JP5998663B2 - 交流電動機の駆動制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流電動機のｄ軸及びｑ軸電流指令値に基づいて交流電動機のｄ軸及びｑ軸電圧指令値を演算し、当該ｄ軸及びｑ軸電圧指令値に基づいて交流電動機の駆動制御を行う交流電動機の駆動制御装置に関する。

例えば同期電動機等の交流電動機においては、ｄ軸及びｑ軸電流指令値に基づいてｄ軸及びｑ軸電圧指令値を演算し、当該演算したｄ軸及びｑ軸電圧指令値に基づいて交流電動機を駆動制御するベクトル制御が行われている。同期電動機において、ｄ軸インダクタンスをＬ_d、ｑ軸インダクタンスをＬ_q、電機子抵抗をＲ、電機子鎖交磁束をΦ、電気角速度をωとし、ラプラス演算子をｓとすると、ｄ軸及びｑ軸電流値ｉ_d，ｉ_qとｄ軸及びｑ軸電圧値ｖ_d，ｖ_qとの関係を表す電圧方程式は、以下の（１）式で表される。

（１）式の電圧方程式から、ｄ軸電流値ｉ_dとｄ軸電圧値ｖ_dとの関係にはｑ軸電流値ｉ_qが含まれ、ｑ軸電流値ｉ_qとｑ軸電圧値ｖ_qとの関係にはｄ軸電流値ｉ_dが含まれ、ｄ軸とｑ軸で相互に干渉成分が存在する。この干渉成分は電気角速度ωの増大に伴い増大し、対象プラントが電気角速度ωに依存して変化するため、特に高速回転時において、制御系が不安定化しやすくなり、電流制御の目標応答達成が困難となりやすい。

そこで、特に高速回転時における電流応答性能を向上させるために、モデルパラメータを用いて干渉成分を打ち消す非干渉制御が公知である（例えば下記特許文献１〜３）。この非干渉制御においては、モデルパラメータとして、ｄ軸インダクタンスのモデル値をＬ_dn、ｑ軸インダクタンスのモデル値をＬ_qn、電機子鎖交磁束のモデル値をΦ_nとすると、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*とｄ軸電流検出値ｉ_dとの偏差（ｉ_d ^*−ｉ_d）に基づいて演算したｄ軸電流制御の出力値にｄ軸の非干渉補償の出力値ω×Ｌ_qn×ｉ_qを加算することでｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*を算出し、ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*とｑ軸電流検出値ｉ_qとの偏差（ｉ_q ^*−ｉ_q）に基づいて演算したｑ軸電流制御の出力値にｑ軸の非干渉補償の出力値（ω×Φ_n−ω×Ｌ_dn×ｉ_d）を加算することでｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*を算出している。ｄ軸インダクタンスのモデル値Ｌ_dnと実際値Ｌ_dとの誤差や、ｑ軸インダクタンスのモデル値Ｌ_qnと実際値Ｌ_qとの誤差や、電機子鎖交磁束のモデル値Φ_nと実際値Φとの誤差等、パラメータ誤差が無ければ、干渉成分が無くなり、電流応答性能が向上する。

また、下記非特許文献１に開示されているカスケード型ベクトル制御においては、まずｄ軸電流指令値ｉ_d ^*とｄ軸電流検出値ｉ_dとの偏差（ｉ_d ^*−ｉ_d）から、ベクトル演算に用いる第２のｄ軸電流指令値ｉ_d ^**を積分演算により求め、ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*とｑ軸電流検出値ｉ_qとの偏差（ｉ_q ^*−ｉ_q）から、ベクトル演算に用いる第２のｑ軸電流指令値ｉ_q ^**を積分演算により求める。次に、第２のｄ軸及びｑ軸電流指令値ｉ_d ^**，ｉ_q ^**とモータの逆モデルを用いてベクトル演算を行って、ｄ軸及びｑ軸電圧指令値ｖ_d ^*，ｖ_q ^*を算出する。第２のｄ軸及びｑ軸電流指令値ｉ_d ^**，ｉ_q ^**とｄ軸及びｑ軸電圧指令値ｖ_d ^*，ｖ_q ^*との関係を表すモータの逆モデルは、（１）式の電圧方程式から、以下の（２）、（３）式で表される。（２）、（３）式において、Ｒ_nは電機子抵抗のモデル値である。

ｖ_d ^*＝（Ｒ_n＋Ｌ_dn×ｓ）×ｉ_d ^**−ω×Ｌ_qn×ｉ_q ^** （２）
ｖ_q ^*＝（Ｒ_n＋Ｌ_qn×ｓ）×ｉ_q ^**＋ω×Ｌ_dn×ｉ_d ^** （３）

特開２００４−４０８６１号公報 特開２００６−３４０５３０号公報 特開２０１０−１１９２４５号公報 特開２０１０−２３９７３０号公報

戸張和明他、「高速用永久磁石同期モータの新ベクトル制御方式の検討」、電気学会論文誌Ｄ、２００９年、１２９巻、１号、ｐ．３６−４５ 梅野孝治他、「２自由度制御系のパラメトリゼーションに基づくロバストサーボ系の設計」、電気学会論文誌Ｄ、１９８９年、１０９巻、１１号、ｐ．８２５−８３２

非干渉制御においては、ｄ軸インダクタンスの実際値Ｌ_dの変動によるモデル値Ｌ_dnとの誤差や、ｑ軸インダクタンスの実際値Ｌ_qの変動によるモデル値Ｌ_qnとの誤差や、電機子鎖交磁束の実際値Φの変動によるモデル値Φ_nとの誤差等、パラメータ変動による誤差が発生すると、このパラメータ変動による誤差が外乱となって、特に高速回転時において、パラメータ変動による外乱が増大する。そのため、特に高速回転時において、制御系が不安定化しやすくなり、電流制御の目標応答達成が困難となりやすい。

また、非特許文献１のカスケード型ベクトル制御においては、第２のｄ軸及びｑ軸電流指令値ｉ_d ^**，ｉ_q ^**からｄ軸及びｑ軸電圧指令値ｖ_d ^*，ｖ_q ^*の演算に用いられるモータの逆モデルには微分項が含まれる。微分演算の際にはノイズが発生しやすくなるため、ｄ軸及びｑ軸電圧指令値ｖ_d ^*，ｖ_q ^*の演算精度が低下しやすくなり、コントローラへの実装が困難となる。一方、コントローラへの実装の容易化を図るために、モータの逆モデルから微分項を省略すると、パラメータ変動による誤差の発生によって、制御系が不安定化しやすくなり、電流制御の目標応答達成が困難となりやすい。

本発明に係る交流電動機の駆動制御装置は、パラメータ変動に対するロバスト性を確保しつつ電流制御の応答性を向上させ、さらに、コントローラへの実装を容易とすることを目的とする。

本発明に係る交流電動機の駆動制御装置は、上述した目的を達成するために以下の手段を採った。

本発明に係る交流電動機の駆動制御装置は、交流電動機のｄ軸及びｑ軸電流指令値に基づいて交流電動機のｄ軸及びｑ軸電圧指令値を演算し、当該ｄ軸及びｑ軸電圧指令値に基づいて交流電動機の駆動制御を行う交流電動機の駆動制御装置であって、交流電動機のｄ軸電流指令値とｄ軸電流検出値とに基づいて、ｄ軸電流指令値に対してｄ軸電流検出値を設定された目標追従特性で追従させるためのｄ軸電流追従指令値を演算し、交流電動機のｑ軸電流指令値とｑ軸電流検出値とに基づいて、ｑ軸電流指令値に対してｑ軸電流検出値を設定された目標追従特性で追従させるためのｑ軸電流追従指令値を演算する電流制御器と、交流電動機のｄ軸及びｑ軸電流に対するｄ軸及びｑ軸電圧の関係を表す逆特性モデルを積分した伝達特性を有する非干渉制御器であって、当該伝達特性において、電流制御器で演算されたｄ軸及びｑ軸電流追従指令値に対応するｄ軸及びｑ軸電圧指令値を演算する非干渉制御器と、を備えることを要旨とする。

本発明の一態様では、交流電動機において、ｄ軸電流追従指令値をｉ_d ^**、ｑ軸電流追従指令値をｉ_q ^**、ｄ軸電圧指令値をｖ_d ^*、ｑ軸電圧指令値をｖ_q ^*、ｄ軸インダクタンスをＬ_dn、ｑ軸インダクタンスをＬ_qn、電機子抵抗をＲ_n、電機子鎖交磁束をΦ_n、電気角速度をωとし、ラプラス演算子をｓ、ゲインを１／τ（τ≠０）とすると、前記非干渉制御器の伝達特性に係る、ｄ軸及びｑ軸電流追従指令値ｉ_d ^**，ｉ_q ^**に対するｄ軸及びｑ軸電圧指令値ｖ_d ^*，ｖ_q ^*の関係は、

で表されることが好適である。

本発明の一態様では、非干渉制御器は、ｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*を演算する場合に、
（Ｒ_n×ｉ_d ^**−ω×Ｌ_qn×ｉ_q ^**）または（Ｒ_n×ｉ_d ^**−ω×Ｌ_qn×ｉ_q ^**）／τ
を演算して、当該演算した値を積分することが好適である。

本発明の一態様では、電流制御器は、ｄ軸電流指令値とｄ軸電流検出値との偏差をフィードバック補償して出力するｄ軸電流フィードバック補償器と、ｄ軸電流フィードバック補償器の出力値とｄ軸電流検出値との差分を演算して前記ｄ軸電流追従指令値として出力するｄ軸差分器と、ｑ軸電流指令値とｑ軸電流検出値との偏差をフィードバック補償して出力するｑ軸電流フィードバック補償器と、ｑ軸電流フィードバック補償器の出力値とｑ軸電流検出値との差分を演算して前記ｑ軸電流追従指令値として出力するｑ軸差分器と、を含むことが好適である。

本発明の一態様では、ｄ軸電流フィードバック補償器は、ｄ軸電流指令値とｄ軸電流検出値との偏差を比例積分補償して出力する比例積分補償器であり、ｑ軸電流フィードバック補償器は、ｑ軸電流指令値とｑ軸電流検出値との偏差を比例積分補償して出力する比例積分補償器であることが好適である。

本発明の一態様では、非干渉制御器は、ｄ軸及びｑ軸電流フィードバック補償器における積分ゲインと比例ゲインとの比に等しいゲインで前記逆特性モデルを積分した伝達特性を有することが好適である。

本発明の一態様では、電流制御器は、ｄ軸電流指令値とｄ軸電流検出値との偏差を比例補償して前記ｄ軸電流追従指令値として出力するｄ軸電流比例補償器と、ｑ軸電流指令値とｑ軸電流検出値との偏差を比例補償して前記ｑ軸電流追従指令値として出力するｑ軸電流比例補償器と、を含むことが好適である。

また、本発明に係る交流電動機の駆動制御装置は、交流電動機のｄ軸及びｑ軸電流指令値に基づいて交流電動機のｄ軸及びｑ軸電圧指令値を演算し、当該ｄ軸及びｑ軸電圧指令値に基づいて交流電動機の駆動制御を行う交流電動機の駆動制御装置であって、交流電動機のｄ軸及びｑ軸電流に対するｄ軸及びｑ軸電圧の関係を表す逆特性モデルを設定されたゲインで積分した伝達特性を有する非干渉制御器であって、当該伝達特性において、交流電動機のｄ軸電流指令値とｄ軸電流検出値との偏差、及び交流電動機のｑ軸電流指令値とｑ軸電流検出値との偏差に対応するｄ軸及びｑ軸電圧指令値を演算する非干渉制御器を備えることを要旨とする。

本発明の一態様では、交流電動機において、ｄ軸電流指令値をｉ_d ^*、ｄ軸電流検出値をｉ_d、ｑ軸電流指令値をｉ_q ^*、ｑ軸電流検出値をｉ_q、ｄ軸電圧指令値をｖ_d ^*、ｑ軸電圧指令値をｖ_q ^*、ｄ軸インダクタンスをＬ_dn、ｑ軸インダクタンスをＬ_qn、電機子抵抗をＲ_n、電機子鎖交磁束をΦ_n、電気角速度をωとし、ラプラス演算子をｓ、前記設定されたゲインをω_r（ω_r≠０）とすると、前記非干渉制御器の伝達特性に係る、ｄ軸電流指令値とｄ軸電流検出値との偏差（ｉ_d ^*−ｉ_d）、及びｑ軸電流指令値とｑ軸電流検出値との偏差（ｉ_q ^*−ｉ_q）に対するｄ軸及びｑ軸電圧指令値ｖ_d ^*，ｖ_q ^*の関係は、

で表されることが好適である。

本発明の一態様では、非干渉制御器は、ｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*を演算する場合に、
｛Ｒ_n×（ｉ_d ^*−ｉ_d）−ω×Ｌ_qn×（ｉ_q ^*−ｉ_q）｝
または｛Ｒ_n×（ｉ_d ^*−ｉ_d）−ω×Ｌ_qn×（ｉ_q ^*−ｉ_q）｝×ω_r
を演算して、当該演算した値を積分することが好適である。

また、本発明に係る車両は、交流電動機と、本発明に係る交流電動機の駆動制御装置と、を備えることを要旨とする。

本発明によれば、パラメータ変動による誤差が外乱となっても、パラメータ変動による外乱を抑圧することができるとともに、目標追従特性を実現することができる。その結果、パラメータ変動に対するロバスト性を確保しつつ、電流制御の応答性を向上させることができる。さらに、非干渉制御器の伝達特性には微分項は存在せず、微分演算が不要となることで、コントローラへの実装を容易とすることができる。

本発明の実施形態に係る交流電動機の駆動制御装置の概略構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態に係る交流電動機の駆動制御装置の概略構成を示すブロック図である。 ２自由度制御系を示すブロック図である。 電流指令ベクトルＩ^*を指令入力、電圧指令ベクトルＶ^*を制御入力、電流検出ベクトルＩを制御出力とする２入力２出力の２自由度制御系を示すブロック図である。 公知の非干渉制御において、ｑ軸電流指令値に対するｑ軸電流値のゲインの周波数特性を計算した結果を示す図である。 公知の非干渉制御において、ｑ軸電流指令値に対するｑ軸電流値のステップ応答を計算した結果を示す図である。 公知の非干渉制御において、ｑ軸電流指令値に対するｑ軸電流値のステップ応答を計算した結果を示す図である。 公知の非干渉制御において、ｑ軸電流指令値に対するｑ軸電流値のステップ応答を計算した結果を示す図である。 目標追従特性の一例を示す図である。 カスケード型ベクトル制御において、ｑ軸電流指令値に対するｑ軸電流値のゲインの周波数特性を計算した結果を示す図である。 カスケード型ベクトル制御において、ｑ軸電流指令値に対するｑ軸電流値のステップ応答を計算した結果を示す図である。 カスケード型ベクトル制御において、ｑ軸電流指令値に対するｑ軸電流値のステップ応答を計算した結果を示す図である。 カスケード型ベクトル制御において、ｑ軸電流指令値に対するｑ軸電流値のステップ応答を計算した結果を示す図である。 本発明の実施形態に係る交流電動機の駆動制御装置において、ｑ軸電流指令値に対するｑ軸電流値のゲインの周波数特性を計算した結果を示す図である。 本発明の実施形態に係る交流電動機の駆動制御装置において、ｑ軸電流指令値に対するｑ軸電流値のステップ応答を計算した結果を示す図である。 本発明の実施形態に係る交流電動機の駆動制御装置において、ｑ軸電流指令値に対するｑ軸電流値のステップ応答を計算した結果を示す図である。 本発明の実施形態に係る交流電動機の駆動制御装置において、ｑ軸電流指令値に対するｑ軸電流値のステップ応答を計算した結果を示す図である。 本発明の実施形態に係る交流電動機の駆動制御装置の他の概略構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態に係る交流電動機の駆動制御装置において、ｑ軸電流指令値に対するｑ軸電流値のゲインの周波数特性を計算した結果を示す図である。 本発明の実施形態に係る交流電動機の駆動制御装置において、ｑ軸電流指令値に対するｑ軸電流値のステップ応答を計算した結果を示す図である。 本発明の実施形態に係る交流電動機の駆動制御装置において、ｑ軸電流指令値に対するｑ軸電流値のステップ応答を計算した結果を示す図である。 本発明の実施形態に係る交流電動機の駆動制御装置において、ｑ軸電流指令値に対するｑ軸電流値のステップ応答を計算した結果を示す図である。 本発明の実施形態に係る交流電動機の駆動制御装置において、外乱抑圧性能を計算した結果を示す図である。 本発明の実施形態に係る交流電動機の駆動制御装置の他の概略構成を示すブロック図である。

以下、本発明を実施するための形態（以下実施形態という）を図面に従って説明する。

図１，２は、本発明の実施形態に係る交流電動機の駆動制御装置の概略構成を示すブロック図であり、図１は全体の概略構成を示し、図２はベクトル制御器１２０の概略構成を示す。本実施形態に係る駆動制御装置及び交流電動機３００については、例えば車両に搭載することが可能である。

インバータ２００は、例えば電圧型インバータ回路を含んで構成される。インバータ２００は、スイッチング制御信号を受けて、３相の疑似正弦波電圧を生成して交流電動機３００へ印加する。交流電動機３００は、例えば永久磁石（ＰＭ）型同期電動機等の同期電動機を含んで構成される。交流電動機３００は、インバータ２００から３相の疑似正弦波電圧を受けてロータを回転させる。交流電動機３００の回転座標系においては、ロータの磁極の磁束方向をｄ軸（磁束軸）とし、ｄ軸と電気角で直交する方向をｑ軸（トルク軸）とする。

交流電動機３００には、ロータの回転位置（回転角度）θを検出するためのレゾルバ３０２が付設されている。レゾルバ３０２は、交流電動機３００のロータの回転位置θを検出して電気角速度演算器３０４へ出力する。電気角速度演算器３０４は、レゾルバ３０２からの回転位置θを用いて、交流電動機３００のロータの電気角速度ωを演算して出力する。

インバータ２００から交流電動機３００への電力供給ライン上には電流センサ２０２が取り付けられており、それらでリアルタイムに検出される交流電動機３００の電流検出値（３相のうちの２相の電流検出値ｉ_u，ｉ_w）が３相／ｄｑ軸変換器２０４に入力される。３相／ｄｑ軸変換器２０４は、レゾルバ３０２からの回転位置θを用いて、電流検出値ｉ_u，ｉ_wをｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qに変換して出力する。

電流指令値演算部１１０は、例えば車両のアクセル開度やブレーキ操作量等から演算された交流電動機３００のトルク指令値Ｔ^*に基づいて、交流電動機３００のｄ軸電流指令値ｉ_d ^*及びｑ軸電流指令値ｉ_q ^*を演算してベクトル制御器１２０へ出力する。ベクトル制御器１２０は、電流指令値演算部１１０で演算されたｄ軸電流指令値ｉ_d ^*及びｑ軸電流指令値ｉ_q ^*に基づいて、交流電動機３００のｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*を演算してｄｑ軸／３相変換器へ出力する。ベクトル制御器１２０の構成例については後述する。ｄｑ軸／３相変換器１３０は、レゾルバ３０２からの回転位置θを基準として、ベクトル制御器１２０で演算されたｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*を３相（ｕ相、ｖ相、ｗ相）の電圧指令値ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wに変換してＰＷＭ発生器１４０へ出力する。ＰＷＭ発生器１４０は、３相電圧指令値ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wと三角波キャリアとを比較することによって、３相電圧指令値ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wの振幅に対応するパルス幅を有するスイッチング制御信号を生成してインバータ２００へ出力する。このように、ベクトル制御器１２０で演算されたｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*に基づいて、インバータ２００のスイッチング制御が行われ、交流電動機３００の駆動制御が行われる。

前述のように、同期電動機の電圧方程式は（１）式で表され、ｄ軸電流値ｉ_dとｄ軸電圧値ｖ_dとの関係にはｑ軸電流値ｉ_qが含まれ、ｑ軸電流値ｉ_qとｑ軸電圧値ｖ_qとの関係にはｄ軸電流値ｉ_dが含まれ、ｄ軸とｑ軸で相互に干渉成分が存在する。この干渉成分は電気角速度ωの増大に伴い増大するため、特に高速回転時において、制御系が不安定化しやすくなり、電流制御の目標応答達成が困難となりやすい。前述した公知の非干渉制御を用いて干渉成分を打ち消そうとする場合は、ｄ軸インダクタンスの実際値Ｌ_dの変動によるモデル値Ｌ_dnとの誤差や、ｑ軸インダクタンスの実際値Ｌ_qの変動によるモデル値Ｌ_qnとの誤差等、パラメータ変動による誤差が発生すると、特に高速回転時において、パラメータ変動による外乱が増大することで、制御系が不安定化しやすくなり、電流制御の目標応答達成が困難となりやすい。

そこで、本実施形態では、パラメータ変動に対するロバスト性を確保しつつ電流制御の応答性を向上させるために、２自由度制御系の適用により、２入力２出力のベクトル制御器１２０を設計する。２自由度制御系の制御ブロック図を図３に示す。図３において、制御出力ｙは、指令入力ｒ、外乱ｄ、制御器１５２の伝達特性Ｃ_A、制御器１５４の伝達特性Ｃ_B、及びプラント１５６の伝達特性Ｐを用いて、以下の（４）式で表される。

次に、制御器１５２の伝達特性Ｃ_Aを以下の（５）式で表し、制御器１５４の伝達特性Ｃ_Bを以下の（６）式で表す。（５）、（６）式において、Ｐ_nはプラント１５６のノミナルモデル、Ｇ_ryは目標値追従特性（目標応答特性）、Ｑは自由パラメータである。目標値追従特性Ｇ_ryに加えて自由パラメータＱを用いることで、「目標値追従」と「外乱・パラメータ変動抑制」の２つを両立させることが可能となる。自由パラメータＱを用いて、各制御器１５２，１５４がプロパーな関数形となるように設計する。

（５）、（６）式を（４）式に代入すると、以下の（７）式が得られる。（７）式において、ΔＰ＝（Ｐ−Ｐ_n）／Ｐである。自由パラメータＱを制御対象域で１となるようローパスフィルタを設計すると、（７）式において、（１−Ｑ）→０、（１−Ｇ_ry）×（１−Ｑ）→０となり、外乱ｄの項が０に近づくため、制御対象域で目標応答と外乱抑圧を両立させることが可能となる。

以下の（８）式で表される電流指令ベクトルＩ^*を指令入力、以下の（９）式で表される電圧指令ベクトルＶ^*を制御入力、以下の（１０）式で表される電流検出ベクトルＩを制御出力とする２入力２出力の２自由度制御系の制御ブロック図は、図４に示すようになる。図４において、制御入力である電圧指令ベクトルＶ^*は、以下の（１１）式で表される。なお、プラント１５６の伝達特性Ｐは、ｄ軸及びｑ軸電圧指令値ｖ_d ^*，ｖ_q ^*に対するｄ軸及びｑ軸電流検出値ｉ_d，ｉ_qの関係を表し、インバータ２００、交流電動機３００の特性等が含まれる。

（１）式の同期電動機の電圧方程式から、プラント１５６のノミナル逆モデルＰ_n ^-1を以下の（１２）式で表す。（１２）式において、Ｌ_dnはｄ軸インダクタンスのモデル値、Ｌ_qnはｑ軸インダクタンスのモデル値、Ｒ_nは電機子抵抗（巻線抵抗）のモデル値である。さらに、各制御器１５２，１５４をプロパーな関数形に実現する最小次数のパラメータとして、自由パラメータＱの特性を以下の（１３）式による１次遅れ特性（ローパスフィルタ）で表し、目標値追従特性Ｇ_ryを以下の（１４）式による１次遅れ特性（ローパスフィルタ）で表す。（１３）式において、τ（τ≠０、より具体的にはτ＞０）は時定数であり、１／（２×π×τ）がローパスフィルタのカットオフ周波数を表す。（１４）式において、ω_r（ω_r≠０、より具体的にはω_r＞０）は時定数の逆数であり、ω_r／（２×π）がローパスフィルタのカットオフ周波数（以下目標追従周波数とする）を表す。

（１２）、（１３）、（１４）式を（１１）式に代入し、さらに、（１）式の電圧方程式におけるω×Φの項も考慮すると、以下の（１５）式が得られる。（１５）式において、Φ_nは電機子鎖交磁束のモデル値である。本実施形態では、電流指令ベクトルＩ^*（ｄ軸及びｑ軸電流指令値ｉ_d ^*，ｉ_q ^*）と電流検出ベクトルＩ（ｄ軸及びｑ軸電流検出値ｉ_d，ｉ_q）に対する電圧指令ベクトルＶ^*（ｄ軸及びｑ軸電圧指令値ｖ_d ^*，ｖ_q ^*）の関係が（１５）式を満たすように、ベクトル制御器１２０を設計する。

（１５）式を満たす伝達特性を有するベクトル制御器１２０は、図２に示すように、電流制御器２０と、非干渉制御器５０とを含んで構成される。電流制御器２０は、ｄ軸差分器２２，２６と、ｄ軸電流フィードバック補償器２４と、ｑ軸差分器３２，３６と、ｑ軸電流フィードバック補償器３４とを含んで構成される。ｄ軸差分器２２は、電流指令値演算部１１０で演算されたｄ軸電流指令値ｉ_d ^*と３相／ｄｑ軸変換器２０４からのｄ軸電流検出値ｉ_dとの偏差（ｉ_d ^*−ｉ_d）を演算して出力する。ｄ軸電流フィードバック補償器２４は、ｄ軸差分器２２からの出力値であるｄ軸電流指令値ｉ_d ^*とｄ軸電流検出値ｉ_dとの偏差（ｉ_d ^*−ｉ_d）をフィードバック補償して出力する。ここでのｄ軸電流フィードバック補償器２４は、偏差（ｉ_d ^*−ｉ_d）を比例積分（ＰＩ）補償して出力する比例積分（ＰＩ）補償器であり、比例ゲインはω_r×τ、積分ゲインはω_rである。ｄ軸電流フィードバック補償器２４の伝達特性（ω_r×τ＋ω_r／ｓ）は、（１１）式におけるＧ_ry／（１−Ｇ_ry）×１／Ｑに相当する。ｄ軸差分器２６は、ｄ軸電流フィードバック補償器２４からの出力値（ω_r×τ＋ω_r／ｓ）×（ｉ_d ^*−ｉ_d）と３相／ｄｑ軸変換器２０４からのｄ軸電流検出値ｉ_dとの差分｛（ω_r×τ＋ω_r／ｓ）×（ｉ_d ^*−ｉ_d）−ｉ_d｝を演算してｄ軸電流追従指令値ｉ_d ^**として出力する。これによって、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*とｄ軸電流検出値ｉ_dとに基づいて、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*に対してｄ軸電流検出値ｉ_dを設定された目標追従特性Ｇ_ryで追従させるためのｄ軸電流追従指令値ｉ_d ^**が演算される。ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*及びｄ軸電流検出値ｉ_dに対するｄ軸電流追従指令値ｉ_d ^**の関係は、以下の（１６）式で表される。

ｉ_d ^**＝｛Ｇ_ry／（１−Ｇ_ry）×１／Ｑ×（ｉ_d ^*−ｉ_d）−ｉ_d｝
＝｛（ω_r×τ＋ω_r／ｓ）×（ｉ_d ^*−ｉ_d）−ｉ_d｝ （１６）

ｑ軸差分器３２は、電流指令値演算部１１０で演算されたｑ軸電流指令値ｉ_q ^*と３相／ｄｑ軸変換器２０４からのｑ軸電流検出値ｉ_qとの偏差（ｉ_q ^*−ｉ_q）を演算して出力する。ｑ軸電流フィードバック補償器３４は、ｑ軸差分器３２からの出力値であるｑ軸電流指令値ｉ_q ^*とｑ軸電流検出値ｉ_qとの偏差（ｉ_q ^*−ｉ_q）をフィードバック補償して出力する。ここでのｑ軸電流フィードバック補償器３４は、偏差（ｉ_q ^*−ｉ_q）を比例積分（ＰＩ）補償して出力する比例積分（ＰＩ）補償器であり、比例ゲインはω_r×τ、積分ゲインはω_rである。ｑ軸電流フィードバック補償器３４の伝達特性（ω_r×τ＋ω_r／ｓ）は、（１１）式におけるＧ_ry／（１−Ｇ_ry）×１／Ｑに相当する。ｑ軸差分器３６は、ｑ軸電流フィードバック補償器３４からの出力値（ω_r×τ＋ω_r／ｓ）×（ｉ_q ^*−ｉ_q）と３相／ｄｑ軸変換器２０４からのｑ軸電流検出値ｉ_qとの差分｛（ω_r×τ＋ω_r／ｓ）×（ｉ_q ^*−ｉ_q）−ｉ_q｝を演算してｑ軸電流追従指令値ｉ_q ^**として出力する。これによって、ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*とｑ軸電流検出値ｉ_qとに基づいて、ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*に対してｑ軸電流検出値ｉ_qを設定された目標追従特性Ｇ_ryで追従させるためのｑ軸電流追従指令値ｉ_q ^**が演算される。ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*及びｑ軸電流検出値ｉ_qに対するｑ軸電流追従指令値ｉ_q ^**の関係は、以下の（１７）式で表される。

ｉ_q ^**＝｛Ｇ_ry／（１−Ｇ_ry）×１／Ｑ×（ｉ_q ^*−ｉ_q）−ｉ_q｝
＝｛（ω_r×τ＋ω_r／ｓ）×（ｉ_q ^*−ｉ_q）−ｉ_q｝ （１７）

非干渉制御器５０において、電機子抵抗ゲインブロック５２は、電流制御器２０（ｄ軸差分器２６）からのｄ軸電流追従指令値ｉ_d ^**にゲインＲ_n／τを乗じた値Ｒ_n／τ×ｉ_d ^**を演算して出力する。ｄ軸インダクタンスゲインブロック５４は、ｄ軸差分器２６からのｄ軸電流追従指令値ｉ_d ^**にゲインＬ_dn／τを乗じた値Ｌ_dn／τ×ｉ_d ^**を演算して出力する。電機子抵抗ゲインブロック５６は、電流制御器２０（ｑ軸差分器３６）からのｑ軸電流追従指令値ｉ_q ^**にゲインＲ_n／τを乗じた値Ｒ_n／τ×ｉ_q ^**を演算して出力する。ｑ軸インダクタンスゲインブロック５８は、ｑ軸差分器３６からのｑ軸電流追従指令値ｉ_q ^**にゲインＬ_qn／τを乗じた値Ｌ_qn／τ×ｉ_q ^**を演算して出力する。乗算器６０は、電気角速度演算器３０４からの電気角速度ωとｑ軸インダクタンスゲインブロック５８からの出力値Ｌ_qn／τ×ｉ_q ^**との積ω×Ｌ_qn／τ×ｉ_q ^**を演算して出力する。差分器６２は、電機子抵抗ゲインブロック５２からの出力値Ｒ_n／τ×ｉ_d ^**と乗算器６０からの出力値ω×Ｌ_qn／τ×ｉ_q ^**との差分（Ｒ_n×ｉ_d ^**−ω×Ｌ_qn×ｉ_q ^**）／τを演算して出力する。積分器６４は、差分器６２からの出力値（Ｒ_n×ｉ_d ^**−ω×Ｌ_qn×ｉ_q ^**）／τを積分演算して出力する。加算器６６は、積分器６４からの出力値（Ｒ_n×ｉ_d ^**−ω×Ｌ_qn×ｉ_q ^**）／（τ×ｓ）とｄ軸インダクタンスゲインブロック５４からの出力値Ｌ_dn／τ×ｉ_d ^**との和｛（Ｒ_n／ｓ＋Ｌ_dn）×ｉ_d ^**−ω×Ｌ_qn／ｓ×ｉ_q ^**｝／τを演算してｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*として出力する。

乗算器６８は、電気角速度演算器３０４からの電気角速度ωとｄ軸インダクタンスゲインブロック５４からの出力値Ｌ_dn／τ×ｉ_d ^**との積ω×Ｌ_dn／τ×ｉ_d ^**を演算して出力する。加算器７０は、電機子抵抗ゲインブロック５６からの出力値Ｒ_n／τ×ｉ_q ^**と乗算器６８からの出力値ω×Ｌ_dn／τ×ｉ_d ^**との和（Ｒ_n×ｉ_q ^**＋ω×Ｌ_dn×ｉ_d ^**）／τを演算して出力する。積分器７２は、加算器７０からの出力値（Ｒ_n×ｉ_q ^**＋ω×Ｌ_dn×ｉ_d ^**）／τを積分演算して出力する。電機子鎖交磁束ゲインブロック７４は、電気角速度演算器３０４からの電気角速度ωにゲインΦ_nを乗じた値ω×Φ_nを演算して出力する。加算器７６は、積分器７２からの出力値（Ｒ_n×ｉ_q ^**＋ω×Ｌ_dn×ｉ_d ^**）／（τ×ｓ）と、ｑ軸インダクタンスゲインブロック５８からの出力値Ｌ_qn／τ×ｉ_q ^**と、電機子鎖交磁束ゲインブロック７４からの出力値ω×Φ_nとの和｛（Ｒ_n／ｓ＋Ｌ_qn）×ｉ_q ^**＋ω×Ｌ_dn／ｓ×ｉ_d ^**｝／τ＋ω×Φ_nを演算して、ｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*として出力する。非干渉制御器５０の伝達特性に係る、ｄ軸及びｑ軸電流追従指令値ｉ_d ^**，ｉ_q ^**に対するｄ軸及びｑ軸電圧指令値ｖ_d ^*，ｖ_q ^*の関係は、以下の（１８）式で表される。

（１８）式から、非干渉制御器５０は、同期電動機のｄ軸及びｑ軸電流値ｉ_d，ｉ_qに対するｄ軸及びｑ軸電圧値ｖ_d，ｖ_qの関係を表す電圧方程式（ノミナル逆モデルＰ_n ^-1）をゲイン１／τで積分した伝達特性を有し、この伝達特性において、電流制御器２０で演算されたｄ軸及びｑ軸電流追従指令値ｉ_d ^**，ｉ_q ^**に対応するｄ軸及びｑ軸電圧指令値ｖ_d ^*，ｖ_q ^*が演算される。ここでのゲイン１／τは、ｄ軸及びｑ軸電流フィードバック補償器２４，３４における積分ゲインω_rと比例ゲインω_r×τとの比に等しい。以上の構成のベクトル制御器１２０において、ｄ軸及びｑ軸電流指令値ｉ_d ^*，ｉ_q ^*とｄ軸及びｑ軸電流検出値ｉ_d，ｉ_qに対するｄ軸及びｑ軸電圧指令値ｖ_d ^*，ｖ_q ^*の関係は、（１５）式を満たす。

前述した、ｄ軸の非干渉補償の出力値ω×Ｌ_qn×ｉ_qを加算してｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*を算出し、ｑ軸の非干渉補償の出力値（ω×Φ_n−ω×Ｌ_dn×ｉ_d）を加算してｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*を算出する公知の非干渉制御において、パラメータ変動による電流制御の応答性への影響を調べた計算結果を図５〜８に示す。図５はｑ軸電流指令値に対するｑ軸電流値のゲインの周波数特性をロータ回転数毎に示す。そして、図６〜８はｑ軸電流指令値に対するｑ軸電流値のステップ応答を示し、図６はロータ回転数が１００ｒｐｍである場合のステップ応答、図７はロータ回転数が１０００ｒｐｍである場合のステップ応答、図８はロータ回転数が１００００ｒｐｍである場合のステップ応答を示す。計算の際には、目標追従特性を図９に示すような目標追従周波数３０Ｈｚの１次遅れ特性とし、パラメータ誤差として、ｄ軸インダクタンスのモデル値Ｌ_dnと実際値Ｌ_dとの誤差、及びｑ軸インダクタンスのモデル値Ｌ_qnと実際値Ｌ_qとの誤差を２０％としている。公知の非干渉制御においては、パラメータ誤差が発生すると、図５に示すように、ロータ回転数が高くなるにつれて（特に２０００ｒｐｍ以上）、ゲインが低下して電流制御の目標応答達成が困難となる。そして、図６〜８に示すように、ロータ回転数が高くなると、電流値が大きく振動し、制御が不安定化して発散する。

また、前述した非特許文献１のカスケード型ベクトル制御において、パラメータ変動による電流制御の応答性への影響を調べた計算結果を図１０〜１３に示す。図１０はｑ軸電流指令値に対するｑ軸電流値のゲインの周波数特性をロータ回転数毎に示す。そして、図１１〜１３はｑ軸電流指令値に対するｑ軸電流値のステップ応答を示し、図１１はロータ回転数が１００ｒｐｍである場合のステップ応答、図１２はロータ回転数が１０００ｒｐｍである場合のステップ応答、図１３はロータ回転数が１００００ｒｐｍである場合のステップ応答を示す。計算の際には、コントローラへの実装が困難な微分項をモータの逆モデルから省略し、目標追従特性を目標追従周波数５Ｈｚの１次遅れ特性とし、パラメータ誤差として、ｄ軸インダクタンスのモデル値Ｌ_dnと実際値Ｌ_dとの誤差、及びｑ軸インダクタンスのモデル値Ｌ_qnと実際値Ｌ_qとの誤差を２０％としている。カスケード型ベクトル制御においては、パラメータ誤差が発生すると、目標追従周波数６Ｈｚで制御が不安定化する。そして、制御安定解析の上限付近となる目標追従周波数５Ｈｚでは、図１１〜１３に示すように、ロータ回転数が低い場合でも、電流値に振動が発生する。

これに対して本実施形態（図２のベクトル制御器１２０）において、パラメータ変動による電流制御の応答性への影響を調べた計算結果を図１４〜１７に示す。図１４はｑ軸電流指令値に対するｑ軸電流値のゲインの周波数特性をロータ回転数毎に示す。そして、図１５〜１７はｑ軸電流指令値に対するｑ軸電流値のステップ応答を示し、図１５はロータ回転数が１００ｒｐｍである場合のステップ応答、図１６はロータ回転数が１０００ｒｐｍである場合のステップ応答、図１７はロータ回転数が１００００ｒｐｍである場合のステップ応答を示す。計算の際には、目標追従特性Ｇ_ryを図９に示すような目標追従周波数ω_r／（２×π）＝３０Ｈｚの１次遅れ特性とし、自由パラメータＱの特性をカットオフ周波数１／（２×π×τ）＝５０Ｈｚの１次遅れ特性（ローパスフィルタ）とし、パラメータ誤差として、ｄ軸インダクタンスのモデル値Ｌ_dnと実際値Ｌ_dとの誤差、及びｑ軸インダクタンスのモデル値Ｌ_qnと実際値Ｌ_qとの誤差を２０％としている。本実施形態においては、パラメータ誤差が発生しても、図１４に示すように、１００ｒｐｍの低回転数から２００００ｒｐｍの高回転数までの広いロータ回転数範囲で、ゲインの周波数特性が変動することなく、目標追従特性Ｇ_ryを実現することができる。そして、図１５〜１７に示すように、ロータ回転数の変化に対してステップ応答特性の変化がなく、目標追従を達成することができる（ｄ軸電流値の変動も小さい）。なお、計算上は、ロータ回転数２００００ｒｐｍ、目標追従周波数２００Ｈｚまで目標追従特性Ｇ_ryを実現できることが確認された。

以上説明したように、本実施形態によれば、ベクトル制御器１２０を２入力２出力系モデルとして２自由度制御設計し、目標値追従特性Ｇ_ryと自由パラメータＱを用いることで、目標追従性と外乱抑圧性を独立に設計することができる。そのため、ｄ軸インダクタンスの実際値Ｌ_dの変動によるモデル値Ｌ_dnとの誤差や、ｑ軸インダクタンスの実際値Ｌ_qの変動によるモデル値Ｌ_qnとの誤差等、パラメータ変動による誤差が外乱となっても、自由パラメータＱの特性によってパラメータ変動による外乱を抑圧することができるとともに、目標値追従特性Ｇ_ryを実現することができる。その結果、高速回転時であっても、制御系を安定化させて電流制御の目標応答達成を実現することができ、パラメータ変動に対するロバスト性を確保しつつ電流制御の応答性を向上させることができる。

さらに、（１）式で表される電圧方程式には微分項ｓ×Ｌ_d，ｓ×Ｌ_qが含まれるのに対して、電圧方程式（ノミナル逆モデルＰ_n ^-1）を積分した（１８）式で表される非干渉制御器５０の伝達特性には微分項は存在しない。そのため、ノイズが発生しやすい微分演算が不要となり、ｄ軸及びｑ軸電圧指令値ｖ_d ^*，ｖ_q ^*の演算精度を向上させることができる。さらに、微分演算が不要となることで、コントローラへの実装が容易となる。

また、ｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*＝｛（Ｒ_n／ｓ＋Ｌ_dn）×ｉ_d ^**−ω×Ｌ_qn／ｓ×ｉ_q ^**｝／τの演算には積分演算が必要となるが、積分値Ｒ_n／τ×ｉ_d ^**／ｓと積分値ω×Ｌ_qn／τ×ｉ_q ^**／ｓとの差分を演算する場合は、積分値が極めて大きくなると、極めて大きい積分値同士の差分を演算することになり、演算が不安定化しやすくなる。これに対して本実施形態では、非干渉制御器５０でｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*を演算する場合に、Ｒ_n／τ×ｉ_d ^**とω×Ｌ_qn／τ×ｉ_q ^**との差分（Ｒ_n×ｉ_d ^**−ω×Ｌ_qn×ｉ_q ^**）／τを演算し、この差分（Ｒ_n×ｉ_d ^**−ω×Ｌ_qn×ｉ_q ^**）／τを積分演算することで、極めて大きい積分値同士の差分演算を行うことなく演算を安定化することができ、さらに、積分器の数を減らすことができる。また、非干渉制御器５０でｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*を演算する場合に、Ｒ_n／τ×ｉ_q ^**とω×Ｌ_dn／τ×ｉ_d ^**との和（Ｒ_n×ｉ_q ^**＋ω×Ｌ_dn×ｉ_d ^**）／τを演算し、この和（Ｒ_n×ｉ_q ^**＋ω×Ｌ_dn×ｉ_d ^**）／τを積分演算することで、積分器の数を減らすことができる。なお、非干渉制御器５０でｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*を演算する場合は、Ｒ_n×ｉ_d ^**とω×Ｌ_qn×ｉ_q ^**との差分（Ｒ_n×ｉ_d ^**−ω×Ｌ_qn×ｉ_q ^**）を演算し、この差分（Ｒ_n×ｉ_d ^**−ω×Ｌ_qn×ｉ_q ^**）を積分演算し、積分演算後にゲイン１／τを乗じることも可能である。同様に、非干渉制御器５０でｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*を演算する場合は、Ｒ_n×ｉ_q ^**とω×Ｌ_dn×ｉ_d ^**との和（Ｒ_n×ｉ_q ^**＋ω×Ｌ_dn×ｉ_d ^**）を演算し、この和（Ｒ_n×ｉ_q ^**＋ω×Ｌ_dn×ｉ_d ^**）を積分演算し、積分演算後にゲイン１／τを乗じることも可能である。

以上の実施形態では、目標値追従特性Ｇ_ryが１次遅れ特性であり、ｄ軸及びｑ軸電流フィードバック補償器２４，３４が（ω_r×τ＋ω_r／ｓ）の伝達特性を有する比例積分補償器である場合について説明した。ただし、本実施形態では、目標値追従特性Ｇ_ryについては、１次遅れ特性以外の応答特性であってもよく、ｄ軸及びｑ軸電流フィードバック補償器２４，３４については、比例積分補償器以外の補償器であってもよく、その伝達特性を様々に設定することが可能である。

また、自由パラメータＱが（１３）式で表され、目標追従特性Ｇ_ryが（１４）式で表される場合は、（１−Ｇ_ry）×（１−Ｑ）は以下の（１９）式で表される。（１９）式において、τ→∞の場合は、（１−Ｇ_ry）×（１−Ｑ）→ｓ／（ｓ＋ω_r）となり、（７）式は以下の（２０）式に近づく。目標追従特性Ｇ_ryの目標追従周波数（カットオフ周波数）ω_r／（２×π）以下で、（１−Ｇ_ry）＝ｓ／（ｓ＋ω_r）→０となり、（２０）式の外乱ｄの項が０に近づくため、制御対象域で目標応答と外乱抑圧を両立させることが可能となる。

τ→∞の場合は、（１５）式は以下の（２１）式に近似が可能である。そこで、本実施形態では、電流指令ベクトルＩ^*（ｄ軸及びｑ軸電流指令値ｉ_d ^*，ｉ_q ^*）と電流検出ベクトルＩ（ｄ軸及びｑ軸電流検出値ｉ_d，ｉ_q）に対する電圧指令ベクトルＶ^*（ｄ軸及びｑ軸電圧指令値ｖ_d ^*，ｖ_q ^*）の関係が（２１）式を満たすように、ベクトル制御器１２０を設計することも可能である。

（２１）式を満たす伝達特性を有するベクトル制御器１２０の構成例を図１８に示す。図１８に示す構成例では、電流制御器２０のｄ軸電流フィードバック補償器２４は、ｄ軸差分器２２からの出力値であるｄ軸電流指令値ｉ_d ^*とｄ軸電流検出値ｉ_dとの偏差（ｉ_d ^*−ｉ_d）を比例ゲインω_rで比例補償してｄ軸電流追従指令値ｉ_d ^**＝ω_r×（ｉ_d ^*−ｉ_d）として出力する比例補償器であり、電流制御器２０のｑ軸電流フィードバック補償器３４は、ｑ軸差分器３２からの出力値であるｑ軸電流指令値ｉ_q ^*とｑ軸電流検出値ｉ_qとの偏差（ｉ_q ^*−ｉ_q）を比例ゲインω_rで比例補償してｑ軸電流追従指令値ｉ_q ^**＝ω_r×（ｉ_q ^*−ｉ_q）として出力する比例補償器である。これによって、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*に対してｄ軸電流検出値ｉ_dを設定された目標追従特性Ｇ_ryで追従させるためのｄ軸電流追従指令値ｉ_d ^**が演算され、ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*に対してｑ軸電流検出値ｉ_qを設定された目標追従特性Ｇ_ryで追従させるためのｑ軸電流追従指令値ｉ_q ^**が演算される。

非干渉制御器５０において、電機子抵抗ゲインブロック５２は、電流制御器２０（ｄ軸差分器２６）からのｄ軸電流追従指令値ｉ_d ^**にゲインＲ_nを乗じた値Ｒ_n×ｉ_d ^**を演算して出力する。ｄ軸インダクタンスゲインブロック５４は、ｄ軸差分器２６からのｄ軸電流追従指令値ｉ_d ^**にゲインＬ_dnを乗じた値Ｌ_dn×ｉ_d ^**を演算して出力する。電機子抵抗ゲインブロック５６は、電流制御器２０（ｑ軸差分器３６）からのｑ軸電流追従指令値ｉ_q ^**にゲインＲ_nを乗じた値Ｒ_n×ｉ_q ^**を演算して出力する。ｑ軸インダクタンスゲインブロック５８は、ｑ軸差分器３６からのｑ軸電流追従指令値ｉ_q ^**にゲインＬ_qnを乗じた値Ｌ_qn×ｉ_q ^**を演算して出力する。差分器６２は、電機子抵抗ゲインブロック５２からの出力値Ｒ_n×ｉ_d ^**と乗算器６０からの出力値ω×Ｌ_qn×ｉ_q ^**との差分（Ｒ_n×ｉ_d ^**−ω×Ｌ_qn×ｉ_q ^**）を演算して出力する。積分器６４は、差分器６２からの出力値（Ｒ_n×ｉ_d ^**−ω×Ｌ_qn×ｉ_q ^**）を積分演算して出力する。加算器６６は、積分器６４からの出力値（Ｒ_n×ｉ_d ^**−ω×Ｌ_qn×ｉ_q ^**）／ｓとｄ軸インダクタンスゲインブロック５４からの出力値Ｌ_dn×ｉ_d ^**との和｛（Ｒ_n／ｓ＋Ｌ_dn）×ｉ_d ^**−ω×Ｌ_qn／ｓ×ｉ_q ^**｝を演算してｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*として出力する。加算器７０は、電機子抵抗ゲインブロック５６からの出力値Ｒ_n×ｉ_q ^**と乗算器６８からの出力値ω×Ｌ_dn×ｉ_d ^**との和（Ｒ_n×ｉ_q ^**＋ω×Ｌ_dn×ｉ_d ^**）を演算して出力する。積分器７２は、加算器７０からの出力値（Ｒ_n×ｉ_q ^**＋ω×Ｌ_dn×ｉ_d ^**）を積分演算して出力する。加算器７６は、積分器７２からの出力値（Ｒ_n×ｉ_q ^**＋ω×Ｌ_dn×ｉ_d ^**）／ｓと、ｑ軸インダクタンスゲインブロック５８からの出力値Ｌ_qn×ｉ_q ^**と、電機子鎖交磁束ゲインブロック７４からの出力値ω×Φ_nとの和｛（Ｒ_n／ｓ＋Ｌ_qn）×ｉ_q ^**＋ω×Ｌ_dn／ｓ×ｉ_d ^**｝＋ω×Φ_nを演算して、ｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*として出力する。非干渉制御器５０の伝達特性に係る、ｄ軸及びｑ軸電流追従指令値ｉ_d ^**，ｉ_q ^**に対するｄ軸及びｑ軸電圧指令値ｖ_d ^*，ｖ_q ^*の関係は、以下の（２２）式で表され、同期電動機のｄ軸及びｑ軸電流値ｉ_d，ｉ_qに対するｄ軸及びｑ軸電圧値ｖ_d，ｖ_qの関係を表す電圧方程式（ノミナル逆モデルＰ_n ^-1）を積分した特性となる。図１８に示す構成のベクトル制御器１２０において、ｄ軸及びｑ軸電流指令値ｉ_d ^*，ｉ_q ^*とｄ軸及びｑ軸電流検出値ｉ_d，ｉ_qに対するｄ軸及びｑ軸電圧指令値ｖ_d ^*，ｖ_q ^*の関係は、（２１）式を満たす。

図１８のベクトル制御器１２０において、パラメータ変動による電流制御の応答性への影響を調べた計算結果を図１９〜２２に示す。図１９はｑ軸電流指令値に対するｑ軸電流値のゲインの周波数特性をロータ回転数毎に示す。そして、図２０〜２２はｑ軸電流指令値に対するｑ軸電流値のステップ応答を示し、図２０はロータ回転数が１００ｒｐｍである場合のステップ応答、図２１はロータ回転数が１０００ｒｐｍである場合のステップ応答、図２２はロータ回転数が１００００ｒｐｍである場合のステップ応答を示す。計算の際には、目標追従特性Ｇ_ryを図９に示すような目標追従周波数ω_r／（２×π）＝３０Ｈｚの１次遅れ特性とし、パラメータ誤差として、ｄ軸インダクタンスのモデル値Ｌ_dnと実際値Ｌ_dとの誤差、及びｑ軸インダクタンスのモデル値Ｌ_qnと実際値Ｌ_qとの誤差を２０％としている。図１８のベクトル制御器１２０においては、パラメータ誤差が発生しても、図１９に示すように、１００ｒｐｍの低回転数から２００００ｒｐｍの高回転数までの広いロータ回転数範囲で、目標追従周波数付近に僅かなゲイン変動が見られるものの、ゲインの周波数特性がほとんど変動することなく、目標追従特性Ｇ_ryを実現することができる。そして、図２０〜２２に示すように、電流値に僅かな揺らぎが見られるものの、ロータ回転数の変化に対してステップ応答特性の変化がほとんどなく、目標追従を達成することができる。なお、図１９における目標追従周波数付近での僅かなゲイン変動、及び図２０〜２２における電流値の僅かな揺らぎは、図２３に示すように、図１８のベクトル制御器１２０における低域での外乱抑圧レベルが図２のベクトル制御器１２０と比較して小さいためと考えられる。

以上説明したように、図１８のベクトル制御器１２０においても、ｄ軸インダクタンスの実際値Ｌ_dの変動によるモデル値Ｌ_dnとの誤差や、ｑ軸インダクタンスの実際値Ｌ_qの変動によるモデル値Ｌ_qnとの誤差等、パラメータ変動による誤差が外乱となっても、パラメータ変動による外乱を抑圧することができるとともに、目標値追従特性Ｇ_ryを実現することができる。その結果、パラメータ変動に対するロバスト性を確保しつつ電流制御の応答性を向上させることができる。そして、電圧方程式（ノミナル逆モデルＰ_n ^-1）を積分した（２２）式で表される非干渉制御器５０の伝達特性には微分項は存在しないため、ノイズが発生しやすい微分演算が不要となり、ｄ軸及びｑ軸電圧指令値ｖ_d ^*，ｖ_q ^*の演算精度を向上させることができ、さらに、コントローラへの実装が容易となる。さらに、図１８のベクトル制御器１２０によれば、図２のベクトル制御器１２０と比較して、制御器を低次化して構成を簡略化することができる。

本実施形態では、例えば図２４に示すように、図１８の電流制御器２０のｄ軸及びｑ軸差分器２２，３２とｄ軸及びｑ軸電流フィードバック補償器２４，３４（ゲインω_r）を図１８の非干渉制御器５０に統合してベクトル制御器１２０を構成することも可能である。その場合は、非干渉制御器５０の伝達特性に係る、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*とｄ軸電流検出値ｉ_dとの偏差（ｉ_d ^*−ｉ_d）、及びｑ軸電流指令値ｉ_q ^*とｑ軸電流検出値ｉ_qとの偏差（ｉ_q ^*−ｉ_q）に対するｄ軸及びｑ軸電圧指令値ｖ_d ^*，ｖ_q ^*の関係は、以下の（２３）式で表され、同期電動機のｄ軸及びｑ軸電流値ｉ_d，ｉ_qに対するｄ軸及びｑ軸電圧値ｖ_d，ｖ_qの関係を表す電圧方程式（ノミナル逆モデルＰ_n ^-1）をゲインω_rで積分した特性となる。非干渉制御器５０では、この伝達特性において、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*とｄ軸電流検出値ｉ_dとの偏差（ｉ_d ^*−ｉ_d）、及びｑ軸電流指令値ｉ_q ^*とｑ軸電流検出値ｉ_qとの偏差（ｉ_q ^*−ｉ_q）に対応するｄ軸及びｑ軸電圧指令値ｖ_d ^*，ｖ_q ^*が演算される。

図２４に示す例では、ゲインω_rが電機子抵抗ゲインブロック５２，５６とｄ軸及びｑ軸インダクタンスゲインブロック５４，５８に統合化されており、非干渉制御器５０でｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*を演算する場合は、電機子抵抗ゲインブロック５２からの出力値Ｒ_n×ω_r×（ｉ_d ^*−ｉ_d）と乗算器６０からの出力値ω×Ｌ_qn×ω_r×（ｉ_q ^*−ｉ_q）との差分｛Ｒ_n×（ｉ_d ^*−ｉ_d）−ω×Ｌ_qn×（ｉ_q ^*−ｉ_q）｝×ω_rが差分器６２で演算され、この差分｛Ｒ_n×（ｉ_d ^*−ｉ_d）−ω×Ｌ_qn×（ｉ_q ^*−ｉ_q）｝×ω_rが積分器６４で積分演算される。また、非干渉制御器５０でｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*を演算する場合は、電機子抵抗ゲインブロック５６からの出力値Ｒ_n×ω_r×（ｉ_q ^*−ｉ_q）と乗算器６８からの出力値ω×Ｌ_dn×ω_r×（ｉ_d ^*−ｉ_d）との和｛Ｒ_n×（ｉ_q ^*−ｉ_q）＋ω×Ｌ_dn×（ｉ_d ^*−ｉ_d）｝×ω_rが加算器７０で演算され、この和｛Ｒ_n×（ｉ_q ^*−ｉ_q）＋ω×Ｌ_dn×（ｉ_d ^*−ｉ_d）｝×ω_rが積分器７２で積分演算される。ただし、非干渉制御器５０でｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*を演算する場合は、Ｒ_n×（ｉ_d ^*−ｉ_d）とω×Ｌ_qn×（ｉ_q ^*−ｉ_q）との差分｛Ｒ_n×（ｉ_d ^*−ｉ_d）−ω×Ｌ_qn×（ｉ_q ^*−ｉ_q）｝を演算し、この差分｛Ｒ_n×（ｉ_d ^*−ｉ_d）−ω×Ｌ_qn×（ｉ_q ^*−ｉ_q）｝を積分演算し、積分演算後にゲインω_rを乗じることも可能である。同様に、非干渉制御器５０でｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*を演算する場合は、Ｒ_n×（ｉ_q ^*−ｉ_q）とω×Ｌ_dn×（ｉ_d ^*−ｉ_d）との和｛Ｒ_n×（ｉ_q ^*−ｉ_q）＋ω×Ｌ_dn×（ｉ_d ^*−ｉ_d）｝を演算し、この和｛Ｒ_n×（ｉ_q ^*−ｉ_q）＋ω×Ｌ_dn×（ｉ_d ^*−ｉ_d）｝を積分演算し、積分演算後にゲインω_rを乗じることも可能である。

以上、本発明を実施するための形態について説明したが、本発明はこうした実施形態に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。

２０ 電流制御器、２２，２６ ｄ軸差分器、２４ ｄ軸電流フィードバック補償器、３２，３６ ｑ軸差分器、３４ ｑ軸電流フィードバック補償器、５０ 非干渉制御器、５２，５６ 電機子抵抗ゲインブロック、５４ ｄ軸インダクタンスゲインブロック、５８ ｑ軸インダクタンスゲインブロック、６０，６８ 乗算器、６２ 差分器、６４，７２ 積分器、６６，７０，７６ 加算器、７４ 電機子鎖交磁束ゲインブロック、１１０ 電流指令値演算部、１２０ ベクトル制御器、１３０ ｄｑ軸／３相変換器、１４０ ＰＷＭ発生器、２００ インバータ、２０２ 電流センサ、２０４ ３相／ｄｑ軸変換器、３００ 交流電動機、３０２ レゾルバ、３０４ 電気角速度演算器。

Claims (11)

1. 交流電動機のｄ軸及びｑ軸電流指令値に基づいて交流電動機のｄ軸及びｑ軸電圧指令値を演算し、当該ｄ軸及びｑ軸電圧指令値に基づいて交流電動機の駆動制御を行う交流電動機の駆動制御装置であって、
   交流電動機のｄ軸電流指令値とｄ軸電流検出値とに基づいて、ｄ軸電流指令値に対してｄ軸電流検出値を設定された目標追従特性で追従させるためのｄ軸電流追従指令値を演算し、交流電動機のｑ軸電流指令値とｑ軸電流検出値とに基づいて、ｑ軸電流指令値に対してｑ軸電流検出値を設定された目標追従特性で追従させるためのｑ軸電流追従指令値を演算する電流制御器と、
   交流電動機のｄ軸及びｑ軸電流に対するｄ軸及びｑ軸電圧の関係を表す逆特性モデルを積分した伝達特性を有する非干渉制御器であって、当該伝達特性において、電流制御器で演算されたｄ軸及びｑ軸電流追従指令値に対応するｄ軸及びｑ軸電圧指令値を演算する非干渉制御器と、
   を備える、交流電動機の駆動制御装置。
2. 請求項１に記載の交流電動機の駆動制御装置であって、
   交流電動機において、ｄ軸電流追従指令値をｉ_d ^**、ｑ軸電流追従指令値をｉ_q ^**、ｄ軸電圧指令値をｖ_d ^*、ｑ軸電圧指令値をｖ_q ^*、ｄ軸インダクタンスをＬ_dn、ｑ軸インダクタンスをＬ_qn、電機子抵抗をＲ_n、電機子鎖交磁束をΦ_n、電気角速度をωとし、ラプラス演算子をｓ、ゲインを１／τ（τ≠０）とすると、前記非干渉制御器の伝達特性に係る、ｄ軸及びｑ軸電流追従指令値ｉ_d ^**，ｉ_q ^**に対するｄ軸及びｑ軸電圧指令値ｖ_d ^*，ｖ_q ^*の関係は、
   

   

   で表される、交流電動機の駆動制御装置。
3. 請求項２に記載の交流電動機の駆動制御装置であって、
   非干渉制御器は、ｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*を演算する場合に、
   （Ｒ_n×ｉ_d ^**−ω×Ｌ_qn×ｉ_q ^**）または（Ｒ_n×ｉ_d ^**−ω×Ｌ_qn×ｉ_q ^**）／τ
   を演算して、当該演算した値を積分する、交流電動機の駆動制御装置。
4. 請求項１〜３のいずれか１に記載の交流電動機の駆動制御装置であって、
   電流制御器は、
   ｄ軸電流指令値とｄ軸電流検出値との偏差をフィードバック補償して出力するｄ軸電流フィードバック補償器と、
   ｄ軸電流フィードバック補償器の出力値とｄ軸電流検出値との差分を演算して前記ｄ軸電流追従指令値として出力するｄ軸差分器と、
   ｑ軸電流指令値とｑ軸電流検出値との偏差をフィードバック補償して出力するｑ軸電流フィードバック補償器と、
   ｑ軸電流フィードバック補償器の出力値とｑ軸電流検出値との差分を演算して前記ｑ軸電流追従指令値として出力するｑ軸差分器と、
   を含む、交流電動機の駆動制御装置。
5. 請求項４に記載の交流電動機の駆動制御装置であって、
   ｄ軸電流フィードバック補償器は、ｄ軸電流指令値とｄ軸電流検出値との偏差を比例積分補償して出力する比例積分補償器であり、
   ｑ軸電流フィードバック補償器は、ｑ軸電流指令値とｑ軸電流検出値との偏差を比例積分補償して出力する比例積分補償器である、交流電動機の駆動制御装置。
6. 請求項５に記載の交流電動機の駆動制御装置であって、
   非干渉制御器は、ｄ軸及びｑ軸電流フィードバック補償器における積分ゲインと比例ゲインとの比に等しいゲインで前記逆特性モデルを積分した伝達特性を有する、交流電動機の駆動制御装置。
7. 請求項１〜６のいずれか１に記載の交流電動機の駆動制御装置であって、
   電流制御器は、
   ｄ軸電流指令値とｄ軸電流検出値との偏差を比例補償して前記ｄ軸電流追従指令値として出力するｄ軸電流比例補償器と、
   ｑ軸電流指令値とｑ軸電流検出値との偏差を比例補償して前記ｑ軸電流追従指令値として出力するｑ軸電流比例補償器と、
   を含む、交流電動機の駆動制御装置。
8. 交流電動機のｄ軸及びｑ軸電流指令値に基づいて交流電動機のｄ軸及びｑ軸電圧指令値を演算し、当該ｄ軸及びｑ軸電圧指令値に基づいて交流電動機の駆動制御を行う交流電動機の駆動制御装置であって、
   交流電動機のｄ軸及びｑ軸電流に対するｄ軸及びｑ軸電圧の関係を表す逆特性モデルを設定されたゲインで積分した伝達特性を有する非干渉制御器であって、当該伝達特性において、交流電動機のｄ軸電流指令値とｄ軸電流検出値との偏差、及び交流電動機のｑ軸電流指令値とｑ軸電流検出値との偏差に対応するｄ軸及びｑ軸電圧指令値を演算する非干渉制御器を備える、交流電動機の駆動制御装置。
9. 請求項８に記載の交流電動機の駆動制御装置であって、
   交流電動機において、ｄ軸電流指令値をｉ_d ^*、ｄ軸電流検出値をｉ_d、ｑ軸電流指令値をｉ_q ^*、ｑ軸電流検出値をｉ_q、ｄ軸電圧指令値をｖ_d ^*、ｑ軸電圧指令値をｖ_q ^*、ｄ軸インダクタンスをＬ_dn、ｑ軸インダクタンスをＬ_qn、電機子抵抗をＲ_n、電機子鎖交磁束をΦ_n、電気角速度をωとし、ラプラス演算子をｓ、前記設定されたゲインをω_r（ω_r≠０）とすると、前記非干渉制御器の伝達特性に係る、ｄ軸電流指令値とｄ軸電流検出値との偏差（ｉ_d ^*−ｉ_d）、及びｑ軸電流指令値とｑ軸電流検出値との偏差（ｉ_q ^*−ｉ_q）に対するｄ軸及びｑ軸電圧指令値ｖ_d ^*，ｖ_q ^*の関係は、
   

   

   で表される、交流電動機の駆動制御装置。
10. 請求項９に記載の交流電動機の駆動制御装置であって、
    非干渉制御器は、ｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*を演算する場合に、
    ｛Ｒ_n×（ｉ_d ^*−ｉ_d）−ω×Ｌ_qn×（ｉ_q ^*−ｉ_q）｝
    または｛Ｒ_n×（ｉ_d ^*−ｉ_d）−ω×Ｌ_qn×（ｉ_q ^*−ｉ_q）｝×ω_r
    を演算して、当該演算した値を積分する、交流電動機の駆動制御装置。
11. 交流電動機と、請求項１〜１０のいずれか１に記載の交流電動機の駆動制御装置と、を備える車両。

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