JP4889674B2 - AC / DC converter, compressor drive, and air conditioner - Google Patents

AC / DC converter, compressor drive, and air conditioner Download PDF

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Description

本発明は、高調波電流を抑制し、直流電圧を制御する交流直流変換装置およびこの装置を用いた圧縮機駆動装置並びに空気調和機に関するものである。   The present invention relates to an AC / DC converter that suppresses harmonic current and controls a DC voltage, a compressor driving apparatus using the apparatus, and an air conditioner.

従来の交流直流変換装置として、電源電圧のゼロクロス信号などにより電源に同期させて半周期に１回だけ電源を短絡してリアクタに電流を流し、高調波電流を抑制して力率を改善するものがある（例えば、特許文献１参照）。   As a conventional AC / DC converter, it synchronizes with the power supply by means of a zero-cross signal of the power supply voltage, etc., and short-circuits the power supply only once every half cycle to cause the current to flow through the reactor, thereby suppressing the harmonic current and improving the power factor (For example, refer to Patent Document 1).

また、電源半周期に１回だけの電源短絡ではリアクタが肥大化するために、電源の半周期に２回以上短絡動作させることでリアクタを小型化するものもある（例えば、特許文献２参照）。   Further, since the reactor is enlarged when the power supply is short-circuited only once in a half cycle of the power supply, some reactors are miniaturized by performing a short-circuit operation twice or more in a half cycle of the power supply (see, for example, Patent Document 2). .

さらに、全波整流と倍電圧整流を切替えるスイッチ手段と、電源を短絡するためのスイッチ手段とを備え、２つのスイッチ手段を制御して高調波電流を抑制し、力率改善するものもある（例えば、特許文献３、４参照）。   Further, there is a switch means for switching between full-wave rectification and voltage doubler rectification, and a switch means for short-circuiting the power supply, and there are some which control the two switch means to suppress the harmonic current and improve the power factor ( For example, see Patent Documents 3 and 4).

また、スイッチ手段を高周波のＰＷＭにて動作させることにより、入力電流を略正弦波状に制御して高調波を抑制し、力率改善を図るものもある（例えば、特許文献５参照）。   Some switch means are operated by high-frequency PWM to control the input current in a substantially sinusoidal shape to suppress harmonics and improve the power factor (see, for example, Patent Document 5).

またさらに、２つのスイッチング素子を動作させることにより、高調波電流を抑制しようとするものもある（例えば、非特許文献１参照）。   Furthermore, there are some that attempt to suppress the harmonic current by operating two switching elements (see, for example, Non-Patent Document 1).

特許第２７６３４７９号公報Japanese Patent No. 2763479 特許第３４８５０４７号公報Japanese Patent No. 3485047 特開２００３−９５３５号公報JP 2003-9535 A 特許第３６８７６４１号公報Japanese Patent No. 3687641 特許第２１４０１０３号公報（特公平７−８９７４３号公報）Japanese Patent No. 2140103 (Japanese Patent Publication No. 7-89743) 星伸一、大口國臣、「単相マルチレベル整流回路のスイッチングパターン決定法」、Ｈ１７年度電気学会産業応用部門大会、Ｎｏ．１−６１Shinichi Hoshi, Kuniomi Oguchi, “Switching pattern determination method for single-phase multi-level rectifier circuit”, H17 Annual Conference of the Institute of Electrical Engineers of Japan, No. 1-61

電源半周期毎にスイッチ手段を動作させて短絡電流を流す方式は、非常に単純な制御であり、電源半周期でのスイッチ手段の動作は、１００Ｈｚもしくは１２０Ｈｚでの低周波スイッチングとなり、発生ノイズも少なく、安価に高調波電流抑制を実現できる方式として広く実用化されている。   The method of causing the short circuit current to flow by operating the switch means every half cycle of the power supply is very simple control. The operation of the switch means in the half cycle of the power supply is low frequency switching at 100 Hz or 120 Hz, and the generated noise is also generated. It has been widely put into practical use as a method that can reduce harmonic currents at low cost.

しかし、電源から流入する入力電流に含まれる高調波電流には限度値が決められており、その限度値以下に抑制する必要があるが、限度値以下へ高調波電流を抑制する場合、リアクタが大型化する課題があった。   However, the limit value is determined for the harmonic current included in the input current flowing in from the power source, and it is necessary to suppress it below the limit value. There was a problem of increasing the size.

そこで、２つのスイッチ手段で整流器の入力電圧のレベルを増加させて、入力電流の高調波を抑制することが非特許文献１に記載されているが、この方式は、低周波のスイッチングでリアクタを小型化することが可能という利点はあるものの、直列に接続された平滑コンデンサを要するため、各々の平滑コンデンサが耐圧を越えないよう電圧を監視し、保護および平衡する制御を併用する必要がある。   Therefore, it is described in Non-Patent Document 1 that the level of the input voltage of the rectifier is increased by two switch means and the harmonics of the input current are suppressed. Although there is an advantage that it is possible to reduce the size, since a smoothing capacitor connected in series is required, it is necessary to use a control for monitoring and protecting and balancing each voltage so that each smoothing capacitor does not exceed the withstand voltage.

さらに非特許文献１の方式ではコンデンサの容量バラツキなどの影響により上下の平滑コンデンサの電圧に差が生じると、電源電流の高調波が増大するため、この電圧を平衡に保つ必要があるなどの技術的課題があった。   Furthermore, in the method of Non-Patent Document 1, if a difference occurs between the voltages of the upper and lower smoothing capacitors due to the influence of the capacitance variation of the capacitors, the harmonics of the power supply current increase, and thus it is necessary to keep this voltage in balance. There was a problem.

本発明は、前記のような課題を解決するためになされたもので、第１の目的は、コンデンサ電圧の不平衡を安価に検出する交流直流変換装置を得るものである。   The present invention has been made to solve the above-described problems, and a first object thereof is to obtain an AC / DC converter that detects an unbalance of capacitor voltage at low cost.

さらに、第２の目的は、直列接続された平滑コンデンサの電圧を平衡とすることにより電源高調波を抑制し、かつリアクタを小型化しコスト低減を実現することができる交流直流変換装置を得るものである。   Furthermore, the second object is to obtain an AC / DC converter capable of suppressing power supply harmonics by balancing the voltages of smoothing capacitors connected in series, and reducing the reactor size and realizing cost reduction. is there.

本発明に係る交流直流変換装置は、交流電源にリアクタを介して接続される整流器と、整流器の出力端子間に直列に接続された複数のコンデンサと、整流器の一方の入力端子と複数のコンデンサの接続点との間に挿入された第１の双方向スイッチと、整流器の他方の入力端子と複数のコンデンサの接続点との間に挿入された第２の双方向スイッチと、複数のコンデンサの両端間の電圧を検出する第１の電圧検出手段と、複数のコンデンサのうち低電位側に位置するコンデンサの電圧を検出する第２の電圧検出手段と、複数のコンデンサのうち高電位側に位置するコンデンサの電圧を検出するための第３の電圧検出手段と、交流電源の半周期間中に前記第１および第２の双方向スイッチの双方を動作させて所望の出力電圧値に制御する制御手段とを備え、第３の電圧検出手段は、第１の電圧検出手段の検出電圧と第２の電圧検出手段の検出電圧の差分から高電位側に位置するコンデンサの電圧を検出し、制御手段は、グランド側が整流器の負極側と非絶縁で接続され、複数のコンデンサへの充電経路により区分されるスイッチングパターンの単位時間当たりの発生時間比率を演算し、これに基づいて単位時間毎にスイッチング出力信号を制御する。 An AC / DC converter according to the present invention includes a rectifier connected to an AC power source via a reactor, a plurality of capacitors connected in series between output terminals of the rectifier, one input terminal of the rectifier, and a plurality of capacitors. A first bidirectional switch inserted between the connection points, a second bidirectional switch inserted between the other input terminal of the rectifier and the connection points of the capacitors, and both ends of the capacitors A first voltage detecting means for detecting a voltage between them, a second voltage detecting means for detecting a voltage of a capacitor located on the low potential side of the plurality of capacitors, and a high potential side of the plurality of capacitors. Third voltage detection means for detecting the voltage of the capacitor, and control means for operating both the first and second bidirectional switches to control to a desired output voltage value during a half cycle of the AC power supply The provided, third voltage detection means, the detection voltage and the voltage of the capacitor to be located in the high potential side from the difference between the detected voltage of the second voltage detecting means of the first voltage detecting means detects, the control means, The ground side is connected to the negative side of the rectifier in a non-insulated manner, and the generation time ratio per unit time of the switching pattern divided by the charging path to multiple capacitors is calculated. Based on this, the switching output signal is calculated for each unit time. Control.

本発明によれば、第１の電圧検出手段により複数のコンデンサの両端間の電圧を検出し、第２の電圧検出手段により複数のコンデンサのうち低電位側に位置するコンデンサの電圧を検出し、第３の電圧検出手段により第１の電圧検出手段の検出電圧と第２の電圧検出手段の検出電圧の差分から高電位側に位置するコンデンサの電圧を検出するようにしたので、複数のコンデンサの耐圧保護および電圧の平衡制御が可能となり、リアクタを小型化することができる。また、複数のコンデンサの電圧不平衡をフィードバックにより抑制できるため、複数のコンデンサの電圧変動を抑制でき、コンデンサ容量の経年劣化による回路の発煙・発火を防ぐことができる。   According to the present invention, the voltage across the plurality of capacitors is detected by the first voltage detection means, the voltage of the capacitor located on the low potential side among the plurality of capacitors is detected by the second voltage detection means, The voltage of the capacitor located on the high potential side is detected from the difference between the detection voltage of the first voltage detection means and the detection voltage of the second voltage detection means by the third voltage detection means. Withstand voltage protection and voltage balance control are possible, and the reactor can be miniaturized. In addition, since voltage imbalance of a plurality of capacitors can be suppressed by feedback, voltage fluctuations of the plurality of capacitors can be suppressed, and smoke and ignition of the circuit due to aging deterioration of the capacitor capacity can be prevented.

また、制御手段のグランド側が整流器の負極側と非絶縁で接続されているので、第１および第２の電圧検出手段の検出電圧に基づく電圧検出信号を絶縁する必要が無く、検出回路を簡素に構成でき、本装置を安価に実現することができる。   Further, since the ground side of the control means is connected to the negative side of the rectifier in a non-insulated manner, it is not necessary to insulate the voltage detection signal based on the detection voltage of the first and second voltage detection means, and the detection circuit is simplified. The device can be configured at low cost.

実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１を示す交流直流変換装置の回路図である。
図１に示す交流直流変換装置は、交流電源１にリアクタ５を介して接続される整流器２と、一端が整流器２の一方の入力端子に接続された第１の双方向スイッチ３と、一端が整流器２の他方の入力端子に接続された第２の双方向スイッチ４と、整流器２の出力端子間に直列に接続され、その接続点が第１および第２の双方向スイッチ３、４の各他端と接続された第１および第２のコンデンサ６、７と、例えばＡ／Ｄコンバータを備えたマイコンからなる制御部２０と、第１および第２のコンデンサ６、７の両端間に直列に接続された２つの抵抗よりなる第１の電圧検出器３０と、第２のコンデンサ７の両端間に直列に接続された２つの抵抗からなる第２の電圧検出器３１と、交流電源１の電圧のゼロクロス点を検出しその情報を制御部２０に出力する電源位相検出器３３と、制御部２０からのスイッチング出力信号を第１の双方向スイッチ３に与えるインタフェース回路３４と、制御部２０からのスイッチング出力信号を第２の双方向スイッチ４に与えるインタフェース回路３５とを備えている。この交流直流変換装置には、出力端間に直流負荷８が接続されている。 Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a circuit diagram of an AC / DC converter according to Embodiment 1 of the present invention.
1 includes a rectifier 2 connected to an AC power source 1 via a reactor 5, a first bidirectional switch 3 having one end connected to one input terminal of the rectifier 2, and one end being The second bidirectional switch 4 connected to the other input terminal of the rectifier 2 and the output terminal of the rectifier 2 are connected in series, and the connection point of each of the first and second bidirectional switches 3 and 4 The first and second capacitors 6 and 7 connected to the other end, the control unit 20 made of, for example, a microcomputer equipped with an A / D converter, and the first and second capacitors 6 and 7 in series between both ends The first voltage detector 30 composed of two connected resistors, the second voltage detector 31 composed of two resistors connected in series between both ends of the second capacitor 7, and the voltage of the AC power source 1. The zero cross point is detected and the information is sent to the control unit 20 Power supply phase detector 33, an interface circuit 34 for supplying the switching output signal from the control unit 20 to the first bidirectional switch 3, and a switching output signal from the control unit 20 to the second bidirectional switch 4. And an interface circuit 35. In this AC / DC converter, a DC load 8 is connected between output terminals.

前述した整流器２、第２のコンデンサ７、第１および第２の電圧検出器３０、３１、直流負荷８は、それぞれ低電位側の端子に接続されている。前述したリアクタ５は、磁束の空隙部にリアクタ音抑制のための非磁性材が挿入されてなり、第１の双方向スイッチ３は、例えばＩＧＢＴ３ａとダイオード整流器３ｂとから構成され、第２の双方向スイッチ４は、前記と同様にＩＧＢＴ４ａとダイオード整流器４ｂとから構成されている。第１の電圧検出器３０は、第１および第２のコンデンサ６、７の両端間の電圧Ｖｏを低電位側で分圧して制御部２０に出力し、第２の電圧検出器３１は、第２のコンデンサ７の両端間の電圧Ｖｄ２を低電位側で分圧して制御部２０に出力する。   The rectifier 2, the second capacitor 7, the first and second voltage detectors 30 and 31, and the DC load 8 are each connected to a low potential side terminal. In the reactor 5 described above, a non-magnetic material for suppressing the reactor sound is inserted in the gap portion of the magnetic flux, and the first bidirectional switch 3 includes, for example, an IGBT 3a and a diode rectifier 3b. The direction switch 4 includes an IGBT 4a and a diode rectifier 4b as described above. The first voltage detector 30 divides the voltage Vo between both ends of the first and second capacitors 6 and 7 on the low potential side and outputs the divided voltage Vo to the control unit 20. The second voltage detector 31 The voltage Vd <b> 2 across the two capacitors 7 is divided on the low potential side and output to the control unit 20.

制御部２０は、グランド側が整流器２の負極側と非絶縁で接続されており、高電位側に位置する第１のコンデンサ６の電圧を検出するための第３の電圧検出部３２を備えている。この第３の電圧検出部３２は、例えば減算器より構成され、Ａ／Ｄコンバータによりデジタル化された第１の電圧検出部３０の検出電圧Ｖｏと、もう一方のＡ／Ｄコンバータによりデジタル化された第２の電圧検出部３１の検出電圧Ｖｄ２との差分から高電位側に位置する第１のコンデンサ６の電圧Ｖｄ１を検出する。減算器（第３の電圧検出部３２）による第１のコンデンサ６の電圧Ｖｄ１の算出が行われているのは、マイコンである制御部２０が非絶縁で整流器２の負極側と接続され、内蔵されているＡ／Ｄコンバータも非絶縁型で構成されているため、高電位側の第１のコンデンサ６の電圧Ｖｄ１を直接検出することができないからである。   The control unit 20 includes a third voltage detection unit 32 whose ground side is connected to the negative electrode side of the rectifier 2 in a non-insulated manner and detects the voltage of the first capacitor 6 located on the high potential side. . The third voltage detector 32 is constituted by, for example, a subtracter, and is digitized by the detected voltage Vo of the first voltage detector 30 digitized by the A / D converter and the other A / D converter. The voltage Vd1 of the first capacitor 6 located on the high potential side is detected from the difference from the detected voltage Vd2 of the second voltage detector 31. The calculation of the voltage Vd1 of the first capacitor 6 by the subtractor (third voltage detection unit 32) is performed because the control unit 20 that is a microcomputer is connected to the negative electrode side of the rectifier 2 without being insulated. This is because the A / D converter that is used is also of a non-insulating type, so that the voltage Vd1 of the first capacitor 6 on the high potential side cannot be directly detected.

ここで、制御部２０の制御による交流直流変換装置の基本動作について図２〜図５を用いて説明する。
図２は実施の形態１を説明する理想状態での回路図、図３は実施の形態１を説明する原理動作を示す波形図、図４は実施の形態１における動作モードを示す回路図、図５は実施の形態１における電圧不平衡時の動作を説明するための図である。 Here, the basic operation of the AC / DC converter under the control of the control unit 20 will be described with reference to FIGS.
2 is a circuit diagram in an ideal state for explaining the first embodiment, FIG. 3 is a waveform diagram showing the principle operation for explaining the first embodiment, and FIG. 4 is a circuit diagram showing an operation mode in the first embodiment. FIG. 5 is a diagram for explaining an operation at the time of voltage imbalance in the first embodiment.

図１における整流器２の入力電圧をコンバータ電圧Ｖｃとしたとき、交流電源１の電圧Ｖｓと入力電流Ｉｓとの関係は図２の如くとなる。一般に、高調波電流の抑制を行う制御部２０は、交流直流変換装置の入力電流Ｉｓが正弦波状になるように制御するため、コンバータ電圧Ｖｃも同様に交流電源１の周波数に同期した略正弦波状の電圧波形となる。この略正弦波状の電圧は、図１に示す第１の双方向スイッチ３（以下、「Ｓａ」と略記）と第２の双方向スイッチ４（以下、「Ｓｂ」と略記）の制御により実現される。これは、第１および第２の双方向スイッチ３、４の動作状態と入力電流Ｉｓの極性により決定され、具体的には、図４の（ａ）〜（ｈ）に示す８種類の動作モードを組み合わせることにより、図３に示す正弦波状のコンバータ電圧Ｖｃが生成される。 When the input voltage of the rectifier 2 in FIG. 1 is the converter voltage Vc, the relationship between the voltage Vs of the AC power supply 1 and the input current Is is as shown in FIG. In general, the control unit 20 that suppresses the harmonic current controls the input current Is of the AC / DC converter so as to have a sine wave shape, so that the converter voltage Vc is also substantially sinusoidal in synchronization with the frequency of the AC power source 1. The voltage waveform is The substantially sinusoidal voltage is realized by controlling the first bidirectional switch 3 (hereinafter abbreviated as “Sa”) and the second bidirectional switch 4 (hereinafter abbreviated as “Sb”) shown in FIG. The This is determined by the operating states of the first and second bidirectional switches 3 and 4 and the polarity of the input current Is, and specifically, eight types of operation modes shown in FIGS. by combining, the converter voltage Vc sinusoidal shown in FIG. 3 is generated.

図４（ａ）に示すように、第１および第２の双方向スイッチＳａ、Ｓｂを同時にＯＮしたときは（電源短絡モード）、整流器２の入力端子間が短絡されるため、整流器２の入力側のコンバータ電圧ＶｃはＶｃ＝０となる。この時の電圧波形は、図３に示す期間（１）の電圧となる。   As shown in FIG. 4A, when the first and second bidirectional switches Sa and Sb are simultaneously turned on (power supply short-circuit mode), the input terminals of the rectifier 2 are short-circuited because the input terminals of the rectifier 2 are short-circuited. The converter voltage Vc on the side becomes Vc = 0. The voltage waveform at this time is a voltage in the period (1) shown in FIG.

次いで、（ｂ）に示すように、第１の双方向スイッチＳａをＯＮすると共に、第２の双方向スイッチＳｂをＯＦＦしたときは（第１の倍電圧整流モード）、整流器２の入力側のコンバータ電圧Ｖｃは、第２のコンデンサ７の両端電圧Ｖｄ２と等しくなるため、直流電圧Ｖｏの１／２となる。この時の電圧波形は、図３に示す期間（２）となる。   Next, as shown in (b), when the first bidirectional switch Sa is turned on and the second bidirectional switch Sb is turned off (first voltage rectification mode), the input side of the rectifier 2 is turned on. Since the converter voltage Vc is equal to the voltage Vd2 across the second capacitor 7, it is ½ of the DC voltage Vo. The voltage waveform at this time is the period (2) shown in FIG.

さらに、（ｃ）に示すように、第１の双方向スイッチＳａをＯＦＦすると共に、第２の双方向スイッチＳｂをＯＮしたときは（第２の倍電圧整流モード）、整流器２の入力側のコンバータ電圧Ｖｃは、第１のコンデンサ６の両端電圧Ｖｄ１と等しくなるため、図４（ｂ）と同様に直流電圧Ｖｏの１／２となる。この時の電圧波形は、前記と同様に期間（２）となる。なお、第１および第２の倍電圧整流モードは、第１および第２のコンデンサ６、７の充電電圧の大小関係と、電源位相検出器３３の検出による電源電流（入力電流Ｉｓ）の極性とに基づいて判別されている。また、電源位相検出器３３により検出された位相より電源電流の極性を推定し、第１および第２のコンデンサ６、７の充電電圧の大小関係とから判別するようにしても良い。   Further, as shown in (c), when the first bidirectional switch Sa is turned OFF and the second bidirectional switch Sb is turned ON (second voltage doubler rectification mode), the input side of the rectifier 2 is turned on. Since the converter voltage Vc is equal to the voltage Vd1 across the first capacitor 6, the converter voltage Vc is ½ of the DC voltage Vo as in FIG. 4B. The voltage waveform at this time is the period (2) as described above. In the first and second voltage doubler rectification modes, the magnitude relationship between the charging voltages of the first and second capacitors 6 and 7 and the polarity of the power supply current (input current Is) detected by the power supply phase detector 33 are determined. It is determined based on. Alternatively, the polarity of the power supply current may be estimated from the phase detected by the power supply phase detector 33 and determined from the magnitude relationship between the charging voltages of the first and second capacitors 6 and 7.

また、（ｄ）に示すように、第１および第２の双方向スイッチＳａ、Ｓｂを同時にＯＦＦしたときは（全波整流モード）、整流器２の入力側のコンバータ電圧Ｖｃは、全波整流状態となるので、整流器２の入力側のコンバータ電圧Ｖｃは、第１および第２のコンデンサ６、７の両端電圧であるＶｏと等しくなる。この時の電圧波形は、図３に示す期間（３）となる。   As shown in (d), when the first and second bidirectional switches Sa and Sb are simultaneously turned off (full-wave rectification mode), the converter voltage Vc on the input side of the rectifier 2 is in the full-wave rectification state. Therefore, the converter voltage Vc on the input side of the rectifier 2 is equal to Vo which is the voltage across the first and second capacitors 6 and 7. The voltage waveform at this time is the period (3) shown in FIG.

図４に示す（ｅ）〜（ｈ）も前記と同様の動作で、交流電源１の極性が異なるだけの違いである。コンバータ電圧Ｖｃの方向のみが変わっていないのは、コンバータ電圧Ｖｃの極性（方向）、言い換えれば交流電源１の電圧Ｖｓの極性が負のときには、コンバータ電圧Ｖｃも負極性となっていることを示すためである。よって、極性が負のときの電圧波形もＶｃ＝−Ｖｏ／２の逆極性となる期間（２’）、Ｖｃ＝−Ｖｏとなる期間（３’）を得ることができる。   (E) to (h) shown in FIG. 4 are also the same operations as described above, except that the polarity of the AC power supply 1 is different. The fact that only the direction of the converter voltage Vc has not changed indicates that the polarity (direction) of the converter voltage Vc, in other words, when the polarity of the voltage Vs of the AC power supply 1 is negative, the converter voltage Vc is also negative. Because. Therefore, it is possible to obtain a period (2 ') in which the voltage waveform when the polarity is negative is opposite to Vc = -Vo / 2 and a period (3') in which Vc = -Vo.

前述した電圧波形の期間（１）〜（３）および（１’）〜（３’）は、第１および第２のコンデンサ６、７への充電経路により区分されるスイッチングパターンの単位時間（１周期）当たりの発生時間比率を演算し、これを基に単位時間毎に第１および第２の双方向スイッチ３（Ｓａ）、４（Ｓｂ）へのスイッチング出力信号を適切に制御することによって得られる。なお、制御部２０の制御による交流電源１の半周期中に、全波整流モードの発生数が３回、第１の倍電圧整流モード、第２の倍電圧整流モードおよび電源短絡モードの発生数がそれぞれ２回となっている。
The voltage waveform periods (1) to (3) and (1 ′) to (3 ′) described above are unit times (1) of the switching pattern divided by the charging paths to the first and second capacitors 6 and 7. It is obtained by calculating the generation time ratio per period) and appropriately controlling the switching output signals to the first and second bidirectional switches 3 (Sa) and 4 (Sb) for each unit time based on this. It is done. The number of occurrences of the full-wave rectification mode is three times, the number of occurrences of the first voltage doubler rectification mode, the second voltage doubler rectification mode, and the power supply short-circuit mode during the half cycle of the AC power supply 1 controlled by the control unit 20. Is twice each .

また、制御部２０は、整流器２の入力側を正弦波状に生成しているときに、第２の電圧検出器３１により検出された第２のコンデンサ７の電圧Ｖｄ２と、減算器である第３の電圧検出器３２により演算された第１のコンデンサ６の電圧Ｖｄ１との差分が小さくなるように第１および第２の双方向スイッチ３、４を制御する。また、第１および第２のコンデンサ６、７のうち、例えば図５に示すように第１のコンデンサ６の電圧Ｖｄ１がコンデンサの最大定格電圧に達したときは、第１および第２の双方向スイッチ３、４のスイッチング制御を停止する。   In addition, the control unit 20 generates the voltage Vd2 of the second capacitor 7 detected by the second voltage detector 31 when the input side of the rectifier 2 is generated in a sine wave shape, and a third subtractor. The first and second bidirectional switches 3 and 4 are controlled so that the difference from the voltage Vd1 of the first capacitor 6 calculated by the voltage detector 32 becomes smaller. When the voltage Vd1 of the first capacitor 6 of the first and second capacitors 6 and 7 reaches the maximum rated voltage of the capacitor as shown in FIG. 5, for example, the first and second bidirectional capacitors are used. The switching control of the switches 3 and 4 is stopped.

以上のように実施の形態１によれば、第１の電圧検出器３０でＶｏ（Ｖｄ１＋Ｖｄ２）を検出し、第２の電圧検出器３１で電圧Ｖｄ２を検出し、これらを制御部２０のＡ／Ｄコンバータによりデータ取得した後、減算器である第３の電圧検出部３２により演算して電圧Ｖｄ１を検出するようにしたので、第１および第２のコンデンサ６、７の耐圧保護および電圧の平衡制御が可能となり、リアクタ５を小型化することができる。また、第１および第２のコンデンサ６、７の電圧不平衡をフィードバックにより抑制できるため、第１および第２のコンデンサ６、７の電圧変動を抑制することができ、コンデンサ容量の経年劣化による回路の発煙・発火を防ぐことができる。   As described above, according to the first embodiment, Vo (Vd1 + Vd2) is detected by the first voltage detector 30, the voltage Vd2 is detected by the second voltage detector 31, and these are detected by the A / After the data is acquired by the D converter, the voltage Vd1 is detected by calculation by the third voltage detector 32 as a subtractor, so that the withstand voltage protection and voltage balance of the first and second capacitors 6 and 7 are detected. Control becomes possible and the reactor 5 can be reduced in size. In addition, since voltage imbalance of the first and second capacitors 6 and 7 can be suppressed by feedback, voltage fluctuations of the first and second capacitors 6 and 7 can be suppressed, and a circuit due to deterioration of the capacitor capacity over time. Can prevent smoke and fire.

さらに、制御部２０と第１および第２の電圧検出器３０、３１とが同じグランド側に接続されているため、第１および第２の電圧検出器３０、３１の検出電圧に基づく電圧検出信号を絶縁する必要が無く、このため、検出回路を簡素に構成でき、本装置を安価に実現することができる。   Further, since the control unit 20 and the first and second voltage detectors 30 and 31 are connected to the same ground side, a voltage detection signal based on the detection voltage of the first and second voltage detectors 30 and 31. Therefore, the detection circuit can be configured simply and the present apparatus can be realized at low cost.

なお、実施の形態１では、第１および第２の双方向スイッチ３、４がＩＧＢＴとダイオード整流器とで構成されていることを述べたが、これに限定されるものではなく、例えば図１５に示すように、電流を一方向に流す直列接続の第１のスイッチング素子６０および第１のダイオード６１と、前記第１のスイッチング素子６０および第１のダイオード６１に並列に接続され、電流を逆方向に流す直列接続の第２のスイッチング素子６２および第２のダイオード６３とから構成された双方向スイッチを用いても良い。   In the first embodiment, it has been described that the first and second bidirectional switches 3 and 4 are composed of IGBTs and diode rectifiers. However, the present invention is not limited to this. For example, FIG. As shown, the first switching element 60 and the first diode 61 connected in series to flow current in one direction are connected in parallel to the first switching element 60 and the first diode 61, and the current flows in the reverse direction. A bidirectional switch composed of a second switching element 62 and a second diode 63 connected in series may be used.

実施の形態２．
図６は本発明の実施の形態２を示す交流直流変換装置の回路図である。なお、図１で説明した実施の形態１と同一又は相当部分には同じ符号を付し説明を省略する。
図６に示す交流直流変換装置は、交流電源１にリアクタ５および整流器２（以下、「第１の整流器２」という）を介して並列に接続された第２の整流器４０と、第２の整流器４０の正極側と第１および第２のコンデンサ６、７の接続点との間に挿入された第１のスイッチング素子４１（ＳＷ１）と、第２の整流器４０の負極側と第１および第２のコンデンサ６、７の接続点との間に挿入された第２のスイッチング素子４２（ＳＷ２）と、コンバータ電圧演算部２６および動作信号生成部２７を有する制御部２０とを備えている。 Embodiment 2. FIG.
FIG. 6 is a circuit diagram of an AC / DC converter according to Embodiment 2 of the present invention. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the same or equivalent part as Embodiment 1 demonstrated in FIG. 1, and description is abbreviate | omitted.
6 includes a second rectifier 40 connected in parallel to an AC power source 1 via a reactor 5 and a rectifier 2 (hereinafter referred to as “first rectifier 2”), and a second rectifier. 40, the first switching element 41 (SW1) inserted between the positive electrode side of 40 and the connection point of the first and second capacitors 6, 7, the negative electrode side of the second rectifier 40 and the first and second The second switching element 42 (SW2) inserted between the connection points of the capacitors 6 and 7 and the control unit 20 having the converter voltage calculation unit 26 and the operation signal generation unit 27 are provided.

制御部２０のコンバータ電圧演算部２６は、電源位相検出器３３により検出されたゼロクロス情報に基づく電源位相、直流電圧指令Ｖｄ* 、第１の整流器２の出力端間の電圧Ｖｏおよび第１のコンデンサ６の電圧Ｖｄ１の各情報に基づいて動作モード（ｍｏｄｅ）と変調率指令を演算する。動作信号生成部２７は、コンバータ電圧演算部２６により演算された動作モードとＰＷＭ（パルス幅変調）のｄｕｔｙ（パルスのＯＮ／ＯＦＦ比）に基づいてＰＷＭしたスイッチング出力信号を生成し、インタフェース回路３４、３５を介して第１および第２のスイッチング素子４１（ＳＷ１）、４２（ＳＷ２）に出力する。 The converter voltage calculation unit 26 of the control unit 20 includes the power supply phase based on the zero cross information detected by the power supply phase detector 33, the DC voltage command Vd * , the voltage Vo between the output terminals of the first rectifier 2, and the first capacitor. The operation mode (mode) and the modulation rate command are calculated based on each information of the voltage Vd1 of 6. The operation signal generator 27 generates a PWM switching output signal based on the operation mode calculated by the converter voltage calculator 26 and the PWM (pulse width modulation) duty (pulse ON / OFF ratio), and the interface circuit 34. , 35 to the first and second switching elements 41 (SW1) and 42 (SW2).

次に、前述したコンバータ電圧演算部２６について、図７〜図９を用いて説明する。図７は実施の形態２におけるコンバータ電圧演算部の構成を示すブロック図、図８は実施の形態２における第１および第２のスイッチング素子のスイッチング状態とコンデンサ電圧との関係を示す図、図９は実施の形態２におけるスイッチングパターンの生成方法を示す図である。   Next, the converter voltage calculation unit 26 described above will be described with reference to FIGS. 7 is a block diagram showing the configuration of the converter voltage calculation unit in the second embodiment, FIG. 8 is a diagram showing the relationship between the switching states of the first and second switching elements and the capacitor voltage in the second embodiment, and FIG. These are the figures which show the production | generation method of the switching pattern in Embodiment 2. FIG.

コンバータ電圧演算部２６は、直流電圧指令Ｖｄ* と直流電圧Ｖｏ（Ｖｄ１＋Ｖｄ２）が入力されると、直流電圧指令Ｖｄ* と直流電圧Ｖｏとから差分を求め、ＰＩ制御器により、その差分からコンバータの入力電流指令値Ｉ* を導出する。次に、入力電流Ｉｓによるリアクタ５の電圧降下分をωＬＩ* として求め、電圧指令の位相差φと振幅Ｖ2 をそれぞれ求める。そして、電源位相検出器３３により検出された位相ωｔを用いてコンバータ電圧指令Ｖｃｒ＝Ｖ2 ・ｓｉｎ（ωｔ＋φ）を演算する。 When the DC voltage command Vd * and the DC voltage Vo (Vd1 + Vd2) are input, the converter voltage calculation unit 26 obtains a difference from the DC voltage command Vd * and the DC voltage Vo, and the PI controller calculates the difference from the difference. The input current command value I * is derived. Next, the voltage drop of the reactor 5 due to the input current Is is obtained as ωLI * , and the voltage command phase difference φ and amplitude V 2 are obtained respectively. Then, converter voltage command Vcr = V 2 · sin (ωt + φ) is calculated using phase ωt detected by power supply phase detector 33.

前述した直流電圧Ｖｏは、第１の電圧検出器３０により検出された第１および第２のコンデンサ６、７の両端電圧であり、Ｖｄ２は、第２の電圧検出器３１により検出された第２のコンデンサ７の電圧であり、Ｖｄ１は、減算器である第３の電圧検出器３２の演算により検出された第１のコンデンサ６の電圧である。これら電圧のうち電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２の充電パターンは、図８に示すように、第１および第２のスイッチング素子４１（ＳＷ１）、４２（ＳＷ２）のスイッチング状態と入力電流Ｉｓの極性によって決定される。なお、図８は図４の動作モードをまとめて表記したものであり、第１および第２のスイッチング素子４１（ＳＷ１）、４２（ＳＷ２）が共にＯＦＦのときは全波整流モードとなり、第１のスイッチング素子４１（ＳＷ１）がＯＮ、第２のスイッチング素子４２（ＳＷ２）がＯＦＦのときは第１の倍電圧整流モードとなり、また、第１のスイッチング素子４１（ＳＷ１）がＯＦＦ、第２のスイッチング素子４２（ＳＷ２）がＯＮのときは第２の倍電圧整流モードとなり、さらに、第１および第２のスイッチング素子４１（ＳＷ１）、４２（ＳＷ２）が共にＯＮのときは電源短絡モードとなる。   The aforementioned DC voltage Vo is the voltage across the first and second capacitors 6 and 7 detected by the first voltage detector 30, and Vd 2 is the second voltage detected by the second voltage detector 31. Vd1 is the voltage of the first capacitor 6 detected by the operation of the third voltage detector 32, which is a subtractor. Among these voltages, the charging pattern of the voltages Vd1 and Vd2 is determined by the switching states of the first and second switching elements 41 (SW1) and 42 (SW2) and the polarity of the input current Is as shown in FIG. . FIG. 8 shows the operation modes of FIG. 4 collectively. When both the first and second switching elements 41 (SW1) and 42 (SW2) are OFF, the full-wave rectification mode is set. When the switching element 41 (SW1) is ON and the second switching element 42 (SW2) is OFF, the first voltage doubler rectification mode is set, and the first switching element 41 (SW1) is OFF and the second switching element 41 (SW1) is OFF. When the switching element 42 (SW2) is ON, the second voltage doubler rectification mode is set, and when both the first and second switching elements 41 (SW1) and 42 (SW2) are ON, the power supply short-circuit mode is set. .

次に、コンバータ電圧指令Ｖｃｒに基づくスイッチングパターンの選定方法について図９を用いて説明する。なお、図９の１行目の表記においてコロン記号（：）は左右の変数を比較することを意図しており、２行目以降はその比較結果およびそれに対応する演算処理を示す。
コンバータ電圧指令Ｖｃｒを演算した後、まず、コンデンサ電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２を比較し電圧の低い方のコンデンサを充電対象に選定する（５０）。次に、入力電流Ｖｓの極性から動作モードを選定する（５１）。なお、高力率運転条件での動作を前提とする場合、入力電流Ｖｓの極性は電圧Ｖｓの位相とほぼ同相と考えて良いことから、電源位相検出器３３を用いて入力電流Ｖｓの極性を推定することで電流センサが不要となる。実施の形態２では、電圧位相ｓｉｇｎ（Ｖｓ）に基づき動作モード、即ち第１および第２のスイッチング素子Ｓａ，ＳｂのＰＷＭ状態を決定する（５２）。さらに、決定した動作モードにおいて電圧指令通りの電圧を発生するためのＰＷＭのｄｕｔｙを計算する（５３）。そして、動作信号生成部２７により、そのＰＷＭのｄｕｔｙおよび動作モードに基づいて第１および第２のスイッチング素子Ｓａ，Ｓｂのスイッチング出力信号を生成し、インタフェース回路３４、３５を介して第１および第２のスイッチング素子４１、４２に出力する。 Next, a switching pattern selection method based on converter voltage command Vcr will be described with reference to FIG. In the notation of the first line in FIG. 9, the colon symbol (:) is intended to compare the left and right variables, and the second and subsequent lines indicate the comparison result and the corresponding arithmetic processing.
After calculating the converter voltage command Vcr, first, the capacitor voltages Vd1 and Vd2 are compared, and the capacitor having the lower voltage is selected for charging (50). Next, an operation mode is selected from the polarity of the input current Vs (51). Note that when the operation is performed under high power factor operation conditions, the polarity of the input current Vs may be considered to be substantially in phase with the phase of the voltage Vs. By estimating, a current sensor becomes unnecessary. In the second embodiment, the operation mode, that is, the PWM state of the first and second switching elements Sa and Sb is determined based on the voltage phase sign (Vs) (52). Further, the PWM duty for generating the voltage according to the voltage command in the determined operation mode is calculated (53). Then, the operation signal generation unit 27 generates the switching output signals of the first and second switching elements Sa and Sb based on the PWM duty and the operation mode, and the first and second switching circuits Sa and Sb through the interface circuits 34 and 35. Output to the second switching elements 41 and 42.

以上の動作が逐次実施されることにより、コンデンサ電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２の値が平衡に保たれ、かつ過渡的に不平衡となっても各コンデンサ６、７の瞬時電圧に基づくコンバータ電圧指令Ｖｃｒが演算されるため、極めて品質の高い電源高調波の抑制が実現できる。
また、第１および第２のコンデンサ６、７の電圧変動を抑制できるので、耐圧の低いコンデンサを選定でき、回路を安価に構成できる。また、各コンデンサ６、７の電圧変動が小さいため、充放電電圧に依存したコンデンサ容量の経年劣化を抑制することができ、回路の長寿命化が可能である。 By sequentially performing the above operations, the converter voltage command Vcr based on the instantaneous voltage of each capacitor 6 and 7 is calculated even if the values of the capacitor voltages Vd1 and Vd2 are kept in balance and transiently unbalanced. Therefore, it is possible to realize extremely high quality power supply harmonic suppression.
In addition, since voltage fluctuations of the first and second capacitors 6 and 7 can be suppressed, a capacitor having a low withstand voltage can be selected, and the circuit can be configured at low cost. Moreover, since the voltage fluctuation of each capacitor | condenser 6 and 7 is small, the aged deterioration of the capacitor capacity depending on charging / discharging voltage can be suppressed, and the lifetime of a circuit can be extended.

実施の形態３．
図１０は本発明の実施の形態３を示す交流直流変換装置の回路図である。なお、図１で説明した実施の形態１と同一又は相当部分には同じ符号を付し説明を省略する。
図１に示す実施の形態１との構成上の相違点は、第１の双方向スイッチ３と第２の双方向スイッチ４が、実施の形態２と同様に第２の整流器４０と第１および第２のスイッチング素子４１、４２に置き換わった点である。
実施の形態３の交流直流変換装置も、第１の整流器２の入力電圧Ｖｓ（コンバータ電圧Ｖｃ）を、直流側の２つのコンデンサ電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２を用いて、３段の電圧レベルによる略正弦波状に制御する点においては同じ機能を有している。 Embodiment 3 FIG.
FIG. 10 is a circuit diagram of an AC / DC converter according to Embodiment 3 of the present invention. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the same or equivalent part as Embodiment 1 demonstrated in FIG. 1, and description is abbreviate | omitted.
The difference in configuration from the first embodiment shown in FIG. 1 is that the first bidirectional switch 3 and the second bidirectional switch 4 are similar to the second rectifier 40 in the first and second embodiments. This is the point that the second switching elements 41 and 42 are replaced.
The AC / DC converter according to the third embodiment also uses the input voltage Vs (converter voltage Vc) of the first rectifier 2 as a substantially sinusoidal wave having three stages of voltage levels using the two capacitor voltages Vd1 and Vd2 on the DC side. It has the same function in terms of control.

従って、電圧検出の回路形態については、実施の形態１と同様であるため、第１および第２のコンデンサ６、７の耐圧保護および電圧の平衡制御が可能となり、リアクタ５を小型化することができる。また、第１および第２のコンデンサ６、７の電圧不平衡をフィードバックにより抑制できるため、第１および第２のコンデンサ６、７の電圧変動を抑制することができ、コンデンサ容量の経年劣化による回路の発煙・発火を防ぐことができる。   Therefore, since the voltage detection circuit configuration is the same as that of the first embodiment, the withstand voltage protection and voltage balance control of the first and second capacitors 6 and 7 can be performed, and the reactor 5 can be downsized. it can. In addition, since voltage imbalance of the first and second capacitors 6 and 7 can be suppressed by feedback, voltage fluctuations of the first and second capacitors 6 and 7 can be suppressed, and a circuit due to deterioration of the capacitor capacity over time. Can prevent smoke and fire.

さらに、制御部２０と第１および第２の電圧検出器３０、３１とが同じグランド側に接続されているため、第１および第２の電圧検出器３０、３１の検出電圧に基づく電圧検出信号を絶縁する必要が無く、このため、検出回路を簡素に構成でき、本装置を安価に実現することができる。   Further, since the control unit 20 and the first and second voltage detectors 30 and 31 are connected to the same ground side, a voltage detection signal based on the detection voltage of the first and second voltage detectors 30 and 31. Therefore, the detection circuit can be configured simply and the present apparatus can be realized at low cost.

なお、図１０において、第１および第２のスイッチング素子４１、４２が同時にＯＮしたとき、あるいは何れか一方がＯＮしたときに、交流電源１から流れる電流経路には２個のダイオードを経由する。一方、実施の形態１においては、図１に示すように短絡時の電流経路は３〜４個のダイオードを経由することとなる。従って、実施の形態３では、電流の流れるダイオードの数が少なく、このため、小型・低コストおよび低損失となる効果がある。   In FIG. 10, when the first and second switching elements 41 and 42 are simultaneously turned on, or when any one of them is turned on, the current path flowing from the AC power supply 1 passes through two diodes. On the other hand, in the first embodiment, as shown in FIG. 1, the current path at the time of a short circuit goes through 3 to 4 diodes. Therefore, in the third embodiment, the number of diodes through which current flows is small, and therefore, there is an effect that the size, the cost, and the loss are reduced.

実施の形態４．
図１１は本発明の実施の形態４における２つのスイッチング素子のスイッチング状態とコンデンサ電圧との関係を示す図、図１２は実施の形態２におけるスイッチングパターンの生成方法を示す図である。なお、先に示した図８、図９と共通の機能動作を示す部分については同一番号を付し説明を省略する。
図１１に示すように、コンデンサ電圧を決定づける要因としては、第１および第２のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２のスイッチング状態（ＯＮ／ＯＦＦ）のみのとなり（４種類）、入力電流Ｉｓも考慮した実施の形態２（図８参照）と比べ簡素になっている。このためスイッチングパターンの生成方法についても図１２となり、電圧あるいは電流極性に基づく判断（図９の５１）が不要となっている。
実施の形態４においては、実施の形態１に示した効果に加えて、交流電源１の電流Ｉｓないし電圧極性による判断が不要となるので、制御部２０の構成をより簡素にすることができる。 Embodiment 4 FIG.
FIG. 11 is a diagram showing the relationship between the switching states of the two switching elements and the capacitor voltage in the fourth embodiment of the present invention, and FIG. 12 is a diagram showing a method for generating a switching pattern in the second embodiment. In addition, the same number is attached | subjected about the part which shows the function operation | movement common in FIG. 8, FIG. 9 mentioned previously, and description is abbreviate | omitted.
As shown in FIG. 11, the only factors that determine the capacitor voltage are the switching states (ON / OFF) of the first and second switching elements SW1 and SW2 (four types), and the input current Is is also taken into consideration. This is simpler than the second mode (see FIG. 8). Therefore, the generation method of the switching pattern is also shown in FIG. 12, and the determination based on the voltage or current polarity (51 in FIG. 9) is unnecessary.
In the fourth embodiment, in addition to the effects shown in the first embodiment, the determination based on the current Is or the voltage polarity of the AC power supply 1 is not required, so that the configuration of the control unit 20 can be further simplified.

実施の形態５．
実施の形態１にて説明した図５の如くのコンデンサ電圧の不平衡状態は、運転によって起きる事象だけではなく、回路によっても発生する場合がある。実施の形態５は、その回路が要因で発生するコンデンサ電圧の不平衡状態を解消するためのものであり、以下、図１３および図１４を用いて説明する。図１３は実施の形態１の回路図のうち第１および第２の電圧検出器の回路を示す図、図１４は本発明の実施の形態５を説明するためのコンデンサ周辺の回路を示す図である。 Embodiment 5 FIG.
The capacitor voltage unbalanced state as shown in FIG. 5 described in the first embodiment may be generated not only by an event caused by operation but also by a circuit. The fifth embodiment is for eliminating the unbalanced state of the capacitor voltage caused by the circuit, and will be described below with reference to FIGS. FIG. 13 is a diagram showing the circuits of the first and second voltage detectors in the circuit diagram of the first embodiment, and FIG. 14 is a diagram showing a circuit around the capacitor for explaining the fifth embodiment of the present invention. is there.

図１３の場合、第２のコンデンサ７と第２の電圧検出器７を構成する電圧検出用の抵抗とで放電回路Ｒｓ２が形成される。一方、第１のコンデンサ６に対しては独立した放電経路は存在しないため、放置すると電圧に不平衡が生じることとなる。特に直流負荷８の消費電力がゼロ、あるいは微少である場合は、放電回路Ｒｓ２のしめる電力消費比率が大となるので電圧の不平衡がより顕著となる。これにより、制御部２０の動作の安定性が損なわれたり保護がかかるなどの問題が生じる恐れがある。   In the case of FIG. 13, the discharge circuit Rs <b> 2 is formed by the second capacitor 7 and the voltage detection resistor constituting the second voltage detector 7. On the other hand, since there is no independent discharge path for the first capacitor 6, the voltage is unbalanced if left untreated. In particular, when the power consumption of the DC load 8 is zero or very small, the power consumption ratio indicated by the discharge circuit Rs2 becomes large, and the voltage imbalance becomes more prominent. Thereby, there is a possibility that problems such as the stability of the operation of the control unit 20 being impaired or the protection being applied.

そこで、図１４に示すように、第２のコンデンサ７側に独立して形成される放電回路Ｒｓ２と同等のインピーダンスを有する回路Ｒｓ２を第１のコンデンサ６側に設ける。これにより、各コンデンサ６、７の放電の時定数が同一となり、コンデンサ電圧の不平衡による問題が解消される。   Therefore, as shown in FIG. 14, a circuit Rs2 having an impedance equivalent to that of the discharge circuit Rs2 formed independently on the second capacitor 7 side is provided on the first capacitor 6 side. Thereby, the time constant of discharge of each capacitor | condenser 6 and 7 becomes the same, and the problem by the imbalance of a capacitor voltage is eliminated.

本発明の活用例として、直流で電力消費を行う負荷向けの電源装置に利用可能である。特に、直流交流変換装置であるインバータの電源装置として利用でき、永久磁石電動機を駆動するインバータに適用することによる省エネの実現、安価でノイズの少ない交流直流変換装置の構成などから、空気調和機や冷凍機、洗濯乾燥機のほか、冷蔵庫、除湿器、ヒートポンプ式給湯機、ショーケース、掃除機など家電製品全般に適用可能であり、ファンモータや換気扇、手乾燥機などへの適用も可能である。   As an application example of the present invention, the present invention can be used for a power supply device for a load that consumes power by direct current. In particular, it can be used as a power supply device for an inverter that is a DC / AC converter, and it can be applied to an inverter that drives a permanent magnet motor, realizing energy savings, a low-cost, low-noise AC / DC converter configuration, etc. In addition to refrigerators and washing dryers, it can be applied to household appliances such as refrigerators, dehumidifiers, heat pump water heaters, showcases, and vacuum cleaners, and can also be applied to fan motors, ventilation fans, hand dryers, etc. .

本発明の実施の形態１を示す交流直流変換装置の回路図である。It is a circuit diagram of the AC / DC converter showing Embodiment 1 of the present invention. 実施の形態１を説明する理想状態での回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram in an ideal state for explaining the first embodiment. 実施の形態１を説明する原理動作を示す波形図である。FIG. 4 is a waveform diagram showing a principle operation for explaining the first embodiment. 実施の形態１における動作モードを示す回路図である。3 is a circuit diagram showing an operation mode in the first embodiment. FIG. 実施の形態１における電圧不平衡時の動作を説明するための図である。6 is a diagram for explaining an operation at the time of voltage imbalance in the first embodiment. FIG. 本発明の実施の形態２を示す交流直流変換装置の回路図である。It is a circuit diagram of the alternating current direct current converter which shows Embodiment 2 of this invention. 実施の形態２におけるコンバータ電圧演算部の構成を示すブロック図である。6 is a block diagram showing a configuration of a converter voltage calculation unit in a second embodiment. FIG. 実施の形態２における第１および第２のスイッチング素子のスイッチング状態とコンデンサ電圧との関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between the switching state of the 1st and 2nd switching element in Embodiment 2, and a capacitor | condenser voltage. 実施の形態２におけるスイッチングパターンの生成方法を示す図である。10 is a diagram illustrating a switching pattern generation method according to Embodiment 2. FIG. 本発明の実施の形態３を示す交流直流変換装置の回路図である。It is a circuit diagram of the alternating current direct current converter which shows Embodiment 3 of this invention. 本発明の実施の形態４における２つのスイッチング素子のスイッチング状態とコンデンサ電圧との関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between the switching state of two switching elements and capacitor voltage in Embodiment 4 of this invention. 実施の形態２におけるスイッチングパターンの生成方法を示す図である。10 is a diagram illustrating a switching pattern generation method according to Embodiment 2. FIG. 実施の形態１の回路図のうち第１および第２の電圧検出器の回路を示す図である。FIG. 3 is a diagram illustrating circuits of first and second voltage detectors in the circuit diagram of the first embodiment. 本発明の実施の形態５を説明するためのコンデンサ周辺の回路を示す図である。It is a figure which shows the circuit around a capacitor | condenser for demonstrating Embodiment 5 of this invention. 双方向スイッチの他の例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the other example of a bidirectional switch.

符号の説明Explanation of symbols

１ 交流電源、２ 整流器（第１の整流器）、３（Ｓａ） 第１の双方向スイッチ、
４（Ｓｂ） 第２の双方向スイッチ、５ リアクタ、６ 第１のコンデンサ、７ 第２のコンデンサ、８ 直流負荷、２０ 制御部、２６ コンバータ電圧演算部、２７ 動作信号生成部、３０ 第１の電圧検出器、３１ 第２の電圧検出器、３２ 減算器の第３の電圧検出部、３３ 電源位相検出器、４０ 第２の整流器、４１（ＳＷ１） 第１のスイッチング素子、４２（ＳＷ２） 第２のスイッチング素子。 1 AC power source, 2 rectifier (first rectifier), 3 (Sa) first bidirectional switch,
4 (Sb) second bidirectional switch, 5 reactor, 6 first capacitor, 7 second capacitor, 8 DC load, 20 control unit, 26 converter voltage calculation unit, 27 operation signal generation unit, 30 first Voltage detector, 31 second voltage detector, 32 third voltage detector of subtractor, 33 power supply phase detector, 40 second rectifier, 41 (SW1) first switching element, 42 (SW2) first 2 switching elements.

Claims (16)

交流電源にリアクタを介して接続される整流器と、
前記整流器の出力端子間に直列に接続された複数のコンデンサと、
前記整流器の一方の入力端子と前記複数のコンデンサの接続点との間に挿入された第１の双方向スイッチと、
前記整流器の他方の入力端子と前記複数のコンデンサの接続点との間に挿入された第２の双方向スイッチと、
前記複数のコンデンサの両端間の電圧を検出する第１の電圧検出手段と、
前記複数のコンデンサのうち低電位側に位置するコンデンサの電圧を検出する第２の電圧検出手段と、
前記複数のコンデンサのうち高電位側に位置するコンデンサの電圧を検出するための第３の電圧検出手段と、
交流電源の半周期間中に前記第１および第２の双方向スイッチの双方を動作させて所望の出力電圧値に制御する制御手段とを備え、
前記第３の電圧検出手段は、前記第１の電圧検出手段の検出電圧と前記第２の電圧検出手段の検出電圧の差分から高電位側に位置するコンデンサの電圧を検出し、
前記制御手段は、グランド側が前記整流器の負極側と非絶縁で接続され、前記複数のコンデンサへの充電経路により区分されるスイッチングパターンの単位時間当たりの発生時間比率を演算し、これに基づいて前記単位時間毎にスイッチング出力信号を制御することを特徴とする交流直流変換装置。 A rectifier connected to an AC power source via a reactor;
A plurality of capacitors connected in series between the output terminals of the rectifier;
A first bidirectional switch inserted between one input terminal of the rectifier and a connection point of the plurality of capacitors;
A second bidirectional switch inserted between the other input terminal of the rectifier and a connection point of the plurality of capacitors;
First voltage detection means for detecting voltages across the plurality of capacitors;
Second voltage detecting means for detecting a voltage of a capacitor located on a low potential side among the plurality of capacitors;
Third voltage detection means for detecting the voltage of the capacitor located on the high potential side among the plurality of capacitors;
Control means for operating both the first and second bidirectional switches during a half cycle of the AC power source to control to a desired output voltage value;
The third voltage detection means detects the voltage of the capacitor located on the high potential side from the difference between the detection voltage of the first voltage detection means and the detection voltage of the second voltage detection means ,
The control means, the ground side is connected with the negative electrode side and the non-isolated of the rectifier, and calculates the generation time ratio per unit time of the switching patterns are classified by the charging path to said plurality of capacitors, on the basis of the this An AC / DC converter characterized by controlling a switching output signal per unit time . 交流電源にリアクタを介して並列接続される第１および第２の整流器と、
前記第１の整流器の出力端子間に直列に接続された複数のコンデンサと、
前記第２の整流器の正極側と前記複数のコンデンサの接続点との間に挿入された第１のスイッチング素子と、
前記第２の整流器の負極側と前記複数のコンデンサの接続点との間に挿入された第２のスイッチング素子と、
前記複数のコンデンサの両端間の電圧を検出する第１の電圧検出器と、
前記複数のコンデンサのうち低電位側に位置するコンデンサの電圧を検出する第２の電圧検出手段と、
前記複数のコンデンサのうち高電位側に位置するコンデンサの電圧を検出するための第３の電圧検出手段と、
交流電源の半周期間中に第１および第２のスイッチング素子の双方を動作させて所望の出力電圧値に制御する制御手段とを備え、
前記第３の電圧検出手段は、前記第１の電圧検出手段の検出電圧と前記第２の電圧検出手段の検出電圧の差分から高電位側に位置するコンデンサの電圧を検出し、
前記制御手段は、グランド側が前記第１の整流器の負極側と非絶縁で接続され、前記複数のコンデンサへの充電経路により区分されるスイッチングパターンの単位時間当たりの発生時間比率を演算し、これに基づいて前記単位時間毎にスイッチング出力信号を制御することを特徴とする交流直流変換装置。 First and second rectifiers connected in parallel to an AC power source via a reactor;
A plurality of capacitors connected in series between output terminals of the first rectifier;
A first switching element inserted between a positive electrode side of the second rectifier and connection points of the plurality of capacitors;
A second switching element inserted between a negative electrode side of the second rectifier and connection points of the plurality of capacitors;
A first voltage detector for detecting a voltage across the plurality of capacitors;
Second voltage detecting means for detecting a voltage of a capacitor located on a low potential side among the plurality of capacitors;
Third voltage detection means for detecting the voltage of the capacitor located on the high potential side among the plurality of capacitors;
Control means for controlling both the first and second switching elements to a desired output voltage value during a half cycle of the AC power source,
The third voltage detection means detects the voltage of the capacitor located on the high potential side from the difference between the detection voltage of the first voltage detection means and the detection voltage of the second voltage detection means ,
The control means, the ground side is connected with the negative electrode side and the non-insulated said first rectifier, and calculates the generation time ratio per unit time of the switching patterns are classified by the charging path to said plurality of capacitors, in which An AC / DC converter characterized by controlling a switching output signal per unit time based on the above . 前記制御手段は、前記第３の電圧検出手段を備えていることを特徴とする請求項１又は２記載の交流直流変換装置。   The AC / DC converter according to claim 1, wherein the control unit includes the third voltage detection unit. 前記制御手段は、前記第２および第３の電圧検出手段の各検出電圧の差分が小さくなるように前記第１および第２の双方向スイッチを制御することを特徴とする請求項１又は３記載の交流直流変換装置。 The control means according to claim 1 or 3 SL and controls said first and second bidirectional switches so that the difference of the detection voltage is small in the second and third voltage detecting means AC-DC converter on board. 前記制御手段は、前記第２および第３の電圧検出手段の各検出電圧の差分が小さくなるように前記第１および第２のスイッチング素子を制御することを特徴とする請求項２又は３記載の交流直流変換装置。 The control means according to claim 2 or 3 Symbol mounting and controlling the second and third of said first and second switching elements so that the difference becomes smaller for each detected voltage of the voltage detecting means AC to DC converter. 前記制御手段は、
前記第１および第２の双方向スイッチが共にＯＦＦする全波整流モードと、
前記第１の双方向スイッチがＯＮし、前記第２の双方向スイッチがＯＦＦする第１の倍電圧整流モードと、
前記第１の双方向スイッチがＯＦＦし、前記第２の双方向スイッチがＯＮする第２の倍電圧整流モードと、
前記第１および第２の双方向スイッチが共にＯＮする電源短絡モードとを備え、
前記第１および第２の倍電圧整流モードを、前記複数のコンデンサの充電電圧の大小関係と、電源電流極性あるいは推定した電源電流極性とに基づいて判別することを特徴とする請求項１、３、４の何れかに記載の交流直流変換装置。 The control means includes
A full-wave rectification mode in which both the first and second bidirectional switches are OFF;
A first voltage doubler rectification mode in which the first bidirectional switch is turned on and the second bidirectional switch is turned off;
A second voltage rectification mode in which the first bidirectional switch is turned off and the second bidirectional switch is turned on;
A power supply short-circuit mode in which both the first and second bidirectional switches are turned on,
Claim 1, characterized in that said first and second voltage doubler rectification mode, and the magnitude relation of the charging voltage of the plurality of capacitors to determine based on the power supply current polarity and that the power supply current polarity or estimated, 3 4. The AC / DC converter according to any one of 4 above. 前記制御手段は、
前記第１および第２のスイッチング素子が共にＯＦＦする全波整流モードと、
前記第１のスイッチング素子がＯＮし、前記第２のスイッチング素子がＯＦＦする第１の倍電圧整流モードと、
前記第１のスイッチング素子がＯＦＦし、前記第２のスイッチング素子がＯＮする第２の倍電圧整流モードと、
前記第１および第２のスイッチング素子が共にＯＮする電源短絡モードとを備え、
前記第１および第２の倍電圧整流モードを、前記複数のコンデンサの充電電圧の差が減少するように制御することを特徴とする請求項２、３、５の何れかに記載の交流直流変換装置。 The control means includes
A full-wave rectification mode in which both the first and second switching elements are OFF;
A first voltage doubler rectification mode in which the first switching element is turned on and the second switching element is turned off;
A second voltage rectification mode in which the first switching element is turned off and the second switching element is turned on;
A power supply short-circuit mode in which both the first and second switching elements are ON,
6. The AC / DC conversion according to claim 2 , wherein the first and second voltage doubler rectification modes are controlled such that a difference between charging voltages of the plurality of capacitors is reduced. apparatus. 前記制御手段は、電源電流極性の推定を電源電圧の位相情報に基づいて行うことを特徴とする請求項１、３、４、６の何れかに記載の交流直流変換装置。 Wherein, AC-DC converter according to claim 1, 3, 4, 6 which is characterized in that on the basis of the power current polarity estimation of the phase information of the power supply voltage. 前記制御手段の制御による交流電源の半周期中に、全波整流モードの発生数を３回、第１の倍電圧整流モード、第２の倍電圧整流モードおよび電源短絡モードの発生数をそれぞれ２回とすることを特徴とする請求項１乃至８の何れかに記載の交流直流変換装置。 During the half cycle of the AC power source controlled by the control means, the number of occurrences of the full-wave rectification mode is 3 times, the number of occurrences of the first voltage doubler rectification mode, the second voltage doubler rectification mode and the power supply short-circuit mode is 2 respectively. AC-DC converter according to any one of claims 1 to 8, characterized in that the times. 前記第１の電圧検出手段は、前記複数のコンデンサの両端間に直列に接続された複数の抵抗と、この複数の抵抗により分圧された前記整流回路の負極の低電位側の電圧をデジタルに変換するＡ／Ｄコンバータとで構成され、前記第２の電圧検出手段は、前記複数のコンデンサのうち低電位側に位置するコンデンサの両端間に直列に接続された複数の抵抗と、この複数の抵抗により分圧された前記整流回路の負極の低電位側の電圧をデジタルに変換するＡ／Ｄコンバータとで構成されていることを特徴とする請求項１乃至９の何れかに記載の交流直流変換装置。 The first voltage detection means digitally converts a plurality of resistors connected in series between both ends of the plurality of capacitors and a voltage on the low potential side of the negative electrode of the rectifier circuit divided by the plurality of resistors. The second voltage detecting means includes a plurality of resistors connected in series between both ends of the capacitor located on the low potential side of the plurality of capacitors, and the plurality of resistors. AC-DC according to any one of claims 1 to 9, characterized in that the negative electrode of the low potential side of the voltage divided by the rectifier circuit by the resistor is composed of an a / D converter for converting the digital Conversion device. 前記リアクタは、磁束の空隙部にリアクタ音抑制のための非磁性材が挿入されていることを特徴とする請求項１乃至１０の何れかに記載の交流直流変換装置。 The reactor, AC-DC converter according to any one of claims 1 to 10, characterized in that non-magnetic material for the reactor sound reduction is inserted in the gap portion of the magnetic flux. 前記第１および第２の双方向スイッチは、ダイオード整流器とスイッチング素子とにより構成されていることを特徴とする請求項１、３、４、６および請求項８乃至１１の何れかに記載の交流直流変換装置。 The alternating current according to any one of claims 1, 3 , 4, 6, and 8 to 11 , wherein the first and second bidirectional switches are constituted by a diode rectifier and a switching element. DC converter. 前記第１および第２の双方向スイッチは、電流を一方向に流す直列接続の第１のスイッチング素子および第１のダイオードと、前記第１のスイッチング素子および第１のダイオードに並列に接続され、電流を逆方向に流す直列接続の第２のスイッチング素子および第２のダイオードとから構成されていることを特徴とする請求項１、３、４、６および請求項８乃至１１の何れかに記載の交流直流変換装置。 The first and second bidirectional switches are connected in parallel to a first switching element and a first diode connected in series to pass a current in one direction, and to the first switching element and the first diode; claim 1 and 3, characterized in that it is composed of a second switching element and a second diode connected in series to flow a current in the opposite direction, according to any of 4, 6 and claims 8 to 11 AC to DC converter. 前記複数のコンデンサのうち高電位側に位置するコンデンサの両端間のインピーダンスと低電位側に位置するコンデンサの両端間のインピーダンスとを略一致させた構成とすることを特徴とする請求項１乃至１３の何れかに記載の交流直流変換装置。 Claims 1 to 13, characterized in that a structure in which substantially matched to the impedance across the capacitor is located in impedance and low potential side across capacitor located on the high potential side of the plurality of capacitors The AC / DC converter according to any one of the above. 請求項１乃至１４の何れかに記載の交流直流変換装置と、
前記交流直流変換装置からの直流電力を交流電力に変換して圧縮機の永久磁石電動機を駆動するインバータと
を備えたことを特徴とする圧縮機駆動装置。 An AC / DC converter according to any one of claims 1 to 14 ,
A compressor driving device comprising: an inverter that converts DC power from the AC / DC converter into AC power to drive a permanent magnet motor of the compressor. 請求項１５に記載の圧縮機駆動装置により冷媒が循環されることを特徴とする空気調和機。 An air conditioner in which refrigerant is circulated by the compressor driving device according to claim 15 .
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