JP5167697B2 - モータ制御方法およびモータ制御装置 - Google Patents

Description

モータの電流指令値およびインバータのスイッチング周波数に基づきＰＷＭパルスを生成し、モータを可変速駆動するインバータを生成したＰＷＭパルスにより制御するモータ制御方法、および、上記制御方法を実行するモータ制御装置に関するものである。

なお、本発明において「スイッチング周波数」とは、モータを駆動するためのインバータを構成しているスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを制御するための周波数のことを意味し、従来からＰＷＭパルスを生成するために用いるキャリア周波数と同意であり、以下の説明では、キャリア周波数とも表記する。

従来、モータの電流指令値およびインバータのスイッチング周波数に基づきＰＷＭパルスを生成し、モータを可変速駆動するインバータを生成したＰＷＭパルスにより制御するモータ制御方法、および、上記制御方法を実行するモータ制御装置は種々のものが知られている。上述したモータ制御方法およびモータ制御装置において、例えば、特許文献１では、ノイズを減少させるためにインバータのキャリア周波数を低く設定しておき、キャリア周波数を電流偏差に応じて高くすることで、キャリア周波数を低下させても応答特性を維持可能とする方法が示されている。
特開２００１−３７２４８号公報

しかしながら、図１１のように、モータ電流に大きな高調波電流が含まれる場合には、定常状態においても電流制御偏差として残るため、電流の制御偏差に応じてキャリア周波数を導出する前述の方法では、制御偏差の増加とともにキャリア周波数を高くすることはできても、キャリア周波数を低くすることができにくくなる問題があった。この高調波電流は、モータの有誘起電圧やインダクタンスの空間高調波によって生じる高調波電流による影響のほか、キャリア周波数を低くすることは、すなわち、モータに５・７次のような低次高調波電流を増加させることになる問題もあった。

本発明の目的は上述した問題点を解消して、上述したようにモータ電流に高調波電流が含まれる場合であっても、キャリア周波数を低くすることにより、インバータのスイッチング損失を低減することを可能にするモータ制御方法およびモータ制御装置を提供しようとするものである。

本発明のモータ制御方法は、モータの電流指令値およびインバータのスイッチング周波数に基づきＰＷＭパルスを生成し、モータを可変速駆動するインバータを生成したＰＷＭパルスにより制御するモータ制御方法において、モータの電流指令値、トルク指令値、電圧指令値、速度指令値、位置指令値のうちの少なくとも一つの指令値の変化量の増加とともにスイッチング周波数を増加させ、前記少なくとも一つの指令値が一定になり定常状態に達した場合にはスイッチング周波数を低下させることを特徴とするものである。

また、本発明のモータ制御装置は、モータと、モータに電力を供給してモータを可変速駆動するインバータと、モータの電流指令値およびインバータのスイッチング周波数に基づき、インバータを制御するＰＷＭパルスを発生する制御手段と、を備えるモータ制御装置において、モータの電流指令値、トルク指令値、電圧指令値、速度指令値、位置指令値のうちの少なくとも一つの指令値の変化量に応じてスイッチング周波数を求める手段を備え、前記少なくとも一つの指令値の変化量の増加とともにスイッチング周波数を増加させ、前記少なくとも一つの指令値が一定になり定常状態に達した場合にはスイッチング周波数を低下させる演算手段を備えることを特徴とするものである。

上述した本発明のモータ制御方法およびモータ制御装置によれば、指令値の変化量を検出し、その変化に応じて応答性が高く要求される場合には、スイッチング周波数・制御周期を高く変更し、高い応答性を得ることができる。また、指令値が一定になり、定常状態に達した場合には、スイッチング周波数を低下させ、インバータのスイッチング損失を低減させることができる。そのため、たとえ、検出した電流値に大きな高調波電流やノイズが含まれている場合であっても、指令値の変化に応じてスイッチング周波数を変更することができるため、定常時のインバータスイッチング損失を低減することができる。

また、本発明のモータ制御方法およびモータ制御装置の好適例としては、モータの電流指令値、トルク指令値、電圧指令値、速度指令値、位置指令値のうちの少なくとも一つの指令値の変化量からスイッチング周波数を求めるとともに、電流制御の制御偏差、もしくは、外乱推定値からスイッチング周波数を求め、２つのスイッチング周波数のいずれか一方をスイッチング周波数として選択するよう構成することがある。このように構成することで、指令値の変化量を検出し、その変化に応じて応答性が高く要求される場合だけでなく、負荷の変化によって誘起電圧などの電流制御の外乱が変化した場合に、外乱抑圧性が求められる場合であっても、外乱の推定値や電流制御偏差のいずれかからスイッチング周波数を求めることによって、スイッチング周波数・制御周期を高く変更し、高い応答性を得ることができる。また、指令値と外乱が一定になり、定常状態に達した場合には、スイッチング周波数を低下させ、インバータのスイッチング損失を低減することができる。

さらに、本発明のモータ制御方法およびモータ制御装置の好適例としては、少なくとも一つの指令値の変化量からスイッチング周波数を求める際、指令値の変化量にゲインを乗じてスイッチング周波数を求めるよう構成することがある。このように構成することで、指令値の変化量にゲインを乗じてスイッチング周波数を変化させることで、指令値の変化量が大きい場合には、よりスイッチング周波数を高くすることができ、高い応答性を確保できる。

さらにまた、本発明のモータ制御方法およびモータ制御装置の好適例としては、電流制御の制御偏差からスイッチング周波数を求める際、電流制御の偏差から、高調波成分を除去した値を演算し、演算値の大きさにゲインを乗じてスイッチング周波数を演算するよう構成することがある。このように構成することで、電流制御偏差から高調波成分を除去することによって、定常時にも高調波電流が多く含まれる場合であっても、スイッチング周波数をさらに低く変更することができるため、定常時のインバータスイッチング損失を低減することができる。

また、本発明のモータ制御方法およびモータ制御装置の好適例としては、電流制御の制御偏差からスイッチング周波数を求める際、基本波電流制御の偏差を、電気角周波数から演算したカットオフ周波数を持つローパスフィルタに入力し、その出力値にゲインを乗じてスイッチング周波数を演算するよう構成することがある。このように構成することで、電流制御偏差から高調波成分をローパスフィルタで除去する場合であっても、モータの速度の変化に応じてローパスフィルタのカットオフ周波数を変更することで、対象となる高調波成分を十分に除去することができ、インバータのスイッチング損失を低減できる。

さらに、本発明のモータ制御方法およびモータ制御装置の好適例としては、外乱推定値からスイッチング周波数を求める際、電圧指令値と電流検出値とモータの回路定数とから、外乱電圧値を推定するオブザーバにより、外乱電圧値の変化量を演算し、その絶対値にゲインを乗じてスイッチング周波数を演算するよう構成することがある。このように構成することで、指令値の変化量を検出し、その変化に応じて応答性が高く要求される場合だけでなく、外乱推定を行うことによって、負荷の変化によって誘起電圧などの電流制御の外乱が変化した場合に、外乱抑圧性が求められる場合であっても、キャリア周波数・制御周期を高く変更し、高い応答性を得ることができる。また、指令値と外乱が一定になり、定常状態に達した場合には、キャリア周波数を低下させ、インバータのスイッチング損失を低減することができる。

さらにまた、本発明のモータ制御方法およびモータ制御装置の好適例としては、ｄｑ軸の電圧指令値と電流検出値とからｄ軸外乱電圧値とｑ軸外乱電圧値をそれぞれ演算し、ｄｑ軸外乱電圧値から外乱電圧値のスカラーを演算するとともに、スカラーの変化量の絶対値にゲインを乗じてスイッチング周波数を演算するよう構成することがある。このように構成することで、ｄｑ軸における外乱推定を行うことによって、負荷の変化によってｄｑ軸誘起電圧などの電流制御の外乱が変化した場合に、両軸の外乱の変化を推定することによって、キャリア周波数・制御周期を高く変更し、高い応答性を得ることができる。また、指令値と外乱が一定になり、定常状態に達した場合には、キャリア周波数を低下させ、インバータのスイッチング損失を低減することができる。

また、本発明のモータ制御方法およびモータ制御装置の好適例としては、演算したスイッチング周波数を予め設定した上限値と下限値との間に制限するよう構成することがある。このように構成することで、上述した例において求まるスイッチング周波数に上限を持たせ、インバータのデバイスの駆動周波数内での安定した動作を確保するだけでなく、ＰＷＭ駆動の限界となるスイッチング周波数で安定した駆動を実現できる。また、低回転時には、下限値を定めることによって、制御応答性を確保することができる。

さらに、本発明のモータ制御方法およびモータ制御装置の好適例としては、指令値の変化量から求めたスイッチング周波数と、電流制御の制御偏差、もしくは、外乱推定値から求めたスイッチング周波数の、いずれか大きい値を選択するよう構成することがある。このように構成することで、指令値から求まるスイッチング周波数と、外乱推定値もしくは制御偏差から求まるスイッチング周波数の大きな値を選択することによって、指令値変化時の応答性と外乱抑圧性の確保の両方を得ることができる。

以下、図面を参照して、本発明のモータ制御方法およびモータの制御装置の実施態様を説明する。

＜第１の実施例＞
第１の実施例では、基本となるモータ制御方法およびモータ制御装置の説明と、本発明の特徴となるキャリア周波数の変更をモータの電流指令値に基づき行う例について説明する。

図１は、本発明の第１実施例における制御装置の構成の一例を示したブロック図である。図１に示す例において、モータ１０１は３相の永久磁石同期モータであり、減速機１０２を介して車輪１０３を駆動する。このモータ１０１に電力を供給するインバータ１０４は、図示していないが、バッテリからの直流電力をＵＶＷの３相交流へと変換する。各相の電流は電流センサ１０５で検出し、その検出値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを制御装置に入力する。また、モータ１０１に取り付けられた位置センサ、たとえばレゾルバなどによって得られる電気角θｅも制御装置に入力する。

制御装置内での演算処理は、インバータ１０４のキャリア周波数（スイッチング周波数）ｆｃと同じ周波数でのディジタル制御にて行う。まず、検出した３相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗと電気角θｅを用いて、座標変換器２００にてｄｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑに変換する。このとき、入力になる値を、キャリア周波数でサンプルホールドする。図には示されていないが、モータ１０１のトルク指令値とモータ速度からｄｑ軸電流指令値を出力するトルク制御器によって、モータ電流指令値ｉｄ＿ｃｍｄ、ｉｑ＿ｃｍｄが得られ、これら電流指令値と前述のｉｄ、ｉｑの差分を演算し、ＰＩ制御器２０１によって制御電圧の演算を行う。また、永久磁石同期モータ１０１の誘起電圧をフィードフォワード補償する非干渉制御２０５を行い、電流指令値ｉｄ＿ｃｍｄ、ｉｑ＿ｃｍｄと電気角速度ωｅから制御電圧を演算する。なお、電気角速度ωｅは、電気角速度演算器２０８によって電気角θｅを微分演算することによって求める。

これらＰＩ制御器２０１の制御電圧と非干渉制御２０５の制御電圧を、それぞれ加算してｄ軸制御電圧ｖｄとｑ軸制御電圧ｖｑを求める。求めたｖｄ、ｖｑを３相交流電圧へ座標変換２０２を行い、交流電圧指令値ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを求める。次に、変調率演算２０３では、インバータの直流電圧値Ｖｄｃを用いて、各交流電圧指令値をＶｄｃ／２で除算し、変調率指令値を演算する。この変調率指令値には、デッドタイム補償演算２０７の演算結果を各相で加算する。デッドタイム補償演算２０７は、まず座標変換器２０６でｄｑ軸電流指令値ｉｄ＿ｃｍｄ、ｉｑ＿ｃｍｄから三相の電流指令値を演算し、電流指令の符号とスイッチング素子のデッドタイムとキャリア周波数ｆｃからデッドタイムによる電圧誤差相当を演算し、変調率の値として求めるものである。

三角波ＰＷＭ生成２０４では、図２にＰＷＭパルス生成の説明およびインバータ１０４とモータ１０１との構成の一例に示すように、各相の変調率指令値は−１〜＋１の値を持ち、キャリア周期Ｔｃ（１／ｆｃ）の幅の三角波と比較して、ＰＷＭパルスを生成する。なお、変調率指令値はキャリア周期でホールドされる。インバータの各スイッチは、このＰＷＭパルスをゲート信号として駆動する。

以上の説明は、一般的なモータ制御方法およびモータ制御装置の構成と同じである。

次に、本発明のモータ制御方法およびモータ制御装置における特徴部分となる、このモータ電流制御の制御周期Ｔｃ、インバータの駆動のキャリア周波数ｆｃを決定する演算部について説明する。図１に示す例において、電流指令値ｉｄ＿ｃｍｄ、ｉｑ＿ｃｍｄを３０１にて、電流ベクトルの指令値をスカラーＩａに変換する。
Ｉａ＝（ｉｄ＿ｃｍｄ^２＋ｉｑ＿ｃｍｄ^２）^１／２
このＩａをハイパスフィルタ（ＨＰＦ）３０２に入力し、電流指令値の変化のうち、カットオフ周波数以上の指令値の高い周波数での変化量を出力として得る。この変化量に予め設定したゲインＫｆ３０３で乗じ、キャリア周波数ｆｃの指令値を求める。

変化量にゲインを乗じるだけでは、指令値のステップ変化時に過度に大きなキャリア周波数となることがある。これを防ぐため、キャリア周波数リミッタ３０５にて上限値を定める。また、ＰＷＭにて３相交流を生成するためには、電圧１周期内に６つのｏｎ／ｏｆｆ状態が必要となることから、少なくとも６つのキャリアが得られるように下限値を設定する。
ｆｃ＿ｍｉｎ＝６×ｆｅ＝（３／π）×ωｅ
なお、モータ回転数が低くωｅが小さくなると、この下限値が小さくなり、制御応答性も低下するため、制御性の観点からのキャリア周波数の下限値を別途用意しておき、ｆｃ＿ｍｉｎがその値以下にはならないように制限する。

このようにして演算されたキャリア周波数ｆｃは、次回の出力の三角波キャリア周波数に反映する。また、制御周期を変更することになるため、ＰＩ制御器の制御ゲインと積分とＨＰＦ、微分２０８に必要な制御周期Ｔｃを制御ゲイン・周期演算３０６で再計算する。このＰＩ制御器の制御ゲインと制御周期は次回の出力から値を反映する。なお、デッドタイム補償の演算は、次回の三角波出力でのキャリア周波数を用いて演算することとし、ｆｃが更新された周期内に、その更新したｆｃを用いてデッドタイム補償演算を行う。

このようにしてキャリア周波数を演算した例を図３に示す。図３に示す例において、トルク指令値がステップ状に増加し、ｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｃｍｄがステップ的に変化すると、Ｉａが同様にステップ状に変化する。このＨＰＦの出力は、電流指令値の変化量を表し、電流指令値が定常に達すると、ＨＰＦの出力も０になる。この値をキャリア周波数リミッタに入力すると、電気角速度から求まる下限値ｆｃ＿ｍｉｎとインバータのスイッチング素子のスイッチング速度などの限界で求まる上限値ｆｃ＿ｍａｘの間に制限し、ｆｃを得る。

このように演算すれば、電流指令値の変化量を検出し、その変化に応じて応答性が高く要求される場合には、キャリア周波数・制御周期を高く変更し、高い応答性を得ることができる。また、電流指令値が一定になり、定常状態に達した場合には、キャリア周波数を低下させ、インバータのスイッチング損失を低減することができる。たとえ、検出した電流値に大きな高調波電流やノイズが含まれている場合であっても、指令値の変化に応じてキャリア周波数を変更することができるため、定常時のインバータスイッチング損失を低減することができる。

＜第２の実施例＞
第２の実施例として、上述した第１の実施例に、外乱オブザーバで外乱推定も行う構成を付加した例について説明する。なお、第２の実施例の説明では、図１に示す第１の実施例との差異のみを示す。

第２の実施例の制御装置のブロック図を図４に示す。オブザーバ３０７は、外乱オブザーバと外乱の変化量を演算するブロックからなり、ＰＩ制御器２０１の制御電圧ｖｄ０、ｖｑ０と検出した電流ｉｄ、ｉｑを入力とし、推定した外乱の変化量を出力する。オブザーバ３０７の詳細を図５に示す。図５ではラプラス演算子ｓを用いた連続系で表しているが、制御装置に実装する際には、たとえば双一次変換を行って離散化する。図５において、Ｒはモータの抵抗値、Ｌｄ、Ｌｑは各ｄｑ軸におけるインダクタンス値を表しており、ωａはローパスフィルタのカットオフ周波数、ωｈはハイパスフィルタのカットオフ周波数を表している。

ｖｄ、ｉｄとモータの回路方程式からなる演算と、ローパスフィルタによって外乱オブザーバを構成している。推定した外乱電圧値＾τｄは、ｄ軸に発生する誘起電圧やデッドタイム・デバイスのオン電圧などによって生じる外乱電圧の推定結果である。このローパスフィルタのカットオフ周波数は、ｄｑ軸に高調波電流を生じさせる６ωｅの外乱電圧成分を除去できるように設定する。同様にして、ｑ軸の外乱電圧値＾τｑを推定する。得られた＾τｄと＾τｑから外乱電圧値のスカラー量＾τａを演算子、ハイパスフィルタを通過させて外乱推定値の変化量を得る。

再び図４に戻り、キャリア周波数の演算方法について述べる。オブザーバ３０７の出力にゲインＫｆｄ３０８を乗じて、キャリア周波数を求める。このキャリア周波数は、外乱の変化に応じて増加することになり、この上限・下限を設定するために、キャリア周波数リミッタ３０９を設ける。これは、第１の実施例で設定したリミッタ３０５と同様の上下限値を持つ。その後、キャリア周波数リミッタ３０５と３０９の出力から、３１０にて、最大値を選択し、次回のキャリア周波数を演算する。

このようなキャリア周波数の演算例を図６に示す。電流指令値Ｉａを用いた動作については、第１の実施例の図３と同様である。ここで、外乱の推定値＾τａが変化した場合、例えば、車輪が加速しｄｑ軸の誘起電圧が増加した場合には、＾τａの変化量がＨＰＦの出力から得られる。このＨＰＦの出力から得られるｆｃは、電流指令値Ｉａから求まるキャリア周波数ｆｃよりも大きくなり、最終的なキャリア周波数ｆｃに反映される。

このように演算すれば、電流指令値の変化量を検出し、その変化に応じて応答性が高く要求される場合だけでなく、負荷の変化によって誘起電圧などの電流制御の外乱が変化した場合に、外乱抑圧性が求められる場合であっても、キャリア周波数・制御周期を高く変更し、高い応答性を得ることができる。また、電流指令値と外乱が一定となり、定常状態に達した場合には、キャリア周波数を低下させ、インバータのスイッチング損失を低減することができる。

＜第３の実施例＞
第３の実施例として、上述した第２の実施例において、オブザーバ３０７の代わりに制御偏差をＬＰＦに通す構成を付加した例について説明する。なお、第３の実施例の説明では、図４に示す第２の実施例との差異のみを示す。

第３の実施例の構成を図７に示す。第３の実施例では、ｄｑ軸の電流制御偏差Δｉｄ、ΔｉｑをそれぞれローパスフィルタＬＰＦ４０１に入力し、制御偏差に含まれる高調波成分を除去する。ローパスフィルタ４０１のカットオフ周波数は、ｄｑ軸で６ωｅの周波数成分を除去できるように、６ωｅ／１０とし、対象とする周波数の１／１０に設定する。
ローパスフィルタの出力をΔｉｄ＿ＬＰＦ、Δｉｑ＿ＬＰＦとすると、これらの制御偏差のＬＰＦ出力値を、４０２にてベクトルからスカラーΔＩａ＿ＬＰＦへ変換する。
ΔＩａ＿ＬＰＦ＝（Δｉｄ＿ＬＰＦ^２＋Δｉｑ＿ＬＰＦ^２）^１／２
このΔＩａ＿ＬＰＦにゲインＫｆｅ４０３を乗じてキャリア周波数を演算する。

このように演算すれば、電流指令値の変化量を検出し、その変化に応じて応答性が高く要求される場合だけでなく、負荷の変化によって電流制御偏差が変化した場合、すなわち外乱抑圧性が求められる場合であっても、キャリア周波数・制御周期を高く変更し、高い応答性を得ることができる。制御対象となるモータを交換するなど、モータのパラメータ情報が得られずに、オブザーバの構成が困難な場合などでも、本実施例であれば構成可能である。

＜第４の実施例＞
第４の実施例として、上述した第３の実施例において、ローパスフィルタ４０１の代わりに高調波制御を行う構成を付加した例について説明する。なお、第４の実施例の説明では、図７に示す第３の実施例との差異のみを示す。

第４の実施例の構成を図８に示す。第４の実施例では、電流制御偏差Δｉｄ、Δｉｑを座標変換器５０１にて高調波に同期して回転する座標系ｄｈｑｈ座標に変換する。ここでは、３相交流における５次高調波電流に同期して回転する座標への変換を行い、−６θｅを用いて変換する。高調波電流指令値ｉｄｈ＿ｃｍｄ、ｉｑｈ＿ｃｍｄと、ｄｈｑｈ座標における高調波電流成分の差分を演算し、ＰＩ制御器５０２によって制御電圧を求める。ここでは、ｄｑ座標のＰＩ制御器と同じ制御ゲインを用いるものとし、ｉｄｈ＿ｃｍｄ、ｉｑｈ＿ｃｍｄはともに０とする。求められた制御電圧は座標変換器５０３にてｄｑ座標へ座標変換し、ｄｑ軸の制御電圧と各々加算する。このようにすると、５次高調波電流を０に制御することができる。

この高調波電流制御系の電流制御偏差Δｉｄｈ、Δｉｑｈを用いて、５０４にて高調波電流制御の制御偏差のスカラー量ΔＩａｈを演算する。
ΔＩａｈ＝（Δｉｄｈ^２＋Δｉｑｈ^２）^１／２
このΔＩａｈにゲインＫｆｅ４０３を乗じてキャリア周波数を演算する。

このように、基本波電流と高調波電流制御を行う場合には、高調波に同期した回転座標での電流制御偏差を用いることで、制御対象の校長は電流の周波数を低減した量で得られ、このため、ｄｑ軸での制御偏差を用いる時に比べて高調波成分を除去した量として得られる。このため、新たにＬＰＦを追加せずともよく、演算量の増加を抑えることができる。

＜第５の実施例＞
第５の実施例として、上述した第４の実施例にローパスフィルタ４０１を付加した例について説明する。なお、第５の実施例の説明では、図７に示す第４の実施例との差異のみを示す。

第５の実施例の構成を図９に示す。図９は、図８に示す第４の実施例にローパスフィルタＬＰＦ４０１を追加した構成である。モータに５次だけでなく、７次高調波電流が含まれる場合に、残る７次高調波電流の影響を除去するためにＬＰＦ４０１を設ける。５次に同期した座標系では、７次は１２ωｅの各周波数になり、ＬＰＦ４０１のカットオフ周波数はｄｑ座標でＬＰＦを設定する場合に比べて高い値に設定できる。このため、外乱による電流の変動分のみを、より高い応答性で検出できるようになり、キャリア周波数を変更して、高い応答性を得ることができる。

＜上述した実施例における電流指令値の上位の制御系について＞
図１０は、上述した実施例（第１の実施例〜第５の実施例）において、さらに電流指令値ｉｄ＿ｃｍｄ、ｉｑ＿ｃｍｄの上位の制御系の一例を示したものである。図１０に示す例では、速度制御器６０１とトルク制御器６０２により速度制御を構成し、速度指令値ωｅ＿ｃｍｄを元に、その出力としてトルク制御器６０２にて、予め作成した電流指令値マップを参照して、ｉｄ＿ｃｍｄ、ｉｑ＿ｃｍｄを導出する。この場合、指令値ｉｄ＿ｃｍｄ、ｉｑ＿ｃｍｄから求めたスカラー量に代わって、トルク指令値Ｔｅ＿ｃｍｄから求める。また、Ｔｅ＿ｃｍｄの代わりに速度指令値ωｅ＿ｃｍｄを用いる構成もできる。ここでは、図示してないが、速度制御のループの外に、位置制御のフィードバックループを構成する場合には、その位置指令値を用いて、ＨＰＦの入力として用いることができる。

そのため、上述した第１の実施例〜第５の実施例では、電流指令値に基づいてスイッチング周波数（キャリア周波数）ｆｃを変更する例を示したが、本発明では、電流指令値の代わりに、電流指令値の上位の制御系を構成するトルク指令値、速度指令値、位置指令値を用いることができる。また、電流指令値と電圧指令値とは相関関係にあるため、上述した第１の実施例〜第５の実施例において、電流指令値の代わりに電圧指令値を用いることもできる。

本発明のモータ制御方法およびモータ制御装置によれば、検出した電流値に大きな高調波電流やノイズが含まれている場合であっても、指令値の変化に応じてスイッチング周波数を変更することができるため、定常時のインバータスイッチング損失を低減する目的のモータに好適に適用することができる。

本発明の第１の実施例における制御装置の構成の一例を示したブロック図である。 本発明の第１の実施例において、変調率指令値からＰＷＭパルスを求める方法を説明するための図である。 本発明の第１の実施例におけるキャリア周波数を演算した例を説明するための図である。 本発明の第２の実施例における制御装置の構成の一例を示したブロック図である。 本発明の第２の実施例におけるオブザーバの詳細を説明するためのブロック図である。 本発明の第２の実施例におけるキャリア周波数の演算例を説明するための図である。 本発明の第３の実施例における制御装置の構成の一例を示したブロック図である。 本発明の第４の実施例における制御装置の構成の一例を示したブロック図である。 本発明の第５の実施例における制御装置の構成の一例を示したブロック図である。 上述した実施例における電流指令値の上位の制御系の一例を説明するためのブロック図である。 モータ電流に大きな高調波電流が含まれる状態を説明するための図である。

符号の説明

１０１ モータ
１０２ 減速機
１０３ 車輪
１０４ インバータ
１０５ 電流センサ
２００、２０２、２０６、５０１、５０３ 座標変換器
２０１、５０２ ＰＩ制御器
２０３ 変調率演算
２０４ 三角波ＰＷＭ生成
２０５ 非干渉制御
２０７ デッドタイム補償演算
２０８ 電気角速度演算器
３０１、４０２、５０４ 変換部
３０２ ハイパスフィルタ
３０３ ゲインＫｆ
３０４ ゲインＫｆｗ
３０５、３０９ キャリア周波数リミッタ
３０６ 制御ゲイン・周期演算
３０７ オブザーバ
３０８ ゲインＫｆｄ
３１０選択部

Claims (10)

1. モータの電流指令値およびインバータのスイッチング周波数に基づきＰＷＭパルスを生成し、モータを可変速駆動するインバータを、生成したＰＷＭパルスにより制御するモータ制御方法において、モータの電流指令値、トルク指令値、電圧指令値、速度指令値、位置指令値のうちの少なくとも一つの指令値の変化量の増加とともにスイッチング周波数を増加させ、前記少なくとも一つの指令値が一定になり定常状態に達した場合には前記スイッチング周波数を低下させ、
   前記モータの電流指令値、前記トルク指令値、前記電圧指令値、前記速度指令値、前記位置指令値のうちの少なくとも一つの指令値の変化量から前記スイッチング周波数を求めるとともに、外乱推定値から前記スイッチング周波数を求め、前記２つのスイッチング周波数のいずれか一方を前記スイッチング周波数として選択し、
   前記外乱推定値からスイッチング周波数を求める際、電圧指令値と電流検出値とモータの回路定数とから、外乱電圧値を推定するオブザーバにより、前記外乱電圧値の変化量を演算し、その絶対値にゲインを乗じてスイッチング周波数を演算することを特徴とするモータ制御方法。
2. モータの電流指令値およびインバータのスイッチング周波数に基づきＰＷＭパルスを生成し、モータを可変速駆動するインバータを、生成したＰＷＭパルスにより制御するモータ制御方法において、モータの電流指令値、トルク指令値、電圧指令値、速度指令値、位置指令値のうちの少なくとも一つの指令値の変化量の増加とともにスイッチング周波数を増加させ、前記少なくとも一つの指令値が一定になり定常状態に達した場合には前記スイッチング周波数を低下させ、
   前記モータの電流指令値、前記トルク指令値、前記電圧指令値、前記速度指令値、前記位置指令値のうちの少なくとも一つの指令値の変化量から前記スイッチング周波数を求めるとともに、外乱推定値から前記スイッチング周波数を求め、前記２つのスイッチング周波数のいずれか一方を前記スイッチング周波数として選択し、
   前記指令値の変化量から求めたスイッチング周波数と、前記外乱推定値から求めたスイッチング周波数の、いずれか大きい値を前記スイッチング周波数に選択することを特徴とするモータ制御方法。
3. 前記少なくとも一つの指令値の変化量からスイッチング周波数を求める際、指令値の変化量にゲインを乗じてスイッチング周波数を求めることを特徴とする請求項１又は２に記載のモータ制御方法。
4. ｄｑ軸の電圧指令値と電流検出値とからｄ軸外乱電圧値とｑ軸外乱電圧値をそれぞれ演算し、前記ｄｑ軸外乱電圧値から外乱電圧値のスカラーを演算するとともに、前記スカラーの変化量の絶対値にゲインを乗じてスイッチング周波数を演算することを特徴とする請求項１又は２に記載のモータ制御方法。
5. 演算したスイッチング周波数を予め設定した上限値と下限値との間に制限することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のモータ制御方法。
6. モータと、モータに電力を供給してモータを可変速駆動するインバータと、モータの電流指令値およびインバータのスイッチング周波数に基づき、インバータを制御するＰＷＭパルスを発生する制御手段と、を備えるモータ制御装置において、モータの電流指令値、トルク指令値、電圧指令値、速度指令値、位置指令値のうちの少なくとも一つの指令値の変化量に応じてスイッチング周波数を求める手段を備え、前記少なくとも一つの指令値の変化量の増加とともにスイッチング周波数を増加させ、前記少なくとも一つの指令値が一定になり定常状態に達した場合にはスイッチング周波数を低下させる演算手段と、
   前記モータの電流指令値、前記トルク指令値、前記電圧指令値、前記速度指令値、前記位置指令値のうちの少なくとも一つの指令値の変化量から前記スイッチング周波数を求め手段とともに、外乱推定値から前記スイッチング周波数を求める手段と、
   前記２つのスイッチング周波数のいずれか一方を前記スイッチング周波数として選択する手段とを備え、
   前記外乱推定値からスイッチング周波数を求める手段は、電圧指令値と電流検出値とモータの回路定数とから、外乱電圧値を推定して推定した外乱電圧値の変化量を演算するオブザーバと、演算した外乱電圧値の変化量にゲインを乗じる手段と、を備え、前記オブザーバによって外乱電圧値の変化量を演算し、その絶対値にゲインを乗じてスイッチング周波数を演算することを特徴とするモータ制御装置。
7. モータと、モータに電力を供給してモータを可変速駆動するインバータと、モータの電流指令値およびインバータのスイッチング周波数に基づき、インバータを制御するＰＷＭパルスを発生する制御手段と、を備えるモータ制御装置において、モータの電流指令値、トルク指令値、電圧指令値、速度指令値、位置指令値のうちの少なくとも一つの指令値の変化量に応じてスイッチング周波数を求める手段を備え、前記少なくとも一つの指令値の変化量の増加とともにスイッチング周波数を増加させ、前記少なくとも一つの指令値が一定になり定常状態に達した場合にはスイッチング周波数を低下させる演算手段と、
   前記モータの電流指令値、前記トルク指令値、前記電圧指令値、前記速度指令値、前記位置指令値のうちの少なくとも一つの指令値の変化量から前記スイッチング周波数を求める手段とともに、外乱推定値から前記スイッチング周波数を求める手段を備え、
   前記演算手段は、前記指令値の変化量から求めた前記スイッチング周波数と、外乱推定値から求めた前記スイッチング周波数の、いずれか大きい値を前記スイッチング周波数に選択する手段を備える
   ことを特徴とするモータ制御装置。
8. 前記少なくとも一つの指令値の変化量からスイッチング周波数を求める手段は、指令値の変化量にゲインを乗じる手段を備え、指令値の変化量にゲインを乗じて前記スイッチング周波数を求めることを特徴とする請求項６または７に記載のモータ制御装置。
9. 前記演算手段は、ｄｑ軸の電圧指令値と電流検出値とからｄ軸外乱電圧値とｑ軸外乱電圧値をそれぞれ演算する手段と、前記ｄｑ軸外乱電圧値から外乱電圧値のスカラーを演算する手段と、前記スカラーの変化量の絶対値にゲインを乗じる手段と、を備え、前記スカラーの変化量の絶対値にゲインを乗じて前記スイッチング周波数を演算することを特徴とする請求項６または７に記載のモータ制御装置。
10. 前記演算手段は、演算したスイッチング周波数を予め設定した上限値と下限値との間に制限するリミッタを備えることを特徴とする請求項６〜９のいずれか１項に記載のモータ制御装置。

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