが８Ｖ（閾値電圧）を下回ると出力電圧Ｖ１が低くなるため、オーバーシュートの最大値も低くなり構成部品に与えるダメージも低減する（図１１）。図１１は、図９の非常用ユニット３００−２においてオーバーシュートが発生した際の波形図である。図８に比べてオーバーシュート時の最大電圧値が低くなっている。

図１０（ｄ）はフライバック回路３２０−２の出力Ｖ２示すが、実施の形態１と同様に、例えばＶ１＝１２Ｖ、Ｖ１＝２４Ｖに対応してそれぞれ半分のＶ２＝６Ｖ、Ｖ２＝１２Ｖとなる。この場合、リレーへの供給電圧は実施の形態１と同様にＶ１＝１２ＶのときはＶ１をリレーへの供給電圧とし、Ｖ１＝２４Ｖの場合にはＶ２＝１２Ｖをリレーへの供給電圧とすることで、Ｖ１の切り替えによらず、一定の電圧をリレーに印加することができる（図１０（ｅ））。

１０００，１０００−２ 非常用照明装置、１００ 点検スイッチ、２００ 常用ユニット、３００，３００−２ 非常用ユニット、３１０，３１０−２ 停電検出回路、３２０，３２０−２ フライバック回路、３２０−１ 変換部、３２１ 電圧検出回路、３３０，３３０−２ 第一電源回路、３４０，３４０−２ 第二電源回路、３５０，３５０−２ 電源切替回路、３５１−２ バッテリ電圧検出回路、３６０，３６０−２ フィードバック回路、３７０，３７０−２ 充電回路、３８０，３８０−２ 第一定電圧回路、３９０，３９０−２ 非常点灯回路、３９２ オン／オフ切替回路、３９３ インバータ回路、４００ ランプ、５００ バッテリ、ＤＢ 整流回路、Ｃ１〜Ｃ６，Ｃ８，Ｃ９，Ｃ１２〜Ｃ１５ コンデンサ、Ｃ７，Ｃ１０，Ｃ１１ 電解コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ７ ダイオード、Ｄｚ１〜Ｄｚ７ ツェナーダイオード、Ｑ１，Ｑ４，Ｑ４−１ ＰＮＰトランジスタ、Ｑ２ Ｎ型ＭＯＳ−ＦＥＴ、Ｑ３，Ｑ５ ＮＰＮトランジスタ、Ｒ１〜Ｒ２１ 抵抗、Ｔ１ トランス、Ｌ１〜Ｌ２ インダクタ、ＩＣ１，ＩＣ２ 制御ＩＣ、ＲＹ１，ＲＹ２ リレー、ＳＲ シャントレギュレータ、ＰＣ フォトカプラ、ＬＥＤ 発光ダイオード。

Claims (4)

1. 交流電圧を直流電圧に変換し、変換した直流電圧を出力電圧として出力する変換部と、
   前記変換部の前記出力電圧に基づいてバッテリを充電する充電部と、
   前記充電部によって充電される前記バッテリのバッテリ電圧を検出するバッテリ電圧検出部と、
   前記バッテリ電圧検出部によって検出された前記バッテリ電圧の値に応じて、前記変換部の前記出力電圧の大きさを制御する出力制御部と
   を備え、
   前記出力制御部は、
   前記バッテリ電圧検出部によって検出された前記バッテリ電圧の値が、予め設定された閾値電圧以下のときには、前記変換部の出力電圧が予め設定された第一の出力電圧となるように前記変換部を制御し、
   前記バッテリ電圧検出部によって検出された前記バッテリ電圧の値が、前記閾値電圧を超えるときには、前記変換部の出力電圧が予め設定された第二の出力電圧であって前記第一の出力電圧よりも大きい第二の出力電圧となるように前記変換部を制御することを特徴とする電源装置。
2. 前記変換部は、
   前記出力電圧として、第一の直流電圧Ｖ１を生成する第一電源部と、
   前記出力電圧として、前記第一の直流電圧Ｖ１よりも小さい電圧値の第二の直流電圧Ｖ２を生成する第二電源部と
   を備え、
   前記電源装置は、さらに、
   所定の電圧値が印加されているときに接続状態を維持するリレーと、
   前記バッテリ電圧検出部によって検出された前記バッテリ電圧の値が前記閾値電圧以下のときには、前記第一電源部によって生成される前記第一の直流電圧Ｖ１を、前記所定の電圧値として前記リレーに印加し、前記バッテリ電圧検出部によって検出された前記バッテリ電圧の値が前記閾値電圧を超えるときには、前記第二電源部によって生成される前記第二の直流電圧Ｖ２を、前記所定の電圧値として前記リレーに印加する切替部と
   を備えたことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
3. 力率改善機能を有すると共に、交流電圧を入力して直流電圧に整流し、前記力率改善機能によって整流後の直流電圧の力率を改善して出力電圧として出力する変換部と、
   前記変換部の前記出力電圧に基づいてバッテリを充電する充電部と、
   前記充電部によって充電される前記バッテリのバッテリ電圧を検出するバッテリ電圧検出部と、
   前記バッテリ電圧検出部によって検出された前記バッテリ電圧の値に応じて、前記変換部の前記出力電圧の大きさを制御する出力制御部と
   を備え、
   前記出力制御部は、
   前記バッテリ電圧検出部によって検出された前記バッテリ電圧の値が、予め設定された閾値電圧以下のときには、前記変換部の出力電圧が予め設定された第一の出力電圧となるように前記変換部を制御し、
   前記バッテリ電圧検出部によって検出された前記バッテリ電圧の値が、前記閾値電圧を超えるときには、前記変換部の出力電圧が予め設定された第二の出力電圧であって前記第一の出力電圧よりも大きい第二の出力電圧となるように前記変換部を制御することを特徴とする電源装置。
4. 請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の電源装置を備えた照明装置。

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