JP4937782B2

JP4937782B2 - レーダ装置

Info

Publication number: JP4937782B2
Application number: JP2007037835A
Authority: JP
Inventors: 俊夫若山; 敬之稲葉; 雅三本
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2007-02-19
Filing date: 2007-02-19
Publication date: 2012-05-23
Anticipated expiration: 2027-02-19
Also published as: JP2008203029A; DE102007049998A1

Description

この発明はレーダ装置に関し、特に、外部に存在している目標物を検知し、それに関する情報を得るためのレーダ装置に関する。

一般にレーダ装置は、電磁波を空間に放射し、目標（物体）で反射された反射信号を受信し、信号処理を施すことにより目標に関する情報を得る。

レーダと目標の間の距離を計測する場合、送信波に何がしかの変調を施すことにより、目標の距離情報を得ることが多い。例えば、ＦＭＣＷ（Frequency Modulation Continuous Wave）方式あるいはＦＭＩＣＷ（Frequency Modulation Interrupted Continuous Wave）方式のレーダの場合、送信周波数が時間とともに直線的に変化するような周波数変調を送信波に施すことにより、目標の距離と相対速度を計測するようなレーダ方式が知られている（例えば、非特許文献１参照）。

ＦＭＣＷレーダでは、目標により反射して得られた受信波は、レーダと目標の間を電波が往復する間の伝搬遅延量だけ、周波数変調パタンが送信波とずれる。そこで、送信波と受信波を混合することにより、送信波と受信波の差の周波数（ビート周波数）を持つ受信信号（ビート信号）が得られる。ビート周波数は目標の距離によって決まるため、ビート信号を周波数解析することによってビート周波数を算出すれば、目標の距離を知ることができる。実際には、ビート信号は距離の他に、目標の視線方向速度（ドップラー速度）にも依存する。そこで、送信周波数が時間とともに増加する周波数変調（アップチャープ変調）による観測と、送信周波数が時間とともに減少する周波数変調（ダウンチャープ変調）による観測を行い、それぞれの観測で得られたビート周波数を組み合わせることにより、目標の距離とドップラー周波数を算出することができる。

ビート信号の周波数解析の方法としては、フーリエ変換の手法を用いることが多い。フーリエ変換には、ビート周波数を算出するという機能のほかに、コヒーレント積分により信号対雑音比（ＳＮ比）を向上させるという効果がある。ビート信号の時系列からＮ点をサンプルし、Ｎ点離散フーリエ変換を行うと、ＳＮ比はＮ倍となる。

M.I.Skolnik, "Introduction to Radar Systems", Third Edition, p.195-p.197,McGraw-Hill, 2001

ＦＭＣＷレーダやＦＭＩＣＷレーダのように、周波数変調により距離計測を行うレーダでは、周波数解析処理、すなわち、フーリエ変換を施す信号の時間長は、１回の周波数変調の時間長、例えば、アップチャープ変調であれば、送信周波数が最低値から最高値になるまでの時間長とほぼ等しいものとなる。

近距離の目標を観測するのに十分なＳＮ比が得られるだけの周波数変調の時間単位を設定しても、遠距離では十分なＳＮ比を得ることができず、検出確率や誤警報確率で定義される検出性能を満たすことができないことがありうるという問題点があった。

逆に、遠距離に合わせて周波数変調の時間単位を設定すると、近距離では必要以上の時間周期で周波数変調が行われることになる。例えば、障害物を監視するレーダの場合、近距離の障害物は高い時間分解能で計測することが望まれるが、遠距離の検出性能を優先すると、近距離の時間分解能を十分に確保することができないという問題点があった。

この発明はかかる問題点を解決するためになされたもので、近距離および遠距離の両方の目標検出性能の向上を図ることが可能なレーダ装置を得ることを目的とする。

この発明は、空間に波動を放射するとともに、前記空間内に存在する物体によって反射散乱される波動を受信し、受信した波動に信号処理を施すことにより前記物体の計測を行うレーダ装置であって、空間に前記波動を放射する送信アンテナと、前記物体で反射散乱された前記波動を空間から入力する受信アンテナと、前記受信アンテナから入力した受信波を検波することにより受信信号を生成する受信部と、所定の時間範囲の受信信号を取り出し、その受信信号にフーリエ変換を施すことにより、受信信号フーリエ変換を算出するフーリエ変換部と、複数の時間範囲で算出された前記受信信号フーリエ変換について、同一周波数毎に積分を行う積分処理部とを備え、前記送信アンテナから空間に放射される前記波動は、一定の時間区間内で直線的に周波数変調されており、かつ、前記フーリエ変換部がフーリエ変換を施す対象となる受信信号を取り出す前記所定の時間範囲が、周波数変調の時間区間とほぼ等しく、前記積分処理部が、目標の相対速度と周波数変調開始時刻差に比例する量の位相を補正した後に、受信信号フーリエ変換を積分するレーダ装置である。

この発明は、空間に波動を放射するとともに、前記空間内に存在する物体によって反射散乱される波動を受信し、受信した波動に信号処理を施すことにより前記物体の計測を行うレーダ装置であって、空間に前記波動を放射する送信アンテナと、前記物体で反射散乱された前記波動を空間から入力する受信アンテナと、前記受信アンテナから入力した受信波を検波することにより受信信号を生成する受信部と、所定の時間範囲の受信信号を取り出し、その受信信号にフーリエ変換を施すことにより、受信信号フーリエ変換を算出するフーリエ変換部と、複数の時間範囲で算出された前記受信信号フーリエ変換について、同一周波数毎に積分を行う積分処理部とを備え、前記送信アンテナから空間に放射される前記波動は、一定の時間区間内で直線的に周波数変調されており、かつ、前記フーリエ変換部がフーリエ変換を施す対象となる受信信号を取り出す前記所定の時間範囲が、周波数変調の時間区間とほぼ等しく、前記積分処理部が、目標の相対速度と周波数変調開始時刻差に比例する量の位相を補正した後に、受信信号フーリエ変換を積分するレーダ装置であるので、受信信号のＳＮ比が十分高い近距離では短い周期で検出処理を繰り返し、受信信号のＳＮ比が十分高くない遠距離においても、長い時間範囲で積分処理を行うことができるので、近距離および遠距離の両方の目標検出性能の向上を図ることが可能である。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１に係るレーダ装置の構成を表すブロック図である。図１において、００１は送信波を生成する発振器、００２は送信波を分割する分配器、００３は送信波を空間へ放射する送信空中線、００４は空間から受信波を取り込む受信空中線、００５は送信波と受信波を混合することにより、ビート信号を生成するミキサ、００６はビート信号にフーリエ変換を施すフーリエ変換部、００７はビート信号フーリエ変換の電力を算出することによりパワースペクトルを得る電力算出部、００８はパワースペクトルからスペクトルピークを検出する第一検出部、００９は第一検出部００８で検出された信号を蓄積する第一検出信号蓄積部、０１０は第一検出信号蓄積部００９に蓄積された信号から測距測速度を行う第一検出測距測速度部、０１１は掃引間の位相ずれの補償量を算出する位相補償量算出部、０１２は位相補償量算出部０１１で算出された位相補償量を用いて、第一検出信号蓄積部００９に蓄積された信号の位相に補正を施す位相補償部、０１３は掃引間でコヒーレント積分を行う掃引間積分部、０１４は掃引間積分後の信号に対して検出処理を行う第二検出部である。なお、ミキサ００５は受信部を構成するものである。

次に、この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の動作について説明する。
発振器００１は送信波を発生させる。ＦＭＣＷ方式あるいはＦＭＩＣＷ方式の場合、発振周波数が時間とともに直線的に変化するように制御される。送信波は分配器００２を経由して送信空中線００３へと入力される。送信空中線００３は送信波を空間へと放射する。放射された送信波は空間中に存在する物体（目標物）で反射される。送信波を反射させたこの物体を、以後、反射物体と呼ぶことにする。受信空中線００４は反射物体からの反射波を空間から入力し、受信波としてミキサ００５へと入力する。なお、発振器００１で発生させた送信波の一部が、分配器００２を経由して、ミキサ００５にも入力される。

ミキサ００５では、受信空中線００４に入力された受信波と分配器００２からの送信波とを混合し、両者の差の周波数を持つビート信号を生成する。ビート信号は反射物体の相対距離と相対速度によって定まる周波数（ビート周波数）を持つ信号である。フーリエ変換部００６ではこのビート信号にフーリエ変換を施す。フーリエ変換後の信号の振幅をとって得られる振幅スペクトルは、ビート周波数にピークを持つ。

ここで、ビート信号を数式により説明する。なお、送信空中線００３は、次式（１）で表される送信周波数ｆ（ｔ）を持つ送信波を送信するものとする。

このとき、当該送信波の角周波数は次式（２）で表される。

また、当該送信波の位相は次式（３）で表される。

ここで、Ｃは積分定数であり、送信波の初期位相を表す項である。送信波ｓ_Ｔ（ｔ）は次式（４）で表される。

目標の相対距離がｒ、光速がｃであるとすると、受信波ｓ_Ｒ（ｔ）は送信波ｓ_Ｔ（ｔ）を時間２ｒ／ｃだけ遅延させたものに比例する。したがって、受信波ｓ_Ｒ（ｔ）は次式（５）で表される。

ただし、γは目標の複素反射率に距離減衰率を乗じたものである。ミキサ００５で、受信波ｓ_Ｒ（ｔ）に送信波ｓ_Ｔ（ｔ）を混合することにより、次式（６）で表される受信信号を得る。

右辺の指数部分の位相をΦ_ｍ（ｔ）と置くと、受信信号の位相回転数は次式（７）で表される。

また、相対速度ｖで運動する目標の距離が次式（８）で表されるとする。

ただし、相対速度は接近を正としている。ここで、式（７）に式（８）を代入すると、次式（９）が得られる。

今、ｌ番目の周波数掃引を開始する時刻をｔ_０，ｌとする。各周波数掃引において、掃引開始送信周波数がα_ｌであるとする。このとき、ｌ番目の周波数掃引における送信周波数ｆ_ｌ（ｔ）は次式（１０）で表される。

各周波数掃引において、掃引開始からｔ_ｓ後に特定のレンジゲートのサンプルを行うとする。式（９）にｔ＝ｔ_０，ｌ＋ｔ_ｓおよびα＝α_ｌ−βｔ_０，ｌを代入すると、次式（１１）が得られる。

式（１１）の右辺のうち、ｔ_ｓの項の係数はビート信号の周波数を表すものである。また、定数項は初期位相を２πで除したものである。初期位相をΦ_ｍ０，ｌとすると、次式（１２）、（１３）が成り立つ。

式（１３）の第一項は、掃引開始時刻の相違を表す項である。第二項は掃引開始送信周波数による初期位相の変化を表すものである。第一掃引の開始時刻を基準時刻とみなし、ｔ_０，１＝０とする。Δα_ｌ＝α_ｌ−α_１とすると、第一掃引の初期位相を基準とする位相は次式（１４）のようになる。

ここで、式（１４）の第２項の絶対値が十分小さいとする。すなわち、次式（１５）が成り立つとする。

これを変形すると次式（１６）となる。

式（１６）の条件が成り立つとき、上式（１４）は次のようになる。

従って、各掃引毎に検出された信号に対して、式（１７）から算出される位相を補償すれば、各掃引で検出された信号の位相が揃うため、コヒーレント積分が可能になる。ただし、式（１７）の位相を算出するには、目標の相対速度ｖが既知である必要がある。

電力算出部００７は、フーリエ変換部００６で得られたビート信号のフーリエ変換の電力を計算することにより、ビート信号のパワースペクトルを得る。第一検出部００８では、パワースペクトルに対してピーク検出処理を行う。ここでの検出処理は、暫定的な検出処理として行われるものであり、後述のように、信号処理後段で再度検出処理を行うことになる。第一検出部００８では、パワースペクトル内に存在するピークのうち、電力値が予め設定したしきい値を超える場合に、信号が検出されたとみなし、そのピークが存在するビート周波数の値（ピーク周波数）を抽出する。

なお、第一検出部００８におけるピーク検出処理は、掃引間積分を行う前の信号に対する検出処理となる。そのため、検出対象となる信号のＳＮ比が十分高くない可能性がある。よって、第一検出部００８のピーク検出処理では、低いＳＮ比の信号でも検出されるように、低いしきい値を用いる。これにより、誤警報確率が増えることになるが、後段の検出処理によってこのような誤警報を除去することになる。検出処理により抽出されたピーク周波数は、第一検出信号蓄積部００９へと入力される。

第一検出信号蓄積部００９はビート信号フーリエ変換も入力する。第一検出信号蓄積部００９は、ビート信号フーリエ変換のうち、第一検出部００８から入力したピーク周波数に対応する成分（複素振幅値）を抽出する。第一検出測距測速度部０１０では、抽出した複素振幅値はピーク周波数値と組み合わせて、第一検出信号として蓄積する。

第一検出信号は、複数のアップチャープによる観測と複数のダウンチャープの観測とで蓄積される。

アップチャープ観測で得られたピーク周波数とダウンチャープ観測で得られたピーク周波数を組み合わせることにより、目標となる反射物体の相対距離と相対速度を算出する。この算出方法としては、従来から知られているものを用いれば良い。

なお、第一検出信号は複数の掃引で得られる。そこで、所定回数以上のアップチャープ観測において第一検出されたピーク周波数と、所定回数以上のダウンチャープ観測において第一検出されたピーク周波数のみを用いて、測距測速度処理を行うことが考えられる。このような処理は、第一検出部００８のしきい値を低く設定したことにより生じた誤警報を低減する効果がある。あるいは、アップチャープ観測またはダウンチャープ観測毎に、同一ピーク周波数で検出された結果を積分することも考えられる。この場合、各掃引毎に第一検出信号の位相がばらついていることから、コヒーレントな積分処理はこの時点で不可能である。そこで、振幅または電力の積分、すなわち、インコヒーレント積分を行い、積分後の電力が設定したしきい値以上である場合のみ、測距測速度処理に用いることとする。

位相補償量算出部０１１は、第一検出測距測速度部０１０から相対速度を入力し、式（１７）を用いて位相補償量を算出する。位相補償部０１２では、第一検出信号蓄積部００９に蓄積された第一検出信号を入力し、位相補償量算出部０１１で算出された位相補償量を用いて位相補償を行う。掃引間積分部０１３では、位相補償後の第一検出信号をコヒーレントに積分する。第二検出部０１４では、掃引間積分後の信号を入力し、検出処理を行う。具体的には、入力した信号の電力が予め設定したしきい値を超える場合に、信号が検出されたと判定する。第二検出部０１４に入力される信号は、掃引間積分後の信号であることから、ＳＮ比は十分得られていると見なせる。そのため、第二検出部０１４で用いるしきい値は、誤警報確率が十分小さくなるように設定すれば良い。

なお、この発明はＦＭＣＷレーダやＦＭＩＣＷレーダのように、周波数変調を行うレーダに特に有効なものであるが、パルス変調のみを行う通常のパルスレーダにも、式（１７）は成立するため、同様のコヒーレント積分処理を適用することが可能である。

以上のように、本実施の形態によれば、空間に波動を放射するとともに、外部に存在する物体で反射散乱された波動を受信し、受信した波動に信号処理を施すことにより物体の計測を行うレーダ装置であって、空間に波動を放射する送信アンテナと、物体で反射散乱された波動を空間から入力する受信アンテナと、受信アンテナから入力した受信波を検波することにより受信信号を生成する受信部と、所定の時間範囲の受信信号を取り出し、その受信信号にフーリエ変換を施すことにより、受信信号フーリエ変換を算出するフーリエ変換部と、複数の時間範囲で算出された受信信号フーリエ変換について、同一周波数毎に積分を行う積分処理部とを備えているので、受信信号のＳＮ比が十分高い近距離では短い周期で検出処理を繰り返し、受信信号のＳＮ比が十分高くない遠距離においても、長い時間範囲で積分処理を行うことにより、近距離および遠距離の両方の目標検出性能の向上を図ることが可能である。

実施の形態２．
以上の実施の形態１では、目標の相対速度と掃引開始時刻差に比例する位相ずれを補償することにより、コヒーレント積分を行うものであった。この場合、目標の相対速度を算出するために、仮検出（第一検出）を行う必要があった。次に、第一検出処理を行わずに位相補正を行うような実施の形態を示す。

図２は、本実施の形態２に係るレーダ装置の構成を表すブロック図である。図２において、０１５はフーリエ変換蓄積部、０１６は掃引間フーリエ変換部、０１７は検出部である。なお、図１と同一の構成については同一符号を付して示し、ここではその説明を省略する。

次に、本実施の形態２に係るレーダ装置の動作を説明する。発振器００１で送信波を生成してから、フーリエ変換部００６でビート信号にフーリエ変換を施すまでの動作は、前述の実施の形態１と同じである。フーリエ変換蓄積部０１５では、フーリエ変換部００６で算出されたビート信号フーリエ変換を所定掃引回数分だけ蓄積する。掃引間フーリエ変換部０１６は、ビート信号フーリエ変換に対して、掃引方向にフーリエ変換を施す。掃引方向のフーリエ変換とは次のようなものである。アップチャープ観測のビート信号フーリエ変換において、同一ビート周波数の信号を抽出し、掃引順に並べた信号列にフーリエ変換を施す。フーリエ変換後の信号列の軸を、ここでは仮に掃引方向周波数と呼ぶことにする。この処理を全ビート周波数で実施する。処理後に得られる信号は、ビート周波数軸と掃引方向周波数軸の２次元で定義されたものとなる。

なお、複数掃引の信号に対してフーリエ変換を行うことは、様々な相対速度ｖを仮定したコヒーレント積分を行い、いずれかの相対速度で高いＳＮ比の積分結果を得ることを意味する。

検出部０１７では、掃引間積分後の信号を入力し、検出処理を行う。具体的には、入力した信号の電力が予め設定したしきい値を超える場合に、信号が検出されたと判定する。検出部０１７に入力される信号は、掃引間積分後の信号であることから、ＳＮ比は十分得られていると見なせる。そのため、検出部０１７で用いるしきい値は、誤警報確率が十分小さくなるように設定すれば良い。

検出結果として出力するものは、ピーク検出されたビート周波数となる。

本実施の形態２によれば、第一検出処理を行わずに掃引間の積分を行うことができるため、簡易な信号処理構成で遠距離の検出性能を向上させることができる。

実施の形態３．
以上の実施の形態では、掃引開始時の送信周波数の掃引間変動が無視できる場合の実施の形態であった。次に、掃引開始時の送信周波数の掃引間変動が無視できない場合に、この影響による位相ずれを補償する実施の形態を示す。なお、図４は掃引開始送信周波数が変動する様子を模式的に示したものである。掃引１に比べて、掃引ｌでは掃引開始時の送信周波数がΔα_ｌだけずれている。

図３は、本実施の形態３に係るレーダ装置の構成を表すブロック図である。図３において、０１８は掃引開始送信周波数推定部である。なお、図１と同一の構成については同一符号を付して示し、ここではその説明を省略する。

次に、本実施の形態３に係るレーダ装置の動作を説明する。発振器００１で送信波を生成してから、第一検出信号蓄積部００９にて第一検出した信号を蓄積し、第一検出測距測速度部０１０で測距および測速度を行うまでの動作は、前述の実施の形態１と同じである。掃引開始送信周波数推定部０１８では、以下に示す方法により、掃引開始送信周波数の変動量を推定する。

第一検出信号蓄積部００９に蓄積された信号の中に、高ＳＮ比目標１と高ＳＮ比目標２が検出されたとする。これら２つの高ＳＮ比目標について、式（１４）を、それぞれ、次式（１４−１）、（１４−２）のように表すこととする。なお、これらの式において、初期位相を表す添字０は省略している。

ただし、ｒ_１，ｒ_２はそれぞれの高ＳＮ比目標の距離、ｖ_１，ｖ_２はそれぞれの高ＳＮ比目標の速度である。この式（１４）を行列およびベクトルで表すと、次式のようになる。

この連立１次方程式を解くことにより、ｖ_１，ｖ_２，Δα_２，Δα_３，Δα_３が得られる。なお、速度を未知数としている理由は、掃引間積分に用いる信号の観測時間が、掃引間積分を行わない場合よりも長くなるため、観測時間ｔ_ｌに比例する位相補正項（式（１４−１）および式（１４−２）の右辺第１項）の係数の精度が、コヒーレント積分に必要となるためである。

以上により得られたΔα_ｌは、高ＳＮ比目標から算出したものである。しかし、これらの値はレーダ装置ハードウェアの特性を表すものであり、目標には依存しないものである。そこで、これらのΔα_ｌを用いれば、他の目標についての位相補償も可能となる。すなわち、位相補償量算出部０１１では、掃引開始送信周波数推定部０１８で算出されたΔα_ｌと第一検出測距測速度部０１０で推定された距離により、式（１４）右辺第二項の位相量を算出することができる。また、式（１４）右辺第一項の位相項については、実施の形態１と同様に、第一検出測距測速度部０１０で得られた速度を用いて位相補償量を算出することができる。

位相補償部０１２は、位相補償量算出部０１１で算出された位相補償量を用いて、第一検出信号蓄積部００９の信号に位相補償を施す。これより後段の処理、すなわち掃引間積分部０１３と第二検出部０１４による処理については、実施の形態１と同様の動作となる。

なお、以上では、２つの高ＳＮ比目標からΔα_ｌを算出する方法を説明したが、高ＳＮ比目標が３つ以上ある場合は、３つ以上の高ＳＮ比目標の受信信号からΔα_ｌを算出しても良い。一つの方法としては、２つの高ＳＮ比目標の組み合わせを複数とおりに設定し、それぞれの組み合わせで算出したΔα_ｌを平均して、最終推定結果とする方法がある。あるいは、３つ以上の高ＳＮ比目標に対して得られる式（１４）の関係を組み合わせて、最小二乗法によりΔα_ｌを算出する方法もある。いずれにしても、推定に用いる受信信号数が増えるため、Δα_ｌの推定精度を向上させることができる。

以上のように、本実施の形態３によれば、レーダ装置の安定度が十分高くなく、掃引開始時の送信周波数の掃引間変動が無視できない場合にも、掃引間コヒーレント積分による検出性能向上を実現することができる。

実施の形態４．
前述の実施の形態３は、掃引開始時の送信周波数の掃引間変動が無視できない場合に、この影響による位相ずれを補償する実施の形態であった。同様に、掃引開始時の送信周波数の掃引間変動による位相ずれを補償する別の実施の形態を次に示す。

図５は本実施の形態４に係るレーダ装置の構成を表すブロック図である。この図の符号は全て前述のものと同じであるため、ここでは詳細な説明は省略する。ただし、図３と図５との構成の違いは、図５においては、図３の掃引間積分部０１３の代わりに、掃引間フーリエ変換部０１６が設けられている点である。

次に、本実施の形態４に係るレーダ装置の動作を説明する。発振器００１で送信波を生成してから、第一検出信号蓄積部００９にて第一検出した信号を蓄積し、第一検出測距測速度部０１０で測距および測速度を行うとともに、掃引開始送信周波数推定部０１８で掃引開始送信周波数の変動量を算出するまでの動作は、前述の実施の形態３と同じである。また、位相補償量算出部０１１にて、上記の式（１４）右辺第二項の位相量を算出することも、実施の形態３と同じである。ただし、式（１４）右辺第一項の位相量は特に算出せず、位相補償部０１２の位相補償も式（１４）右辺第二項についてのみ行う。

位相補償部０１２で位相補償後の信号は掃引間フーリエ変換部０１６により掃引間のフーリエ変換処理が施される。この処理は実施の形態２における掃引間フーリエ変換部０１６の動作とほぼ同じ処理である。ただし、実施の形態２では全ビート周波数成分について掃引間フーリエ変換処理を行っていたが、本実施の形態では、第一検出部００８により第一検出処理を行っているため、第一検出部００８の検出処理により抽出されたビート周波数成分のみに対して、掃引間フーリエ変換処理が行われる。第二検出部０１４では、ビート周波数軸と掃引方向周波数軸の２次元で定義された信号に対して、検出処理を行う。

以上のように、本実施の形態４によれば、前述の実施の形態３と同様に、レーダ装置の安定度が十分高くなく、掃引開始時の送信周波数の掃引間変動が無視できない場合にも、掃引間コヒーレント積分による検出性能向上を実現することができる。

実施の形態５．
前述の実施の形態３および４は、掃引開始時の送信周波数の掃引間変動が無視できない場合に、この影響による位相ずれを補償する実施の形態であった。具体的には、掃引開始時の送信周波数の掃引間変動量を算出し、位相補償量を推定するものであった。その推定において、高ＳＮ比目標の距離は第一検出測距測速度部０１０で算出した結果を利用するようにしていた。本実施の形態５では、高ＳＮ比目標の距離を、第一検出測距測速度部０１０の処理結果を用いずに、掃引開始時の送信周波数の掃引間変動量と合わせて推定する例を示す。

図６は本実施の形態５のレーダ装置の構成を表すブロック図である。図６の符号は全て前述のものと同じである。図６は図５とほとんど同じ構成であるが、図６においては、第一検出測距測速度部０１０の出力が掃引開始送信周波数推定部０１８には入力されていない点のみが、図５と異なっている。

次に、本実施の形態５に係るレーダ装置の動作を説明する。今、高ＳＮ比目標が３つ検出されたとする。これら３つの高ＳＮ比目標について、式（１４）を次のように表すこととする。

これらの式において、未知数はｖ１，ｖ２，ｖ３，ｒ１，ｒ２，ｒ３，Δα_２，Δα_３，Δα_３の９個である。それに対して観測値はΔΦ_１，ｌ，ΔΦ_２，ｌ，ΔΦ_３，ｌ（ｌ＝１，２，３）の計９個である。未知数と観測値の数が等しいため、この連立方程式を解くことにより、Δα_ｌを推定することが可能となる。

高ＳＮ比目標数がＮとすると、未知数は２Ｎ＋３、観測値数が３Ｎとなり、Ｎが３以上であれば、観測値数が未知数を超えるため、未知数の推定が可能となる。なお、ここでの連立方程式には、距離とΔα_ｌの積が含まれるため、非線形方程式となっている。よって、非線形最適化の手法により未知数を推定する。非線形最適化の手法については、一般的に知られているものを用いれば良い。他の部分の処理は実施の形態４と同様の動作となる。

なお、本実施の形態は、実施の形態４の掃引開始送信周波数推定部０１８の動作を変えたものであるが、実施の形態３の構成において、掃引開始送信周波数推定部０１８を本実施の形態のものに入れ替える構成とすることもできる。

以上のように、本実施の形態５によれば、前述の実施の形態３と同様に、レーダ装置の安定度が十分高くなく、掃引開始時の送信周波数の掃引間変動が無視できない場合にも、掃引間コヒーレント積分による検出性能向上を実現することができる。

この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の構成を表すブロック図である。この発明の実施の形態２に係るレーダ装置の構成を表すブロック図である。この発明の実施の形態３に係るレーダ装置の構成を表すブロック図である。掃引開始送信周波数の変動について説明する図である。この発明の実施の形態４に係るレーダ装置の構成を表すブロック図である。この発明の実施の形態５に係るレーダ装置の構成を表すブロック図である。

符号の説明

００１発振器、００２分配器、００３送信空中線、００４受信空中線、００５ミキサ、００６フーリエ変換部、００７電力算出部、００８第一検出部、００９第一検出信号蓄積部、０１０第一検出測距測速度部、０１１位相補償量算出部、０１２位相補償部、０１３掃引間積分部、０１４第二検出部、０１５フーリエ変換蓄積部、０１６掃引間フーリエ変換部、０１７検出部、０１８掃引開始送信周波数推定部。

Claims

空間に波動を放射するとともに、前記空間内に存在する物体によって反射散乱される波動を受信し、受信した波動に信号処理を施すことにより前記物体の計測を行うレーダ装置であって、
空間に前記波動を放射する送信アンテナと、
前記物体で反射散乱された前記波動を空間から入力する受信アンテナと、
前記受信アンテナから入力した受信波を検波することにより受信信号を生成する受信部と、
所定の時間範囲の受信信号を取り出し、その受信信号にフーリエ変換を施すことにより、受信信号フーリエ変換を算出するフーリエ変換部と、
複数の時間範囲で算出された前記受信信号フーリエ変換について、同一周波数毎に積分を行う積分処理部と
を備え、
前記送信アンテナから空間に放射される前記波動は、一定の時間区間内で直線的に周波数変調されており、かつ、前記フーリエ変換部がフーリエ変換を施す対象となる受信信号を取り出す前記所定の時間範囲が、周波数変調の時間区間とほぼ等しく、
前記積分処理部が、目標の相対速度と周波数変調開始時刻差に比例する量の位相を補正した後に、受信信号フーリエ変換を積分する
ことを特徴とするレーダ装置。
空間に波動を放射するとともに、前記空間内に存在する物体によって反射散乱される波動を受信し、受信した波動に信号処理を施すことにより前記物体の計測を行うレーダ装置であって、
空間に前記波動を放射する送信アンテナと、
前記物体で反射散乱された前記波動を空間から入力する受信アンテナと、
前記受信アンテナから入力した受信波を検波することにより受信信号を生成する受信部と、
所定の時間範囲の受信信号を取り出し、その受信信号にフーリエ変換を施すことにより、受信信号フーリエ変換を算出するフーリエ変換部と、
複数の時間範囲で算出された前記受信信号フーリエ変換について、同一周波数毎に積分を行う積分処理部と
を備え、
前記送信アンテナから空間に放射される前記波動は、一定の時間区間内で直線的に周波数変調されており、かつ、前記フーリエ変換部がフーリエ変換を施す対象となる受信信号を取り出す前記所定の時間範囲が、周波数変調の時間区間とほぼ等しく、
前記積分処理部が、目標の相対距離と周波数変調開始時の送信周波数の変化量に比例する量の位相を補正した後に、受信信号フーリエ変換を積分する
ことを特徴とするレーダ装置。
前記積分処理部が、前記積分として、信号の位相を残したままで加算処理することを特徴とする請求項１または２記載のレーダ装置。
前記積分処理部が、前記積分として、信号の振幅または電力を加算処理することを特徴とする請求項１または２記載のレーダ装置。
前記周波数変調は、送信周波数が時刻とともに直線的に高くなる区間と、時刻とともに直線的に低くなる区間の２種類の区間で行われ、
それぞれの区間における前記フーリエ変換部の出力信号を組み合わせることにより、前記物体の相対速度を算出する周波数変調速度算出部をさらに備え、
前記周波数変調速度算出部で算出された目標の相対速度を用いて位相補正の量を算出することを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
前記周波数変調は、送信周波数が時刻とともに直線的に高くなる区間と、時刻とともに直線的に低くなる区間の２種類の区間で行われ、
それぞれの区間における前記フーリエ変換部の出力信号を組み合わせることにより、前記物体の相対距離を算出する周波数変調距離算出部をさらに備え、
前記周波数変調距離算出部で算出された相対距離を用いて位相補正の量を算出することを特徴とする請求項２記載のレーダ装置。