JP2011250546A - 電源装置及びそれを用いた照明装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 過電圧状態とサージとの両方に対して電気的ストレスを抑えることができる電源装置およびそれを用いた照明装置を提供する。
【解決手段】 スイッチング素子Ｑ０を有して直流電源Ｅの出力電力を変換して出力するＤＣ−ＤＣコンバータ１１と、スイッチング素子Ｑ０を駆動する駆動部ＤＲと、駆動部ＤＲを制御する制御部２とを備える。また、それぞれ直流電源Ｅからの入力電圧Ｖｉｎを所定の閾値と比較するとともに入力電圧Ｖｉｎが閾値を上回る場合に駆動部ＤＲを停止させる２個の比較部３１，３２を備える。第２比較部３２は第１比較部３１に比べ閾値が高く時定数が小さい。入力電圧Ｖｉｎがやや高い状態が長時間継続する過電圧状態の場合には第１比較部３１の動作により電気的ストレスが抑えられ、入力電圧Ｖｉｎが急激に上昇するサージの場合には第２比較部３２の動作により電気的ストレスが抑えられる。
【選択図】図１

Description

本発明は、電源装置及びそれを用いた照明装置に関するものである。

従来から、直流電源から入力された電力を適宜変換して出力するスイッチングコンバータを用いた電源装置が提供されている（例えば、特許文献１参照）。

この種の電源装置として、例えば図８に示すものがある。この電源装置は、少なくとも１個のスイッチング素子を有して直流電源Ｅの出力電力を変換して後段の負荷回路ＬＯに出力するスイッチングコンバータ１と、このスイッチングコンバータ１の各スイッチング素子をそれぞれ駆動する駆動部ＤＲと、この駆動部ＤＲを制御する制御部２とを備える。

スイッチングコンバータ１は例えば直流電源Ｅの出力電圧を変換する周知のＤＣ−ＤＣコンバータであり、負荷回路ＬＯは例えばスイッチングコンバータ１が出力した直流電力を交流電力に変換するインバータとこのインバータが出力した交流電力により点灯される放電灯とからなる。

ここで、直流電源Ｅが自動車のバッテリーである場合のように直流電源Ｅに複数個の負荷が接続される場合であって、それら複数個の負荷に例えばモーターや電磁リレーのような誘導性負荷が含まれている場合には、それらの誘導性負荷の停止時等に直流電源Ｅからの入力電圧が一時的に上昇し、この電圧上昇によってスイッチングコンバータ１の回路部品に過剰な電気的ストレスがかかる可能性がある。

そこで、図８の電源装置では、直流電源Ｅからスイッチングコンバータ１への入力電圧Ｖｉｎを所定の第１閾値と比較するとともに比較結果に応じた出力を生成する第１比較部３１を備える。そして、制御部２は、上記の入力電圧Ｖｉｎが第１閾値を上回ったことを示す出力が第１比較部３１から入力されたとき、スイッチングコンバータ１における各スイッチング素子の駆動を停止させるように（すなわち駆動部ＤＲの動作を停止させるように）駆動部ＤＲを制御する。これにより、各回路部品にかかる電気的ストレスが抑えられる。

詳しく説明すると、第１比較部３１は、入力電圧Ｖｉｎを分圧する分圧回路と、この分圧回路によって分圧された電圧を平滑化するコンデンサと、このコンデンサの両端電圧を所定の参照電圧と比較して比較結果に応じた出力を生成するコンパレータとを有し、このコンパレータの出力が制御部２に入力されている。すなわち、上記の参照電圧は、上記の第１閾値に上記の分圧回路の分圧比を乗じた電圧である。

入力電圧

特開２００４−２７３１７２号公報

ところで、駆動部ＤＲを停止させる必要がないにも関わらず入力電圧Ｖｉｎに混入したノイズにより上記の第１比較部３１の出力が変化して駆動部ＤＲが停止されてしまうという誤動作を防ぐ方法としては、第１比較部３１における参照電圧を高くする方法と、第１比較部３１におけるコンデンサのキャパシタンスを高くするという方法とが考えられる。

しかしながら、第１比較部３１における参照電圧を高くする場合、第１閾値も高くなるから、入力電圧Ｖｉｎが正常値よりもやや高い状態が長時間継続するような異常（以下、「過電圧状態」と呼ぶ。）に対して駆動部ＤＲを停止させることができない。上記のような過電圧状態は、例えば自動車においては、直流電源Ｅとなるバッテリーの経年劣化により発生する可能性がある。

一方、第１比較部３１におけるコンデンサのキャパシタンスを高くする場合、第１比較部３１において分圧回路とコンデンサとの回路の時定数が大きくなるから、入力電圧Ｖｉｎが急激に上昇するような異常（以下、「サージ」と呼ぶ。）に対する応答が遅くなってしまう。上記のようなサージとしては、例えば自動者においては、バッテリーが充電されている期間中にバッテリーに接続されていた他の負荷とバッテリーとの間に断線や接触不良が発生したときに発生するいわゆるロードダンプサージがある。

本発明は、上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、過電圧状態とサージとの両方に対して電気的ストレスを抑えることができる電源装置およびそれを用いた照明装置を提供することにある。

本発明の電源装置は、少なくとも１個のスイッチング素子を有して直流電源からの入力電力を変換して出力するスイッチングコンバータと、前記スイッチングコンバータの各スイッチング素子をそれぞれ駆動する駆動部と、前記駆動部を制御する制御部と、前記直流電源から前記スイッチングコンバータへの入力電圧を所定の第１閾値と比較するとともに前記入力電圧が前記第１閾値を上回る場合に前記スイッチングコンバータにおける各スイッチング素子の駆動を停止させる第１比較部と、前記直流電源から前記スイッチングコンバータへの入力電圧を前記第１閾値よりも高い所定の第２閾値と比較するとともに前記入力電圧が前記第２閾値を上回る場合に前記スイッチングコンバータにおける各スイッチング素子の駆動を停止させる第２比較部とを備え、前記第１比較部と前記第２比較部とは、それぞれ、前記入力電圧を分圧する分圧回路と、この分圧回路によって分圧された電圧を平滑化するコンデンサと、このコンデンサの両端電圧を所定の参照電圧と比較して比較結果に応じた出力を生成するコンパレータとを有し、前記第１比較部において前記参照電圧は前記第１閾値に前記分圧回路の分圧比が乗じられた値であり、前記第２比較部において前記参照電圧は前記第２閾値に前記分圧回路の分圧比が乗じられた値であって、少なくとも前記入力電圧が０Ｖから前記第２閾値よりも高い電圧にステップ状に変化した場合には前記第１比較部による停止が行われるよりも前に前記第２比較部による停止が行われるように、前記第１比較部と前記第２比較部とのそれぞれにおいて、各回路定数がそれぞれ決定されていることを特徴とする。

また、本発明の別の電源装置は、少なくとも１個のスイッチング素子を有して直流電源からの入力電力を変換して出力するスイッチングコンバータと、前記スイッチングコンバータの各スイッチング素子をそれぞれ駆動する駆動部と、前記駆動部を制御する制御部と、前記直流電源から前記スイッチングコンバータへの入力電圧を所定の第１閾値と比較するとともに比較結果に応じた出力を生成する第１比較部とを備え、前記制御部は、前記入力電圧が前記第１閾値を上回ったことを示す出力が前記第１比較部から入力されたときに前記スイッチングコンバータにおける各スイッチング素子の駆動を停止させるように駆動部を制御するものであって、前記直流電源から前記スイッチングコンバータへの入力電圧を前記第１閾値よりも高い所定の第２閾値と比較する第２比較部とを備え、前記第１比較部と前記第２比較部とは、それぞれ、前記入力電圧を分圧する分圧回路と、この分圧回路によって分圧された電圧を平滑化するコンデンサと、このコンデンサの両端電圧を所定の参照電圧と比較して比較結果に応じた出力を生成するコンパレータとを有し、前記第１比較部において前記参照電圧は前記第１閾値に前記分圧回路の分圧比が乗じられた値であり、前記第２比較部において前記参照電圧は前記第２閾値に前記分圧回路の分圧比が乗じられた値であって、少なくとも前記入力電圧が０Ｖから前記第２閾値よりも高い電圧にステップ状に変化した場合には前記第１比較部において前記コンパレータの出力が変化するよりも前に前記第２比較部において前記コンパレータの出力が変化するように、前記第１比較部と前記第２比較部とのそれぞれにおいて、各回路定数がそれぞれ決定されていて、前記第２比較部において前記コンデンサの両端電圧が前記参照電圧を上回っている期間中には前記第１比較部における前記コンデンサの充電電流を一時的に増加させる電流増加手段を備えることを特徴とする。

上記の電源装置において、前記スイッチングコンバータのいずれかのスイッチング素子の両端電圧を所定の第３閾値と比較するとともに、前記両端電圧が前記第３閾値を上回る場合に前記スイッチングコンバータにおける各スイッチング素子の駆動を停止させる第３比較部を備えることが望ましい。

また、上記の電源装置において、前記スイッチングコンバータの出力電圧の実効値を所定の第４閾値と比較するとともに、前記実効値が前記第４閾値を上回る場合に前記スイッチングコンバータにおける各スイッチング素子の駆動を停止させる第４比較部を備えることが望ましい。

本発明の照明装置は、上記いずれかの電源装置と、前記スイッチングコンバータの出力電力により点灯される電気的光源とを備えることを特徴とする。

本発明によれば、入力電圧がやや高い状態が長時間継続する過電圧状態の場合には第１比較部の動作により電気的ストレスが抑えられ、入力電圧が急激に上昇するサージの場合には第２比較部の動作により電気的ストレスが抑えられる。

本発明の実施形態を示す回路ブロック図である。 同上の要部の一例を示す回路ブロック図である。 入力電圧Ｖｉｎと、第１比較部におけるコンデンサの両端電圧Ｖｃ１を分圧回路の分圧比で除した電圧Ｖｃ１／Ｒｔ１と、第２比較部におけるコンデンサの両端電圧Ｖｃ２を分圧回路の分圧比で除した電圧Ｖｃ２／Ｒｔ２との、時間変化の一例を示す説明図である。 同上を示す分解斜視図である。 同上の変更例を示す回路ブロック図である。 同上の別の変更例の要部を示す回路ブロック図である。 図６の例における入力電圧Ｖｉｎと第１比較部におけるコンデンサの両端電圧Ｖｃ１と第２比較部の出力Ｓ２との時間変化の一例を示す説明図である。 従来例を示す回路ブロック図である。

以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。

本実施形態は、図２に示すように、直流電源Ｅと電気的光源としての高圧放電灯ＤＬとに接続され、直流電源Ｅを電源として高圧放電灯ＤＬを点灯させるものである。高圧放電灯ＤＬは透光性を有する例えばガラスのような材料からなるバルブ内に電極と高圧の金属蒸気とが封入されたものであり、この金属蒸気中で電極間にアーク放電を発生させたときの発光を利用するものであって、ＨＩＤランプ（High Intensity Discharge lamp）とも呼ばれる。直流電源Ｅは例えば自動車（図示せず）に搭載されたバッテリーであり、高圧放電灯ＤＬは例えば前照灯である。

詳しく説明すると、本実施形態は、入力フィルタＩＦを介して直流電源Ｅから入力された直流電圧（以下、「入力電圧」と呼ぶ。）Ｖｉｎの電圧値を変換した直流電圧（以下、「出力電圧」と呼ぶ。）Ｖｄｃを出力するスイッチングコンバータとしてのＤＣ−ＤＣコンバータ１１と、始動補助回路ＳＴを介して入力されたＤＣ−ＤＣコンバータ１１の出力を交流電力に変換して出力フィルタＯＦを介して高圧放電灯ＤＬに入力するインバータ１２と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１とインバータ１２とをそれぞれ制御する制御部２とを備える。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１の出力がインバータ１２を介して高圧放電灯ＤＬに入力されることで、高圧放電灯ＤＬが点灯される。

入力フィルタＩＦは、直流電源Ｅの高電圧側の出力端とＤＣ−ＤＣコンバータ１１との間に接続されたノーマルモードチョーク（インダクタ）と、それぞれ一端がノーマルモードチョークの一端ずつに接続されるとともに他端がグランドに接続された２個のアクロスザラインコンデンサとからなる、ＬＣローパスフィルタである。上記のアクロスザラインコンデンサのうち一方（図２での右側）は電解コンデンサからなる比較的にキャパシタンスが高いものであり、これにより、入力電圧Ｖｉｎの瞬間的な変動が低下幅・上昇幅ともに比較的に小さく抑えられる。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１１は、一端に入力電圧Ｖｉｎが入力された一次巻線を有するトランスＴ０と、トランスＴ０の一次巻線の他端とグランドとの間に接続されたＮＭＯＳからなるスイッチング素子Ｑ０と、カソードがトランスＴ０の二次巻線の一端に接続されたダイオードＤ０と、一端がダイオードＤ０のアノードに接続され他端がトランスＴ０の二次巻線の他端とともにグランドに接続された出力コンデンサＣ０とを備え、出力コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃを出力電圧とする、周知のフライバック・コンバータである。すなわち、スイッチング素子Ｑ０が周期的にオンオフ駆動されると、直流電源Ｅからの入力電圧Ｖｉｎがスイッチング素子Ｑ０のオンデューティに応じた出力電圧Ｖｄｃに変換されて出力される。ダイオードＤ０としてはファーストリカバリダイオード（ＦＲＤ）と呼ばれる比較的に逆回復時間が短いものが用いられる。

また、本実施形態は、制御部２の制御に従ってＤＣ−ＤＣコンバータ１１のスイッチング素子Ｑ０をオンオフ駆動する駆動部ＤＲを備える。具体的には、駆動部ＤＲは、制御部２から矩形波状の駆動信号ＨＦを入力され、この駆動信号ＨＦの信号レベルがＨレベルの期間にはスイッチング素子Ｑ０をオンさせ、駆動信号ＨＦの信号レベルがＬレベルの期間にはスイッチング素子Ｑ０をオフさせるように、スイッチング素子Ｑ０をオンオフ駆動する。このような駆動部ＤＲは周知の電子回路で実現可能であるので、詳細な図示並びに説明は省略する。

インバータ１２は、２個のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の直列回路が２組、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１の出力端間に互いに並列に接続されてなるフルブリッジ回路からなる。すなわち、互いに対角に位置するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４同士が同時にオンされ、且つ、互いに直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の少なくとも一方がオフされるように、制御部２が各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を周期的にオンオフ駆動することで、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１の出力電圧Ｖｄが矩形波状の交流電圧に変換されて出力される。互いに直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が同時にオンされてＤＣ−ＤＣコンバータ１１の出力端間が短絡されてしまうことを防ぐために、互いに対角に位置する一方の組のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンされる期間と、他方の組のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンされる期間との間には、全てのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオフされる期間（デッドタイム）が設けられる。インバータ１２のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４としてはそれぞれ例えばＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタを用いることができる。

また、本実施形態は、高圧放電灯ＤＬの始動のための高電圧パルスを発生させる始動部１３と、始動部１３の電源を生成する始動電源部１４とを備える。

始動電源部１４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１のトランスＴ０の二次巻線に誘導された電圧を整流及び昇圧して始動部１３に入力するものであり、具体的には例えば周知のコッククロフト・ウォルトン回路で構成することができる。

始動部１３は、インバータ１２から高圧放電灯ＤＬへの導電路に二次巻線が挿入されたトランスＴ１と、このトランスＴ１の一次巻線の両端間に接続されたスパークギャップＳＧとコンデンサＣ１との直列回路とからなり、トランスＴ１の一次巻線とスパークギャップＳＧとの接続点が始動電源部１４に接続されるとともに、スパークギャップＳＧとコンデンサＣ１との接続点がグランドに接続されている。すなわち、電源が投入された直後には、始動電源部１４の出力によって始動部１３のコンデンサＣ１が充電される。コンデンサＣ１の両端電圧が充分に上昇してスパークギャップＳＧに絶縁破壊が発生すると、トランスＴ１において一次巻線に急激に流れるコンデンサＣ１の放電電流により二次巻線に誘導電圧が発生する。この誘導電圧がＤＣ−ＤＣコンバータ１１の出力電圧Ｖｄｃに重畳されて発生する高電圧パルスによって高圧放電灯ＤＬ内で放電が開始されることで、高圧放電灯ＤＬは点灯を開始（すなわち始動）する。

始動補助回路ＳＴは、高圧放電灯ＤＬの点灯開始（つまり高圧放電灯ＤＬにおける放電開始）の直後、高圧放電灯ＤＬの点灯開始に伴う急激なインピーダンス変化への追随が遅れることによりＤＣ−ＤＣコンバータ１１の出力電圧Ｖｄｃが一時的に低下する約１００μｓ程度の期間に、高圧放電灯ＤＬが立ち消えないようにインバータ１２への入力電圧を確保する回路である。このような始動補助回路ＳＴは周知技術で実現可能であるので、詳細な図示並びに説明は省略する。

制御部２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１の出力電圧Ｖｄｃ及び出力電流を監視しており、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１の出力電力を所定の目標電力とするようなフィードバック制御により駆動部ＤＲを制御する。上記のような制御部２は、デジタル回路とＡ／Ｄ変換回路及びＤ／Ａ変換回路とが集積化された集積回路を用いて周知技術で実現することができる。

さらに、本実施形態は、それぞれ回路の所定箇所の電圧（以下、「対象電圧」と呼ぶ。）を監視するとともに対象電圧が所定の閾値を上回る場合に駆動部ＤＲを停止させる第１〜第４の４個の比較部３１〜３４を備える。各比較部３１〜３４は、それぞれ、２個の抵抗の直列回路からなり対象電圧を分圧する分圧回路と、この分圧回路によって分圧された電圧を平滑化するコンデンサと、このコンデンサの両端電圧が非反転入力端子に入力されるとともに反転入力端子には比較部３１〜３４毎の参照電圧が入力されたコンバレータとからなり、このコンパレータの出力端子を出力端としている。

比較部３１〜３４の出力を駆動部ＤＲの動作に反映させる方法としては、例えば、図２に示すように、比較部３１〜３４（図では第２比較部３２）の出力がＨレベルである期間にのみオンされるスイッチング素子（図ではＮＰＮ形のバイポーラトランジスタ）を、駆動信号ＨＦの信号路とグランドとの間に接続するという方法が考えられる。上記方法では、比較部３１〜３４の出力がＨレベルの期間にはスイッチング素子のオフにより駆動部ＤＲへの入力がＬレベルに固定されるから、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１のスイッチング素子Ｑ０がオフ状態に維持される。さらに、上記と同様のスイッチング素子を、制御部２からインバータ１２への信号路にも設ければ、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１の停止とともにインバータ１２を停止させること（すなわち、インバータ１２の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をそれぞれオフ状態に維持すること）も可能である。

第１比較部３１と第２比較部３２とは、それぞれ、入力電圧Ｖｉｎを対象電圧としており、第２比較部３２が駆動部ＤＲを停止させる閾値（つまり、第２比較部３２における参照電圧Ｖｒ２を分圧回路の分圧比Ｒｔ２で除した電圧Ｖｒ２／Ｒｔ２。以下、「第２閾値」と呼ぶ。）Ｖｔ１は、第１比較部３１が駆動部ＤＲを停止させる閾値（つまり、第１比較部３１における参照電圧Ｖｒ１を分圧回路の分圧比Ｒｔ１で除した電圧。以下、「第１閾値」と呼ぶ。）Ｖｒ１／Ｒｔ１よりも高くされている。

また、図１の例では、第１比較部３１の出力は制御部２に入力されており、第１比較部３１からの入力がＨレベルである期間には制御部２が駆動信号ＨＦをＬレベルに維持することで駆動部ＤＲが停止されるというように、第１比較部３１と駆動部ＤＲとの間に制御部２が介在している。このため、第１比較部３１に関しては、制御部２のクロックや制御部２の入出力におけるＡ−Ｄ変換やＤ−Ａ変換によるタイムラグが発生するから、他の比較部３２〜３４に比べて出力Ｓ１の変化が駆動部ＤＲの動作に反映されるまでの時間が長くなっている。

ここで、いずれの比較部３１〜３４でも、分圧回路の分圧比、分圧回路の高電圧側の抵抗の抵抗値、コンデンサのキャパシタンスがそれぞれ小さいほど、対象電圧が閾値に達してから比較部３１，３２の出力Ｓ１，Ｓ２が変化する（つまりＨレベルとなる）までにかかる時間が短くなり、つまり応答が速くなる。

そして、第１比較部３１と第２比較部３２とに関しては、少なくとも入力電圧Ｖｉｎが０Ｖから第２閾値Ｖｔ２よりも高い電圧までステップ状に上昇した場合には第１比較部３１の出力Ｓ１による駆動部ＤＲの停止よりも速く第２比較部３２の出力Ｓ２による駆動部ＤＲの停止が行われるように、分圧回路の各抵抗の抵抗値、コンデンサのキャパシタンス、並びに、参照電圧といった各回路定数がそれぞれ決定されている。

これにより、図３に示すように入力電圧Ｖｉｎが正常値Ｖｎから第２閾値Ｖｔ２よりも高いピーク値Ｖｐまで比較的に短時間で上昇するサージが発生した場合に、第１比較部３１におけるコンデンサＶｃ１の両端電圧を分圧回路の分圧比Ｒｔ１（＝Ｖｒ１／Ｖｔ１）で除した電圧Ｖｃ１／Ｒｔ１が第１閾値Ｖｔ１に達して（つまりコンデンサの両端電圧Ｖｃ１が第１参照電圧Ｖｒ１＝Ｒｔ１×Ｖｔ１に達して）第１比較部３１の出力Ｓ１が変化するタイミングｔ１よりも、第２比較部３２におけるコンデンサの両端電圧Ｖｃ２を分圧回路の分圧比Ｒｔ２（＝Ｖｒ２／Ｖｔ２）で除した電圧Ｖｃ２／Ｒｔ２が第２閾値Ｖｔ２に達して（つまりコンデンサの両端電圧Ｖｃ２が第２参照電圧Ｖｒ２＝Ｒｔ２×Ｖｔ２に達して）第２比較部３２の出力Ｓ２が変化するタイミングｔ２が先になる。

また、上記のピーク値Ｖｐが第１閾値Ｖｔ１以上第２閾値Ｖｔ２未満であって入力電圧Ｖｉｎが第１閾値Ｖｔ１を上回っている時間が比較的に長い過電圧状態が発生した場合には、第２比較部３２の出力Ｓ２が変化することなく第１比較部３１の出力Ｓ１が変化する。

すなわち、入力電圧Ｖｉｎがやや高い状態が長時間継続する過電圧状態の場合には第１比較部３１の動作により電気的ストレスを抑え、入力電圧Ｖｉｎが急激に上昇するサージの場合には第２比較部３２の動作により電気的ストレスを抑えることができる。

また、第３比較部３３はＤＣ−ＤＣコンバータ１１のスイッチング素子Ｑ０の両端電圧（ドレイン−ソース間電圧）を対象電圧としている。つまり、第３比較部３３における参照電圧を分圧回路の分圧比で除した第３閾値以上の電圧がスイッチング素子Ｑ０に加わるような場合には、第３比較部３３の動作により駆動部ＤＲが停止される。

さらに、第４比較部３４はＤＣ−ＤＣコンバータ１１の出力電圧Ｖｄｃを対象電圧としている。つまり、例えば高圧放電灯ＤＬの立ち消え等の要因で、制御部２によるフィードバック制御が追随できないほど急激にＤＣ−ＤＣコンバータ１１の出力電圧Ｖｄｃが上昇し、第４比較部３４における参照電圧を分圧回路の分圧比で除した第４閾値を出力電圧Ｖｄｃが上回るような場合には、第４比較部３４の動作により駆動部ＤＲが停止され、これによって各回路部品が過電圧から保護される。

ところで、インバータ１２の出力の反転時には高圧放電灯ＤＬへの出力電力が一時的に減少することで立ち消えが発生しやすい。そこで、このような立ち消えを防ぐために、インバータ１２の出力の反転時に一時的にＤＣ−ＤＣコンバータ１１におけるスイッチング素子Ｑ０のオンデューティを高くしてＤＣ−ＤＣコンバータ１１の出力電圧Ｖｄｃを高くするような制御が行われる場合がある。このような場合には、インバータ１２の出力の反転時の出力電圧Ｖｄｃが一時的に高くなる期間を基準として、つまり、正常な動作であればインバータ１２の出力の反転時であっても第３比較部３３や第４比較部３４が駆動部ＤＲを停止させないように、上記の第３閾値及び第４閾値はそれぞれ決定される。

ここで、本実施形態では、スイッチング素子Ｑ０の両端電圧やＤＣ−ＤＣコンバータ１１の出力電圧Ｖｄｃは制御部２にも入力されているので、第３比較部３３や第４比較部３４によって行われるような、スイッチング素子Ｑ０の両端電圧や、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１の出力電圧Ｖｄｃの上昇時の停止は、制御部２のみでも実現可能ではある。しかしながら、第３比較部３３及び第４比較部３４を設けたほうが、制御部２のみで上記動作を実現する場合に比べ、Ａ／Ｄ変換等によるタイムラグが発生しない分だけ応答を速くして電気的ストレスをより抑えることができるという利点がある。

上記のような電源装置を構成する各回路部品は、例えば図４に示すように、プリント配線板ＰＢに実装され、このプリント配線板ＰＢはケース４に収納される。図４には、プリント配線板ＰＢと直流電源Ｅとを電気的に接続する入力コネクタＣＮ１及び電線ＰＣ１と、プリント配線板ＰＢと始動回路１３とを電気的に接続する出力コネクタＣＮ２及び電線ＰＣ２とが図示されている。上下方向は図４を基準として詳しく説明すると、ケース４は、プリント配線板ＰＢが収納される収納凹部４０が上面に開口したボディ４１と、ボディ４１に結合して収納凹部４０を閉塞するカバー４２とからなる。カバー４２には、それぞれねじが挿通される貫通穴が設けられてこの貫通穴を貫通するねじによりねじ止め固定されるねじ止め部４２ａが３個設けられている。ボディ４１とカバー４２との結合は、ボディ４１が設置された取付面（図示せず）に対して各ねじ止め部４２ａがそれぞれねじ止めされてボディ４１がカバー４２と上記の取付面との間に挟まれることで行われてもよいし、嵌合等の周知の手段を用いて実現してもよい。上記のケース４の材質や構造を適宜選択すれば、プリント配線板ＰＢに実装された各回路部品の放熱性の確保や、防水性の確保も可能である。上記のようなケース４やコネクタＣＮ１，ＣＮ２はいずれも周知技術で実現可能であるので、詳細な図示並びに説明は省略する。

なお、電気的光源は高圧放電灯ＤＬに限られず、例えば図５に示すように発光ダイオードＬＥＤを用いてもよい。この場合、インバータ１２と始動部１３と始動電源部１４とは全て省略することができる。

また、上記のようなフライバックコンバータからなるＤＣ−ＤＣコンバータ１１に代えて、例えばフォワードコンバータのような他の周知のスイッチング電源を用いた場合であっても、本発明は適用可能である。

さらに、直流電源Ｅとして、バッテリーに代えて例えばブーストコンバータやバックコンバータのような周知の直流電源回路を用いてもよい。この場合において、直流電源回路の電源としては、例えば、交流電源がダイオードブリッジにより全波整流されたものを用いることができる。

また、上記のように第２比較部３２の出力Ｓ２を駆動部ＤＲの動作に直接反映させる代わりに、第２比較部３２においてコンデンサの両端電圧Ｖｃ２が参照電圧Ｖｒ２を上回っている期間中には第１比較部３１のコンデンサへの充電電流が一時的に増加される構成としてもよい。この場合であっても、第２比較部３２の出力Ｓ２が第１比較部３１の出力Ｓ１よりも先に変化するようなサージの発生時には、第２比較部３２の動作により、第１比較部３１の出力がＨレベルとなるまでの時間が短縮され、従って電気的ストレスが抑えられる。具体的には例えば、図６に示すように、第２比較部３２においてコンデンサの両端電圧Ｖｃ２が参照電圧Ｖｒ２を上回っている期間中にのみオンされるスイッチング素子Ｑｓと抵抗Ｒｓとの直列回路を、第１比較部３１の分圧回路の高電圧側の抵抗に並列に接続する。つまり、第２比較部３２においてコンデンサの両端電圧Ｖｃ２が参照電圧Ｖｒ２を上回っている期間中には第１比較部３１のコンデンサへの充電電流が一時的に増加するのであり、上記のスイッチング素子Ｑｓと抵抗Ｒｓとの直列回路が電流増加手段を構成している。また、図６の例では、上記のスイッチング素子Ｑｓがオンされている期間には、第１比較部３１での分圧比Ｒｔ１が上昇するから、結果として第１の閾値Ｖｔ１が低下している。さらに、図６の例では、図２の例に対し第２比較部３２のコンパレータにおいて非反転入力端子と反転入力端子との入力を逆転させて出力を反転させるとともに、上記のスイッチング素子ＱｓとしてはＰＮＰ形のバイポーラトランジスタを用いている。入力電圧Ｖｉｎと第１比較部３１におけるコンデンサの両端電圧Ｖｃ１と第２比較部３２の出力Ｓ２との時間変化はそれぞれ図７に示すようなものとなる。細線ｂで示すように第２比較部３２を設けない場合には第１比較部３１の出力Ｓ１が変化するタイミングが比較的に遅いタイミングｔｂとなるのに対し、第２比較部３２の出力Ｓ２の変化後に太線ａで示すように第１比較部３１におけるコンデンサの充電電流が増加される場合には、上記よりも早いタイミングｔａで第１比較部３１の出力Ｓ１が変化する。

２ 制御部
１１ ＤＣ−ＤＣコンバータ（スイッチングコンバータ）
３１ 第１比較部
３２ 第２比較部
３３ 第３比較部
３４ 第４比較部
ＤＬ 高圧放電灯（電気的光源）
ＤＲ 駆動部
ＬＥＤ 発光ダイオード（電気的光源）
Ｑ０ スイッチング素子
Ｑｓ スイッチング素子（電流増加手段の一部）
Ｒｓ 抵抗（電流増加手段の一部）

Claims (5)

1. 少なくとも１個のスイッチング素子を有して直流電源からの入力電力を変換して出力するスイッチングコンバータと、
   前記スイッチングコンバータの各スイッチング素子をそれぞれ駆動する駆動部と、
   前記駆動部を制御する制御部と、
   前記直流電源から前記スイッチングコンバータへの入力電圧を所定の第１閾値と比較するとともに前記入力電圧が前記第１閾値を上回る場合に前記スイッチングコンバータにおける各スイッチング素子の駆動を停止させる第１比較部と、
   前記直流電源から前記スイッチングコンバータへの入力電圧を前記第１閾値よりも高い所定の第２閾値と比較するとともに前記入力電圧が前記第２閾値を上回る場合に前記スイッチングコンバータにおける各スイッチング素子の駆動を停止させる第２比較部とを備え、
   前記第１比較部と前記第２比較部とは、それぞれ、前記入力電圧を分圧する分圧回路と、この分圧回路によって分圧された電圧を平滑化するコンデンサと、このコンデンサの両端電圧を所定の参照電圧と比較して比較結果に応じた出力を生成するコンパレータとを有し、
   前記第１比較部において前記参照電圧は前記第１閾値に前記分圧回路の分圧比が乗じられた値であり、前記第２比較部において前記参照電圧は前記第２閾値に前記分圧回路の分圧比が乗じられた値であって、
   少なくとも前記入力電圧が０Ｖから前記第２閾値よりも高い電圧にステップ状に変化した場合には前記第１比較部による停止が行われるよりも前に前記第２比較部による停止が行われるように、前記第１比較部と前記第２比較部とのそれぞれにおいて各回路定数がそれぞれ決定されていることを特徴とする電源装置。
2. 少なくとも１個のスイッチング素子を有して直流電源からの入力電力を変換して出力するスイッチングコンバータと、
   前記スイッチングコンバータの各スイッチング素子をそれぞれ駆動する駆動部と、
   前記駆動部を制御する制御部と、
   前記直流電源から前記スイッチングコンバータへの入力電圧を所定の第１閾値と比較するとともに比較結果に応じた出力を生成する第１比較部とを備え、
   前記制御部は、前記入力電圧が前記第１閾値を上回ったことを示す出力が前記第１比較部から入力されたときに前記スイッチングコンバータにおける各スイッチング素子の駆動を停止させるように駆動部を制御するものであって、
   前記直流電源から前記スイッチングコンバータへの入力電圧を前記第１閾値よりも高い所定の第２閾値と比較する第２比較部とを備え、
   前記第１比較部と前記第２比較部とは、それぞれ、前記入力電圧を分圧する分圧回路と、この分圧回路によって分圧された電圧を平滑化するコンデンサと、このコンデンサの両端電圧を所定の参照電圧と比較して比較結果に応じた出力を生成するコンパレータとを有し、
   前記第１比較部において前記参照電圧は前記第１閾値に前記分圧回路の分圧比が乗じられた値であり、前記第２比較部において前記参照電圧は前記第２閾値に前記分圧回路の分圧比が乗じられた値であって、
   少なくとも前記入力電圧が０Ｖから前記第２閾値よりも高い電圧にステップ状に変化した場合には前記第１比較部において前記コンパレータの出力が変化するよりも前に前記第２比較部において前記コンパレータの出力が変化するように、前記第１比較部と前記第２比較部とのそれぞれにおいて各回路定数がそれぞれ決定されていて、
   前記第２比較部において前記コンデンサの両端電圧が前記参照電圧を上回っている期間中には前記第１比較部における前記コンデンサの充電電流を一時的に増加させる電流増加手段を備えることを特徴とする電源装置。
3. 前記スイッチングコンバータのいずれかのスイッチング素子の両端電圧を所定の第３閾値と比較するとともに、前記両端電圧が前記第３閾値を上回る場合に前記スイッチングコンバータにおける各スイッチング素子の駆動を停止させる第３比較部を備えることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の電源装置。
4. 前記スイッチングコンバータの出力電圧の実効値を所定の第４閾値と比較するとともに、前記実効値が前記第４閾値を上回る場合に前記スイッチングコンバータにおける各スイッチング素子の駆動を停止させる第４比較部を備えることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電源装置。
5. 請求項１〜４のいずれか１項に記載の電源装置と、前記スイッチングコンバータの出力電力により点灯される電気的光源とを備えることを特徴とする照明装置。

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