JP4909968B2 - 電磁誘導加熱装置 - Google Patents

Description

本発明は、異なる材質の被加熱物に対し所望の電力を供給して誘導加熱を行うインバータ方式の電磁誘導加熱装置に関するものである。

近年、火を使わずに鍋などの被加熱物を加熱するインバータ方式の電磁誘導加熱装置が広く用いられるようになってきている。電磁誘導加熱装置は、加熱コイルに高周波電流を流し、コイルに近接して配置された金属製の被加熱物に渦電流を発生させ、被加熱物自体の電気抵抗により発熱させる。一般に、被加熱物が磁性体で固有抵抗が大きい鉄は加熱し易く、非磁性体で低抵抗の銅やアルミなどは加熱し難い。

このような問題を解決する従来例として、特許文献１に開示されるように、複数の加熱コイルに印加する電流の位相を、鍋等の被加熱物の材質によって逆位相，同位相として加熱コイル間の相互インダクタンスを利用し、被加熱物の材質の相違に係わらず同程度に加熱可能とする方法がある。

しかしながら、非磁性体のアルミ鍋では、調理物を含めた重量が軽い場合に大きな加熱電力を投入しようとすると、鍋と加熱コイル間に生じる反発力が大きくなり、鍋が浮いたり，移動したりするという現象が発生する。

このような課題に対して、特許文献２に開示されるように、鍋の浮上を検出した場合には、加熱電力を低減させる方法や、特許文献３も開示されるように、鍋と加熱コイルの間に非磁性金属板を配置し、非磁性金属板を加熱するとともに鍋と加熱コイル間に発生する反発力を低減し、鍋浮きを抑制する方法がある。

特開２００７−１２４８２号公報 特開２００４−１６５１２７号公報 特開２００４−２７３３０１号公報

特許文献１においては、被加熱物が磁性の場合は加熱コイルに印加する電流の位相を逆位相として加熱コイルに電流を流れやすくし、被加熱物が非磁性の場合は同位相として加熱コイルに流れる電流を抑制して、被加熱物の相違に拘わらず加熱コイルに流れる電流値を同程度とするものであるから、被加熱物とコイル間に発生する反発力を抑制することには寄与しない。

特許文献２においては、調理に必要な加熱電力が得られない恐れがある。例えば、軽量な鍋やフライパンでは、反発力に対して容易に浮上し、しかも、内容物が偏在しているときはバランスを崩して天板上を移動する恐れがある。これを防止するために浮上を検出して火力を落とすために、調理に十分な火力が得られない場合や、煮炊きができない場合が生じる。

特許文献３においては、被加熱物に発生する反発力は低減されるものの、非磁性金属板が加熱されてガラス面を熱することによって、煮こぼれの焼き付きの発生や、調理終了後のガラス面が高温のために火傷をする恐れがある。

本発明は、上記の課題に対処し、異なる材質の被加熱物に対し所望の電力を効率良く供給するとともに、特にアルミなどの非磁性の被加熱物に働く浮力を低減することができるインバータ方式の電磁誘導加熱装置を提供することである。

本発明の望ましい実施態様においては、２個の主スイッチング素子の直列体である第１，第２の上下アームを有し、直流電圧を直流／交流変換して被加熱物を誘導加熱する加熱コイルに交流電圧を供給するインバータとを備えた電磁誘導加熱装置において、第１の上下アームのスイッチング素子を駆動することによって、ハーフブリッジ方式インバータとして動作させる第１のインバータ制御手段と、第２の上下アームのスイッチング素子を駆動することによって、ハーフブリッジ方式インバータとして動作させる第２のインバータ制御手段と、第１，第２の上下アームのスイッチング素子を駆動することによって、インバータをフルブリッジ方式インバータとして動作させる第３のインバータ制御手段と、第１の上下アームを含んで構成される前記ハーフブリッジ方式インバータの出力端子間に、第１の加熱コイルと第１の共振コンデンサから構成される第１の共振負荷回路を接続し、第２の上下アームを含んで構成される前記ハーフブリッジ方式インバータの出力端子間に、第２の加熱コイルと第２の共振コンデンサから構成される第２の共振負荷回路を接続し、第１，第２の上下アームによって構成されるフルブリッジ方式インバータの出力端子間に、第１，第２の共振負荷回路の少なくとも一部と第３の共振コンデンサから構成される第３の共振負荷回路を接続し、この第３の共振負荷回路をスイッチ手段によりインバータから接離すること特徴とする。

ここで、ハーフブリッジ方式インバータとは、基本的に、第１の上下アームのスイッチング素子をオン／オフ駆動することによって、負荷に交流を供給するインバータであることを意味する。

本発明の望ましい実施態様においては、前記第１，第２の加熱コイルは、略同一平面上に配置され、前記加熱コイル相互間の磁気的結合を抑制する磁気結合抑制手段を備え、前記第１，第２の加熱コイルの電流位相差がπ／２となるように前記第１，第２の上下アームとを駆動する駆動手段を備える。

本発明の望ましい実施態様によれば、負荷変動の大きな条件においても最適なインバータ電圧，駆動周波数，コイル電流に設定でき負荷に所望の電力を効率良く供給することができる。また、２つの加熱コイルの電流に位相差を与えることにより、特にアルミなどの非磁性の被加熱物に働く浮力を低減することができる。

本発明のその他の目的と特徴は、以下に述べる実施形態の中で明らかにする。

以下に、図面を参照して、本発明の望ましい実施形態を説明する。

図１は実施例１の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。本実施例は直流電力を交流電力に変換する構成であり、加熱コイルに高周波の交流電流を流し金属性の被加熱物を電磁誘導によって加熱する回路構成を示している。被加熱物は図示しないが加熱コイル１１，１４と磁気結合し被加熱物に電力が供給される。図１において、直流電源１の正電極と負電極間には、パワー半導体スイッチング素子５ａと５ｂが直列に接続された第１の上下アーム３と、５ｃと５ｄが直列に接続された第２の上下アーム４が接続されている。スイッチング素子５ａから５ｄにはそれぞれダイオード６ａから６ｄが逆方向に並列接続されており、また、スイッチング素子５ａから５ｄにはそれぞれスナバコンデンサ７ａから７ｄが並列に接続されている。スナバコンデンサ７ａ，７ｂは、スイッチング素子５ａ又は５ｂのターンオフ時の遮断電流によって充電あるいは放電され、両スイッチング素子に印加される電圧の変化が低減することによりターンオフ損失を抑制する。同様に、スナバコンデンサ７ｃ，７ｄも、スイッチング素子５ｃ，５ｄに印加される電圧の変化を低減しターンオフ損失を抑制する。前記第１の上下アーム３の出力端子には第１の加熱コイル１１の一端が接続されており、加熱コイル１１の他端と直流電源１の負電極間には第１の共振コンデンサ１２が接続され第１の共振負荷回路５０を構成している。前記第２の上下アーム４の出力端子には第２の加熱コイル１４の一端が接続されており、加熱コイル１４の他端と直流電源１の負電極間には第２の共振コンデンサ１５が接続され第２の共振負荷回路７０を構成している。又、前記第１の加熱コイル１１の他端と前記第２の加熱コイル１４の他端には直列に接続された第３の共振コンデンサ１３とリレー２０が接続されている。このように構成したのでリレー２０をオフにすることで第３の共振コンデンサ１３を切り離すことができる。前記第１，第２の共振負荷回路５０，７０と第３の共振コンデンサ１３は第３の共振負荷回路６０を構成する。被加熱物の材質や設定火力に応じてリレー２０を切り替えることにより、第１の共振負荷回路５０，第２の共振負荷回路７０または第３の共振負荷回路６０とを選択して被加熱物を加熱することができる。

図２は前記第１，第２の加熱コイル１１，１４の平面図、図３は図２の加熱コイルにおけるａｂ間の断面斜傾図である。前記第１，第２の加熱コイル１１，１４は図２，図３に示すように、ほぼ同一平面上にそれぞれ内側と外側に同心円になるように配置されている。また、加熱コイル１１はコイル中心から放射状に配置したＵ字の磁性体５１ａ〜５１ｌの上に設けられ、加熱コイル１４も同様にＵ字の磁性体７１ａ〜７１ｌの上に配置されている。これらの磁性体は加熱コイルの内周面，下面，外周面に対向するように配置されており、コイル下面と側面方向に対する漏れ磁界を抑制し、コイル上面方向、即ち被加熱物である鍋がある方向へ磁界を誘導する働きをする磁気結合抑制手段となる。また、加熱コイル１１と１４の間で磁気的な結合を抑制するために、各々に分離独立した磁性体５１ａ〜５１ｌと７１ａ〜７１ｌを備えている。コイル間の磁気的結合を抑制するには二つのコイル間の隙間は広いほうが良いが、限られた外径寸法で各々の加熱コイルの巻数を増やし電流を低減するには、コイル間が狭くする必要がある。そこで、本実施例では、内側の磁性体５１ａ〜５１ｌを３０度の角度毎に配置し、外側の磁性体７１ａ〜７１ｌを内側の磁性体５１ａ〜５１ｌに対し１５度ずらして配置している。これにより、磁性体５１ａ〜５１ｌの外側立ち上がり部分と磁性体７１ａ〜７１ｌの内側立ち上がり部分がコイル中心からほぼ同じ距離ｒの位置となり、加熱コイル１１と加熱コイル１４の隙間を狭くし、限られたスペースにより多くの巻数を確保することができる。

図１において、加熱コイル１１，１４と被加熱物（図示せず）は磁気的に結合するため、被加熱物を加熱コイル１１，１４側からみた等価回路に変換すると、被加熱物の等価抵抗と等価インダクタンスが直列に接続された構成になる。等価抵抗及び等価インダクタンスは、被加熱物の材質によって異なり、非磁性体で低抵抗の銅やアルミの場合は等価抵抗及び等価インダクタンスのどちらも小さくなり、磁性体で高抵抗の鉄の場合はどちらも大きくなる。

本実施例では、被加熱物が銅やアルミの場合は、前記リレー２０をオフし、前記第１の上下アーム３と加熱コイル１１を含む共振負荷回路５０から構成されるＳＥＰＰ（Single Ended Push-Pull）方式のインバータで内側の加熱コイル１１に高周波電流を流し、前記第２の上下アーム４と加熱コイル１４を含む共振負荷回路７０から構成されるＳＥＰＰ方式のインバータで外側の加熱コイル１４に高周波電流を流して加熱する。ＳＥＰＰ方式はハーフブリッジ方式の一種である。前述のように、非磁性体で低抵抗の被加熱物は等価抵抗が小さく電流が流れやすいため、インバータをＳＥＰＰ方式にして共振負荷回路５０，７０に印加する電圧を下げても十分な電流を流すことができる。前記第１，第２の上下アーム３，４は、加熱コイル１１と加熱コイル１４に所定の位相差を設けて高周波電流を供給する。また、被加熱物の表皮抵抗は周波数の平方根に比例する特徴があり、銅又はアルミなどの低抵抗の被加熱物を加熱する場合には、周波数を高くすることが有効である。従って、第１，第２の上下アーム３，４を例えば約９０kHzの周波数で駆動できるように第１，第２の共振コンデンサ１２，１５の容量を設定する。

次に、前記第１，第２の加熱コイル１１，１４に流れる電流と被加熱物の渦電流損および被加熱物に働く浮力について説明する。図４は加熱コイル１１，１４に同相の電流を流した場合の渦電流損と浮力を解析した結果である。渦電流損および浮力は加熱コイルから発生した磁束の変化によって生じるため、電流の向きにかかわらず常に正となり、磁束の変化が大きい時に渦電流損，浮力ともに増加し、磁束の変化が小さい時に減少する。ここで、被加熱物の渦電流損、即ち発熱量は実効値が重要な値となるため、電流の位相には影響されないが、浮力は瞬時的な力が大きいほど被加熱物を浮上もしくは移動させることになるため、電流の位相による影響が生じる。従って、図４のように第１，第２の加熱コイルの電流位相が同相、即ち電流位相差がゼロの場合、被加熱物に働く浮力は、一つの加熱コイル電流によって発生する浮力の２倍に相当し、その値は極大となるため、使用者にとっては被加熱物が浮いた感覚を受ける。

そこで、浮力が最小となる位相差を検討する。加熱コイル１１，１４の巻数，電流をそれぞれ同一のｎ，Ｉ、電流の位相差をφとすると浮力Ｆは、以下の式１で表すことができる。

Ｆ∝｜ｎＩ sin ωｔ｜＋｜ｎＩ sin (ωｔ＋φ)｜ （式１）
式１において、Ｆが最小となるφを求めると、φはπ／２［rad］となる。図５は、加熱コイル１１，１４にπ／２［rad］の位相差を設けて電流を流した場合の渦電流損と浮力を解析した結果である。図５より、渦電流損の実効値は電流が同相の時と変わらないが、浮力については瞬時的な最大値は電流が同相の時と比較すると、低減されることが分かる。

なお、式１は、第１の加熱コイルおよび第２の加熱コイルの巻数，電流が同一であるときの浮力Ｆを示す式であるが、巻数，電流は同一でなくても良く、第１の加熱コイルの巻数をｎ_１、電流をＩ_１、第２の加熱コイルの巻数をｎ_２、電流をＩ_２したときに、
ｎ_１×Ｉ_１＝ｎ_２×Ｉ_２ （式２）
を満たすように設定すれば、浮力Ｆは、次の式３で表すことができる。

Ｆ∝｜ｎ_１Ｉ_１ sin ωｔ｜＋｜ｎ_２Ｉ_２ sin (ωｔ＋φ)｜ （式３）
式３においても、Ｆが最小となるφはπ／２［rad］であるので、φをπ／２［rad］に設定することで図５で説明したと同等の効果を得ることができる。

図６は本実施例において、加熱コイル１１，１４にπ／２［rad］の位相差を設けて電流を流す場合の第１，第２の上下アーム３，４の駆動信号を示している。図において、上下アーム３のスイッチング素子５ａ，５ｂは所定のデッドタイムを設けて相補に駆動し、同様に上下アーム４のスイッチング素子５ｃ，５ｄも相補に駆動する。上下アーム３と４にはπ／２［rad］の位相差を設けることで、加熱コイル１１，１４には図のＩ（１１），Ｉ（１４）のようにπ／２［rad］の位相差を設けることができる。

このように、本実施例では加熱コイルを２つ設け、コイル電流の位相差をπ／２［rad］に設定することで被加熱物の浮力の瞬時最大値を低減することができ、この力を受ける被加熱物の浮上を抑制できる。また、浮力によって被加熱物がバランスを崩し、移動を開始する限界値（静摩擦力の最大値）に対しても、瞬時最大値が低くなるため、被加熱物に投入される電力に対しては本発明を適用することで移動も抑制される。さらに、移動が開始した場合にあっても、浮力の瞬時最大値が低下しているために移動距離も短くなる。これらの点から、従来と同等の電力を被加熱物に投入する場合に、被加熱物の浮上や移動が抑制されるために使用者にとって使い勝手のよい電磁誘導加熱装置を提供することが出来る。また、従来と同様レベルの被加熱物の浮上や移動を許容する場合は、従来よりも高い電力を被加熱物に投入することが出来ることとなり、大火力を必要とする調理にも対応できるようになる。さらに、加熱コイルを二つに分割しているため、被加熱物に発生する渦電流損は内側と外側の２箇所に広く分布し一つのコイルよりも均一に加熱する効果もある。

本実施例において、被加熱物が鉄の場合は、前記リレー２０をオンし、前記第１及び第２の上下アーム３，４と加熱コイル１１，１４を含む第３の共振負荷回路６０から構成されるフルブリッジ方式のインバータで内側の加熱コイル１１，外側の加熱コイル１４に高周波電流を流して加熱する。前述のように、磁性体で高抵抗の被加熱物は等価抵抗が大きいため共振負荷回路には電流が流れ難い。従って、フルブリッジ方式に切り替えることによりインバータの出力電圧を２倍に高め所望の出力を得ることができる。前述の銅やアルミの場合は抵抗が小さいためインバータの周波数を約９０kHzにし表皮抵抗を高くしたが、鉄の場合は元々抵抗が大きいため、約２０kHzの周波数で前記第１，第２の上下アームを駆動する。前述のように第１，第２の共振コンデンサ１２，１５の容量は、約９０kHzの駆動周波数に合わせて設定するが、第３の共振コンデンサ１３の容量は、約２０kHzの駆動周波数に合わせて設定する。駆動周波数が大きく異なるため、第３の共振コンデンサ１３の容量は第１，第２の共振コンデンサ１２，１５より十分に大きい値になる。従って、フルブリッジ方式のインバータの共振周波数は、主に第３の共振コンデンサ１３により設定される。この、フルブリッジ方式インバータ動作では、共振コンデンサ１３に流れる電流が大きいため、共振用コンデンサ１２，１５が接続されたままの状態でも大きな問題はない。このように、二つの加熱コイルを設けた場合においても、一つのリレー２０をオンするだけで共振周波数を切り替えると同時にインバータをフルブリッジ方式に切り替えることができる。被加熱物の材質や形状，火力設定に応じてリレーを切り替えることにより、負荷状態に適したインバータ方式，駆動周波数で加熱することができる。

図７はフルブリッジ方式のインバータとして駆動する場合の第１，第２の上下アーム３，４の駆動信号を示している。図において、上下アーム３のスイッチング素子５ａ，５ｂは所定のデッドタイムを設けて相補に駆動し、同様に上下アーム４のスイッチング素子５ｃ，５ｄも相補に駆動する。加熱コイル１１，１４の電流はほぼ同相の電流Ｉ（１１），Ｉ（１４）が流れ、第１，第２の共振コンデンサ１２，１５には、駆動周波数より高い成分の電流Ｉ（１２），Ｉ（１５）が流れる。この電流は値が小さいため、被加熱物の誘導加熱には大きな影響を与えない。ここで、第１，第２の加熱コイル１１，１４の電流は同相となるため、前述のように被加熱物に働く浮力は極大となるが、磁性体の鉄鍋は非磁性体のアルミ鍋と比較して重いため、浮力の影響は少ない。ただし、アルミを磁性体で挟み込んだ多層構造の鍋では、駆動周波数によっては浮力の影響を受ける場合があるため、前述のようにリレー２０をオフし、二つの加熱コイルに電流位相差を与えて加熱する方法に切り替えることが望ましい。

図８は実施例２の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。図１と同一部分については同一符号を付しており説明は省略する。図８において、第１の上下アーム３の出力端子には加熱コイル１１の一端が接続されており、加熱コイルの他端と直流電源１の正電極間に第４の共振コンデンサ１６が接続されている。また、第２の上下アーム４の出力端子には加熱コイル１４の一端が接続されており、加熱コイルの他端と直流電源１の正電極間に第５の共振コンデンサ１７が接続されている。被加熱物が銅やアルミの場合は、前記リレー２０をオフし、前記第１の上下アーム３と加熱コイル１１及び第１，第４の共振コンデンサ１２，１６から構成されるハーフブリッジ方式のインバータで内側の加熱コイル１１に高周波電流を流し、前記第２の上下アーム４と加熱コイル１４及び第２，第５の共振コンデンサ１５，１７から構成されるハーフブリッジ方式のインバータで外側の加熱コイル１４に高周波電流を流して加熱する。前述のように、低抵抗の被加熱物を加熱する場合には、前記第１，第２の上下アーム３，４は、加熱コイル１１と加熱コイル１４に所定の位相差を設けて高周波電流を供給する。さらに、周波数を高くすることが有効であるため、第１の上下アーム３を例えば約９０kHzの周波数で駆動できるように第１，第２、及び第４，第５の共振コンデンサ１２，１５，１６，１７の容量を設定する。前記、実施例１はＳＥＰＰ方式であり、インバータは上下アームの上アームが導通している状態で直流電源１から電流が流れ込む。一方、本実施例はハーフブリッジ方式のため、インバータは上下アームの何れかスイッチング素子が導通している状態で直流電源１から電流が流れ込む。従って、直流電源１の電流リップルを低減することができる。被加熱物が鉄の場合は、前記リレー２０をオンし、前記第１及び第２の上下アーム３，４と加熱コイル１１，１４を含む第３の共振負荷回路６０から構成されるフルブリッジ方式のインバータで内側の加熱コイル１１，外側の加熱コイル１４に高周波電流を流して加熱する。

図９は実施例３の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。図１と同一部分については同一符号を付しており説明は省略する。前述の実施例において、被加熱物に供給する電力は、上下アーム３，４の駆動周波数や直流電源１の電圧を制御することによって調整することができる。本実施例では、商用交流電源から直流電圧を得るための電源回路の構成を示している。図９において、商用交流電源ＡＣはダイオード整流回路２に印加され全波整流された後、インダクタ８及びコンデンサ９で構成されたフィルタを介して昇圧チョッパ回路３０に印加される。昇圧チョッパ回路３０は、インダクタ３１，スイッチング素子３２，ダイオード３３から構成されており、スイッチング素子３２のオン期間に商用交流電源電圧がインダクタ３１に印加されてエネルギーが蓄積され、オフ期間にダイオード３３を介して平滑用のコンデンサ３４にエネルギーが放出される。商用交流電源の入力電流に含まれる高調波成分を低減するために、入力電流波形が正弦波になるようにスイッチング素子３２のオン期間をコントロールしながら、コンデンサ３４の出力電圧を制御する。ここで、銅又はアルミなど低抵抗の被加熱物を加熱する場合、前述のように等価抵抗が小さいため、加熱コイルの巻数増加や高周波化による等価抵抗の増加を図る。しかしながら装置形状や使用できる周波数帯域の規制により何れも限界が生じる。加熱コイル及び共振コンデンサで構成される直列共振回路は等価抵抗によって共振の鋭さを示す回路のＱが変化し、等価抵抗が小さい場合にはＱが大きく、共振回路に流れる電流も大きくなる。本実施例のように共振回路に流れる電流が正弦波状になる電流共振型のインバータでは、共振周波数よりも駆動周波数を高くしていくことにより共振電流を制限することができる。共振周波数と駆動周波数の差が大きいとインバータの出力電圧と共振電流の位相差が大きくなり、上下アームの遮断電流が大きくなるため、スイッチング損失が増加する。従って、共振周波数に近い周波数でインバータを駆動し、遮断電流を小さくすることが望ましく、直流電圧を下げて共振電流を制限すべきである。本実施例では入力電流の高調波低減と平滑化を目的として前記のような昇圧チョッパ回路３０を設けており、コンデンサ３４の電圧下限値は、商用交流電源の電圧ピーク値よりも高くなる。そこで、図９に示すように、インダクタ４１，スイッチング素子４２，ダイオード４３から構成される降圧チョッパ回路４０を設けることにより、直流電圧を下げることができ、共振電流を制限することが可能となる。また、降圧チョッパ回路４０は、スイッチング素子４２のオン時間デューティを制御することでコンデンサ４４の電圧を変化させることができるため、この電圧変化によって電力制御を行うことが可能となる。

次に、本実施例における各スイッチング素子を制御するために必要となる電圧電流検出箇所について説明する。

交流電源ＡＣから入力される電力や被加熱物の材質を検知するには、交流電源ＡＣから流れるＡＣ電流を検出する必要がある。本実施例では、交流電源ＡＣから流れるＡＣ電流を電流センサ９３により電圧に変換した後、ＡＣ電流検出回路９４により検出する。

また、交流電源ＡＣの電圧に応じてＡＣ電流の波形生成を行うことにより力率を改善するには、電流波形の基準となる信号が必要となる。一般にはダイオードブリッジの出力電圧、すなわち整流された直流電圧を検出する。本実施例では、ダイオード整流回路２の直流出力端子間の電圧を入力電圧検出回路９７により検出する。部品削減を図るために、入力電圧を検出せずに制御回路内部で基準波形を求め、ＡＣ電流の波形生成を行うことも可能であり、その場合には入力電圧検出回路９７を削除することができる。ＡＣ電流の波形生成を行うには、昇圧チョッパ用のインダクタ３１に流れる電流波形を制御することにより実現できる。本実施例では、インダクタ３１に流れる電流を電流センサ９５により電圧に変換した後、入力電流検出回路９６により検出する。インダクタ３１の電流を検出せず、スイッチング素子３２の電流を検出してＡＣ電流の波形生成を行うことも可能であり、その場合には、電流センサ９５の位置を変更すれば問題はない。また、昇圧チョッパ回路３０の出力を制御するためには、チョッパ回路の出力電圧を検出しフィードバック制御を行う必要がある。本実施例では、コンデンサ３４の両端の電圧を昇圧電圧検出回路９８により検出する。

入力電力の制御や被加熱物の材質，状態を検知するには、加熱コイルに流れる電流を検出する必要がある。本実施例では、加熱コイル１１，１４に流れる電流をそれぞれ電流センサ９１ａ，９１ｂにより電圧に変換した後、コイル電流検出回路９２により検出する。

また、負荷の出力電力を制御するためには、チョッパ回路の出力電圧すなわちインバータの電源電圧を検出しフィードバック制御を行う必要がある。本実施例では、コンデンサ４４の両端の電圧をＩＮＶ電圧検出回路９９により検出する。制御回路９０は、前記各検出回路の検出値と入力電力設定部１００からの電力指令値に基づいて各スイッチング素子の駆動信号を生成する。各スイッチング素子は制御回路９０から与えられた制御信号に基づいてドライブ回路６１により駆動される。

本実施例では、二つの加熱コイルを設けたことにより、被加熱物の材質やコイル形状に対する被加熱物の大きさなどの検知を内側か外側または両方の加熱コイルを用いて行うことが可能となる。例えば、加熱を開始する際に、最初に一方の上下アームのみを駆動し加熱コイルの電流とＡＣ電流を検出し、その後、他方の上下アームのみを駆動し同様に加熱コイルとＡＣ電流を検出し、両者の結果を踏まえて、被加熱物の材質や大きさを特定するなど、従来の一つの加熱コイルを用いた検知方法よりもより精度良く被加熱物を検知することが可能となる。また、小さい径の鍋などのように被加熱物が小さい場合には、内側に配置した加熱コイルのみに電流を供給し、誘導加熱を行うことも可能であり、被加熱物の大きさに適した条件で効率よく加熱することができる。さらに、アルミなどの非磁性の被加熱物を加熱する場合には、加熱コイルに数kVの高電圧が発生するため、従来の一つの加熱コイルで負荷に供給する電力を上げるには限界がある。しかし、本実施例では二つの加熱コイルを用いるため、コイル電圧を低減することができる。そのため、前述の浮力低減効果と合わせて、従来よりも電力を上げることが容易となる。

図１０は実施例４の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。図９と同一部分については同一符号を付しており説明は省略する。図１０において、商用交流電源ＡＣはダイオード整流回路２に印加され全波整流された後、インダクタ８及びコンデンサ９で構成されたフィルタを介して降圧チョッパ回路４０と昇圧チョッパ回路３０によって構成されたＨブリッジコンバータに印加される。降圧チョッパ回路４０は、インダクタ４１，スイッチング素子４２，ダイオード４３から構成されており、昇圧チョッパ回路３０は前記インダクタ４１，スイッチング素子３２，ダイオード３３から構成されている。本実施例における各スイッチング素子を制御するために必要となる電圧電流検出箇所は、前記実施例３とほぼ同じであるが、前記Ｈブリッジコンバータは前記コンデンサ９の直流電圧をダイレクトにインバータ電圧に変換するため、図９における昇圧電圧検出回路９８は不要となる。また、ＡＣ電流の波形生成を行うために必要な電流センサ９５は、前記コンデンサ９と降圧チョッパ４０との間に配置する。

次に本実施例における降圧チョッパ回路３０，昇圧チョッパ回路４０の制御方法について説明する。スイッチング素子３２，４２は降圧，昇圧，昇降圧チョッパ用のスイッチング素子として動作し、交流電源ＡＣの電圧に応じて入力電流の波形を生成する力率改善制御と出力電圧制御を行う。

図１１，図１２にスイッチング素子３２，４２の制御方法を示す。図１１，図１２において、ダイオード整流回路２の直流出力電圧をＶ２，平滑用コンデンサ４４の電圧をＶ４４で示す。先ず、図１１において、Ｖ４４よりＶ２が高い時は、スイッチング素子３２をオフ状態とし、スイッチング素子４２をオンオフ制御することにより降圧モードのチョッパ動作が可能となる。逆に、Ｖ４４よりＶ２が低い時は、スイッチング素子３２をオンオフ制御し、スイッチング素子４２をオン状態にすることにより昇圧モードのチョッパ動作が可能となる。このようにダイオード整流回路２の直流出力電圧の変化、即ち商用周期内での電圧変化に応じてチョッパ動作を切り替えることにより各スイッチング素子のスイッチング回数を低減し、スイッチング損失を減らすことができる。図１２において、商用周期内での電圧変化に関わらずスイッチング素子３２，４２を同時にオンオフ制御することにより昇降圧モードのチョッパ動作が可能となる。

図１３は実施例５の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。図１０と同一部分については同一符号を付しており説明は省略する。図１３において、昇圧チョッパ回路３０は上下アーム４のスイッチング素子５ｄをチョッパ用スイッチング素子として兼用しており、さらに上下アーム４のダイオード６ｃをチョッパ用整流素子として兼用した構成となっている。これにより、図１０の実施例よりスイッチング素子とダイオードを各々１個削除できるため、小型化に有効である。ただし、インバータ用のスイッチング素子がチョッパ用のスイッチング素子を兼用するため、加熱コイルの電流は脈動する。これにより、被加熱物からうなり音が発生する場合があるが、その場合には、スイッチング素子５ｄのオン時間Dutyの可変範囲を狭く、または、一定Dutyにすることで回避可能である。

図１４は実施例６の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。図１３と同一部分については同一符号を付しており説明は省略する。図１４において、商用交流電源ＡＣはダイオード整流回路２に印加され全波整流された後、インダクタ８及びコンデンサ９で構成されたフィルタを介して第２の降圧チョッパ回路１４０と第２の昇圧チョッパ回路１３０によって構成された第２のＨブリッジコンバータに印加される。降圧チョッパ回路１４０は、インダクタ１４１，スイッチング素子１４２，ダイオード１４３から構成されている。一方、昇圧チョッパ回路１３０は、前記インダクタ１４１と上下アーム３のスイッチング素子５ｂ，上下アーム３のダイオード６ａから構成されている。すなわち、上下アーム３を昇圧チョッパ回路１３０のスイッチング素子とダイオードとして兼用した構成になっている。前記図１３の実施例では降圧チョッパ回路４０のスイッチング素子４２がオフするとＡＣからの入力電流が切れて断続するため、ＡＣ電流を連続にするためにはインダクタ８及びコンデンサ９で構成されたフィルタを大きくする必要がある。本実施例では、降圧チョッパ回路１４０を新たに設けており、前記降圧チョッパ回路４０と動作タイミングをずらして制御するインターリーブ方式にすることによりフィルタを小型化することができる。

ここで、被加熱物が鉄の場合は、前述と同様に前記リレー２０をオンし、前記第１及び第２の上下アーム３，４と加熱コイル１１，１４を含む第３の共振負荷回路６０から構成されるフルブリッジ方式のインバータで内側の加熱コイル１１，外側の加熱コイル１４に高周波電流を流して加熱する。

図１５は本実施例においてフルブリッジ方式のインバータとして駆動する場合の各スイッチング素子の駆動信号と電流、及び加熱コイル電流，インダクタ電流を示している。図において、上下アーム３のスイッチング素子５ａ，５ｂは所定のデッドタイムを設けて相補に駆動し、同様に上下アーム４のスイッチング素子５ｃ，５ｄも相補に駆動する。上下アーム３，スイッチング素子１４２と上下アーム４，スイッチング素子４２にはπ［rad］の位相差を設けることにより、インバータ動作としては共振負荷回路６０に最大の電圧を印加することができ、コンバータ動作としてはスイッチング素子４２と１４２が同時にオフする状態を軽減でき、ＡＣ電流の周波数も上がるため、フィルタを小型化することができる。

被加熱物が銅やアルミの場合は、前述と同様に前記リレー２０をオフし、第１，第２の上下アーム３，４を例えば約９０kHzの周波数で駆動する。このとき、上下アーム３と４にはπ／２［rad］の位相差を設けることで、加熱コイル１１，１４にはπ／２［rad］の位相差を設けることができる。ここで、非磁性体で低抵抗の被加熱物は等価抵抗が小さく電流が流れやすいため、共振負荷回路の共振周波数より低い周波数で駆動してもコイル電流は連続的に流れるため、必ずしも共振周波数に合わせて上下アームを駆動する必要はない。

図１６は、スイッチング素子５ａから５ｄ及びスイッチング素子４２，１４２を共振周波数より約１／３に低減した場合における各スイッチング素子の駆動信号と電流、及び加熱コイル電流，インダクタ電流を示している。図において、上下アーム３のスイッチング素子５ａ，５ｂは所定のデッドタイムを設けて相補に駆動し、同様に上下アーム４のスイッチング素子５ｃ，５ｄも相補に駆動する。上下アーム３，スイッチング素子１４２と上下アーム４，スイッチング素子１４２にはπ／２［rad］の位相差を設けることにより、インバータ動作としては加熱コイル１１，１４にπ／６［rad］の位相差を設けることができる。位相差π／６［rad］は共振周期を２πとすると、π／２［rad］の位相差となり、前述と同様に被加熱物の浮力の瞬時最大値を低減することができ、この力を受ける被加熱物の浮上や移動を抑制できる。コンバータ動作としては前述のようにスイッチング素子４２と１４２が同時にオフする状態を軽減でき、ＡＣ電流の周波数も上がるため、フィルタを小型化することができる。

以上のように、第１，第２の上下アームを共に共振周波数より低い周波数、すなわち、ほぼ整数分の一の周波数で駆動することにより、何れもスイッチング損失の低減を図ることができる。

図１７は実施例７の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。図１と同一部分については同一符号を付しており説明は省略する。図１７において、上下アーム３は直流電源１０の正電極と負電極間に接続されている点が図１と異なる。このように上下アーム３，４に夫々任意の電源電圧を印加することができるため、被加熱物の材質や設定火力に応じてきめ細かな電力制御ができる。

図１８は実施例８の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。前記図９の実施例では、第１及び第２の上下アームは降圧チョッパ回路４０の出力端子間に接続されていたが、本発明では第１の上下アーム３は昇圧チョッパ回路３０の出力端子間に接続されている。これにより、第１の上下アームを駆動して共振負荷回路に電流を供給する場合は、降圧チョッパ回路４０をバイパスすることになるため、降圧チョッパ回路４０での損失を低減することができる。

図１９は実施例９の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。前記図１８の実施例では、第１の上下アーム３は昇圧チョッパ回路３０の出力端子間に接続されていたが、本発明ではフィルタ用コンデンサ９の両端に接続されている。これにより、第１の上下アームを駆動して共振負荷回路に電流を供給する場合は、昇圧チョッパ回路３０と降圧チョッパ回路４０をバイパスすることになるため、昇圧チョッパ回路３０と降圧チョッパ回路４０での損失を低減することができる。

図２０は実施例１０の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。前記図１０の実施例では、第１の上下アーム３は昇圧チョッパ回路３０の出力端子間に接続されていたが、本発明ではフィルタ用コンデンサ９の両端に接続されている。これにより、第１の上下アームを駆動して共振負荷回路に電流を供給する場合は、降圧チョッパ回路４０と昇圧チョッパ回路３０とをバイパスすることになるため、降圧チョッパ回路４０と昇圧チョッパ回路３０での損失を低減することができる。

実施例１の電磁誘導加熱装置の回路構成図。 実施例１の加熱コイルの平面図。 実施例１の加熱コイルの断面斜傾図。 実施例１の加熱コイルにおける位相差ゼロの電流と渦電流損，浮力の解析図。 実施例１の加熱コイルにおける位相差π／２の電流と渦電流損，浮力の解析図。 実施例１の電磁誘導加熱装置の動作波形。 実施例１の電磁誘導加熱装置の動作波形。 実施例２の電磁誘導加熱装置の回路構成図。 実施例３の電磁誘導加熱装置の回路構成図。 実施例４の電磁誘導加熱装置の回路構成図。 実施例４の電磁誘導加熱装置の動作波形。 実施例４の電磁誘導加熱装置の動作波形。 実施例５の電磁誘導加熱装置の回路構成図。 実施例６の電磁誘導加熱装置の回路構成図。 実施例６の電磁誘導加熱装置の動作波形。 実施例６の電磁誘導加熱装置の動作波形。 実施例７の電磁誘導加熱装置の回路構成図。 実施例８の電磁誘導加熱装置の回路構成図。 実施例９の電磁誘導加熱装置の回路構成図。 実施例１０の電磁誘導加熱装置の回路構成図。

符号の説明

１，１０ 直流電源
２ ダイオード整流回路
３，４ 上下アーム
５ａ〜５ｄ，３２，４２，１４２ スイッチング素子
６ａ〜６ｄ，３３，４３，１４３ ダイオード
７ａ〜７ｄ，９，１２，１３，１５〜１７，３４，４４ コンデンサ
１１，１４ 加熱コイル
２０ リレー
８，３１，４１，１４１ インダクタ
５０，６０，７０ 共振負荷回路
５１ａ〜５１ｌ，７１ａ〜７１ｌ 磁性体
ＡＣ 商用交流電源
６１ ドライブ回路
９０ 制御回路
９１ａ，９１ｂ，９３，９５ 電流センサ
９２ コイル電流検出回路
９４ ＡＣ電流検出回路
９６ 入力電流検出回路
９８ 昇圧電圧検出回路
９９ ＩＮＶ電圧検出回路
１００ 入力電力設定部

Claims (12)

1. ２個の主スイッチング素子の直列体である第１，第２の上下アームを有し、直流電圧を直流／交流変換して被加熱物を誘導加熱する加熱コイルに交流電圧を供給するインバータとを備えた電磁誘導加熱装置において、
   前記第１の上下アームのスイッチング素子を駆動することによって、前記インバータをハーフブリッジ方式インバータとして動作させる第１のインバータ制御手段と、
   前記第２の上下アームのスイッチング素子を駆動することによって、前記インバータをハーフブリッジ方式インバータとして動作させる第２のインバータ制御手段と、
   前記第１，第２の上下アームのスイッチング素子を駆動することによって、前記インバータをフルブリッジ方式インバータとして動作させる第３のインバータ制御手段と、
   前記第１の上下アームを含んで構成される前記ハーフブリッジ方式インバータの出力端子間に接続した、第１の加熱コイルと第１の共振コンデンサから構成される第１の共振負荷回路と、
   前記第２の上下アームを含んで構成される前記ハーフブリッジ方式インバータの出力端子間に接続した、第２の加熱コイルと第２の共振コンデンサから構成される第２の共振負荷回路と、
   前記第１，第２の上下アームによって構成されるフルブリッジ方式インバータの出力端子間に接続され、前記第１，第２の共振負荷回路の少なくとも一部と第３の共振コンデンサから構成される第３の共振負荷回路と、
   この第３の共振負荷回路を前記インバータから接離するスイッチ手段と、
   前記加熱コイル相互間の磁気的結合を抑制する磁気結合抑制手段と、を備え、
   前記第１，第２の加熱コイルは、同心円状の内側と外側となるように、略同一平面上に配置されており、
   前記被加熱物が銅、アルミの場合には、前記第１，第２の加熱コイルの電流位相差がπ／２となるように前記第１，第２の上下アームをハーフブリッジ方式で駆動することを特徴とする電磁誘導加熱装置。
2. 請求項１において、
   前記磁気結合抑制手段は、磁性体によりＵ字形状をなし、前記第１，第２の加熱コイルの下面にそれぞれ放射状に略均等角度に配置し、
   前記内側に配置された加熱コイルの磁気結合抑制手段と外側に配置された加熱コイルの磁気結合抑制手段を略均等角度にずらして配置し、
   前記内側に配置した磁気結合抑制手段の外側立ち上がり部と外側に配置した磁気結合手段の内側立ち上がり部がコイル中心から略同距離に位置することを特徴とする電磁誘導加熱装置。
3. 請求項１において、前記第１，第２の共振コンデンサは、前記第３の共振コンデンサよりも容量が小さいことを特徴とする電磁誘導加熱装置。
4. 請求項１において、直流電源電圧を直流／直流変換して前記インバータに前記直流電圧として印加するチョッパ回路を備えたことを特徴とする電磁誘導加熱装置。
5. 請求項４において、前記チョッパ回路は、商用交流電源の入力電流に含まれる高調波成分を抑制しながら力率を改善する昇圧チョッパ回路と、該昇圧チョッパ回路からの出力を入力として任意の直流電圧を生成する降圧チョッパ回路から構成されることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
6. 請求項４において、前記チョッパ回路は、前記直流電源電圧を入力とする降圧チョッパ回路と、該降圧チョッパ回路を介して接続された昇圧チョッパ回路から構成されることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
7. 請求項４において、前記第１の上下アームは前記直流電源に接続され、前記第２の上下アームは前記チョッパ回路の出力に接続されたことを特徴とする電磁誘導加熱装置。
8. 請求項５において、前記第１の上下アームは前記昇圧チョッパ回路の出力に接続され、前記第２の上下アームは前記降圧チョッパ回路の出力に接続されたことを特徴とする電磁誘導加熱装置。
9. 請求項６において、前記第１または第２の上下アームの一方のスイッチング素子は、前記昇圧チョッパ回路のスイッチング素子として兼用されることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
10. 請求項６において、前記チョッパ回路は第１，第２の降圧チョッパ回路と、第１，第２の昇圧チョッパ回路で構成され、前記第１の上下アームの一方のスイッチング素子は、前記第１の昇圧チョッパ回路のスイッチング素子として兼用され、前記第２の上下アームの一方のスイッチング素子は、前記第２の昇圧チョッパ回路のスイッチング素子として兼用されることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
11. 請求項１０において、
    前記直流電源の出力にはインダクタとコンデンサを直列に接続したフィルタ回路を備え、
    前記第１の降圧チョッパ回路と前記第２の降圧チョッパ回路は、前記フィルタ回路の前記コンデンサの両端に接続され、
    前記第１の降圧チョッパ回路のスイッチング素子と、前記第２の降圧チョッパ回路のスイッチング素子とを、異なるタイミングで駆動する駆動手段を備えたことを特徴とする電磁誘導加熱装置。
12. 請求項１において、前記第１，第２のインバータ制御手段によるハーフブリッジ動作の場合、前記第１，第２の上下アームの駆動周波数は、前記第１，第２の共振負荷回路の共振周波数のほぼ整数分の一であることを特徴とする電磁誘導加熱装置。

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