JP6184885B2 - Inverter device and air conditioner - Google Patents
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Description
本発明は、インバータ装置及び空気調和機に関するものである。 The present invention relates to an inverter device and air conditioner.
空気調和機に備えられる圧縮機用のモータは、整流回路、昇圧回路、及びインバータ回路を備えたインバータ装置によって回転数制御が行われる。
例えば、特許文献１に開示されているように、交流電力が整流回路によって整流された後に、昇圧回路で所定の直流電圧に昇圧され、インバータ回路によって三相交流電力に変換されてモータへ供給される。
The motor for the compressor provided in the air conditioner is controlled in rotation speed by an inverter device including a rectifier circuit, a booster circuit, and an inverter circuit.
For example, as disclosed in
このようなインバータ装置として、昇圧回路がモータ回転数にかかわらず、一定の直流電圧を出力するものがある。
図１８に示されるように、直流電圧が一定であると、モータ回転数が低い状態において、直流電圧とインバータの出力電圧との差が大きくなる。インバータの出力電圧に含まれる高調波成分は、直流電圧とインバータの出力電圧との差が大きいほど増加し、差が小さいほど減少する。このため、図１９に示されるように、高調波成分がモータの回転数が低いほど増加し、その結果、図２０に示されるようにモータの回転数が低い状態において、モータ効率が悪くなる。
As such an inverter device, there is one in which a booster circuit outputs a constant DC voltage regardless of the motor rotation speed.
As shown in FIG. 18, when the DC voltage is constant, the difference between the DC voltage and the output voltage of the inverter increases in a state where the motor rotation speed is low. The harmonic component contained in the output voltage of the inverter increases as the difference between the DC voltage and the output voltage of the inverter increases, and decreases as the difference decreases. For this reason, as shown in FIG. 19, the harmonic component increases as the rotational speed of the motor decreases, and as a result, the motor efficiency deteriorates when the rotational speed of the motor is low as shown in FIG.
また、リアクタ、スイッチング素子、及びダイオードで構成される昇圧回路を備えると、スイッチング動作による損失が発生する。このため、このような昇圧回路を備えるインバータ装置は、昇圧回路を備えないインバータ装置に比べて効率が悪くなる。 In addition, when a booster circuit including a reactor, a switching element, and a diode is provided, loss due to a switching operation occurs. For this reason, an inverter device provided with such a booster circuit is less efficient than an inverter device not provided with a booster circuit.
そこで、特許文献２には、モータ回転数に応じて昇圧回路を制御することで、装置の効率を向上させるモータ制御装置が開示されている。
Therefore,
しかしながら、特許文献２に開示されているモータ制御装置には以下のような問題点がある。図２１は、特許文献２に開示されている図９に相当する図である。また、図２２は、図２１のＡ，Ｂ，Ｃ領域におけるインバータ回路の出力波形である。
However, the motor control device disclosed in
モータ回転数が低いＡ領域では、直流電圧指令が１５０Ｖで一定値とされている。しかし、交流電源の電圧が１００Ｖ（ピーク電圧１４２Ｖ）とすると、ピーク電圧と比較しても昇圧回路は、少なくとも８Ｖの電圧を昇圧していることとなる。このため、昇圧回路がスイッチング動作を行うことによる損失が発生するという問題点がある。なお、Ａ領域では、図２２（Ａ）に示されるように、インバータ回路からは等幅のＰＷＭ波形が出力される。 In the region A where the motor rotation speed is low, the DC voltage command is a constant value of 150V. However, when the voltage of the AC power supply is 100 V (peak voltage 142 V), the booster circuit boosts a voltage of at least 8 V even compared to the peak voltage. For this reason, there is a problem that a loss occurs due to the switching operation of the booster circuit. In the A region, as shown in FIG. 22A, a PWM waveform with an equal width is output from the inverter circuit.
また、直流電圧指令がモータ回転数の増加と共に１５０Ｖから３３０Ｖで変化するＢ領域では、図２２（Ｂ）に示されるように、ＰＷＭ制御からＰＡＭ制御とされる。すなわち、モータの回転数制御は、昇圧回路による電圧制御でのみ行われる。
このため、インバータ回路の出力波形は一定となり、モータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相共にオン、オフが無い矩形波出力となる。このような矩形波駆動は、インバータ回路の出力波形をモータの回転数に応じて適した形状とできない。このため、例えばモータが正弦波駆動される場合に比べて、高調波成分が大きくなり効率が悪くなる。
Further, in the B region where the DC voltage command changes from 150 V to 330 V as the motor rotation speed increases, the PWM control is changed to the PAM control as shown in FIG. That is, the rotation speed control of the motor is performed only by voltage control by the booster circuit.
For this reason, the output waveform of the inverter circuit is constant, and the U phase, V phase, and W phase of the motor are rectangular wave outputs that are not on or off. Such a rectangular wave drive cannot make the output waveform of an inverter circuit into a suitable shape according to the rotation speed of a motor. For this reason, compared with the case where a motor is sine wave drive, for example, a harmonic component becomes large and efficiency worsens.
さらに、モータ回転数が高く直流電圧指令が一定となるＣ領域では、図２２（Ｃ）に示されるようにＰＡＭ制御が行われ、インバータの出力波形が矩形波であるため、転流位相は−４０°程度が限界である（特許文献２の図７参照）。 Furthermore, in the C region where the motor rotation speed is high and the DC voltage command is constant, PAM control is performed as shown in FIG. 22C, and the output waveform of the inverter is a rectangular wave. The limit is about 40 ° (see FIG. 7 of Patent Document 2).
また、特許文献２では、圧縮機用のモータが搭載された空気調和機において、Ａ，Ｂ，Ｃ領域の最適な設定が明確でない。
Moreover, in
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであって、昇圧回路を備えてもより高い効率でモータを駆動させることができる、インバータ装置及び空気調和機を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of such circumstances, and an object thereof is to provide an inverter device and an air conditioner that can drive a motor with higher efficiency even if a booster circuit is provided. .
上記課題を解決するために、本発明のインバータ装置及び空気調和機は以下の手段を採用する。 In order to solve the above problems, the inverter device and air conditioner of the present invention employs the following means.
本発明の第一態様に係るインバータ装置は、直流電力の電圧を昇圧させる昇圧回路と、前記昇圧回路によって昇圧された直流電力を交流電力に変換し、モータへ供給するインバータ回路と、前記昇圧回路を制御する昇圧回路制御手段と、前記インバータ回路を制御するインバータ回路制御手段と、を備え、前記昇圧回路制御手段は、前記モータの最小回転数から中間回転数以下の第１領域では前記昇圧回路に昇圧させず、前記中間回転数を超えて定格回転数未満の第２領域では前記モータの回転数に比例して前記昇圧回路に昇圧させ、前記定格回転数以上かつ最大回転数以下である第３領域では前記昇圧回路に一定値で昇圧させ、前記インバータ回路制御手段は、前記第１領域を超えた回転数において前記モータを過変調制御し、前記モータの誘起電圧定数は、前記第１領域から前記第２領域へ切り替わる回転数において過変調制御が可能となる値とされる。
An inverter device according to a first aspect of the present invention includes a booster circuit that boosts a voltage of DC power, an inverter circuit that converts DC power boosted by the booster circuit into AC power, and supplies the AC power, and the booster circuit Boosting circuit control means for controlling the inverter circuit, and inverter circuit control means for controlling the inverter circuit, the boosting circuit control means in the first region from the minimum rotational speed of the motor to the intermediate rotational speed or less. In the second region that exceeds the intermediate rotational speed and is less than the rated rotational speed, the boosting circuit boosts the pressure in proportion to the rotational speed of the motor, and is equal to or higher than the rated rotational speed and equal to or lower than the maximum rotational speed. In
本構成によれば、昇圧回路によって直流電力の電圧が昇圧され、インバータ回路によって昇圧された直流電力が交流電力に変換され、モータへ供給される。昇圧回路は昇圧回路制御手段によって制御され、インバータ回路はインバータ回路制御手段によって制御される。昇圧回路は、モータの最小回転数から中間回転数以下は昇圧せず、中間回転数を超えて定格回転数未満ではモータの回転数に比例して昇圧し、定格回転数以上かつ最大回転数以下では一定値で昇圧する。 According to this configuration, the voltage of the DC power is boosted by the booster circuit, and the DC power boosted by the inverter circuit is converted into AC power and supplied to the motor. The booster circuit is controlled by the booster circuit control means, and the inverter circuit is controlled by the inverter circuit control means. The booster circuit does not boost the motor from the minimum rotation speed to the intermediate rotation speed or less, and if it exceeds the intermediate rotation speed and less than the rated rotation speed, it boosts in proportion to the motor rotation speed. Then, the voltage is boosted at a constant value.
従来は、モータの最小回転数から中間回転数以下では、昇圧回路は昇圧を行っていた。このため、直流電圧とインバータの出力電圧との差が大きく、高調波成分が大きかった。一方、本構成は、モータの最小回転数から中間回転数以下である第１領域では昇圧を行わないため、直流電圧とインバータの出力電圧との差が従来にくらべて小さくなる。このため、高調波成分が低減され、モータの効率が向上する。 Conventionally, the booster circuit has boosted the motor from the minimum rotational speed to the intermediate rotational speed or less. For this reason, the difference between the DC voltage and the output voltage of the inverter is large, and the harmonic component is large. On the other hand, in the present configuration, since the voltage is not boosted in the first region where the minimum rotational speed of the motor is equal to or lower than the intermediate rotational speed, the difference between the DC voltage and the output voltage of the inverter is smaller than that in the past. For this reason, a harmonic component is reduced and the efficiency of a motor improves.
また、従来は、モータの中間回転数から最大回転数以下では、モータの回転数制御を昇圧回路の電圧制御（ＰＡＭ制御）で行っていた。このため、インバータの出力波形は矩形波でかつ、一定であり、モータの回転数に応じた効率が最適となる波形とできなかった。
一方、本構成は、モータの中間回転数を超えて定格回転数未満の第２領域では、昇圧回路が昇圧を行って直流電圧を出力するものの、モータの回転数制御はインバータ回路による過変調制御で行われる。このため、昇圧の度合いに自由度があり、昇圧回路は直流電圧を、昇圧回路の損失、インバータ回路の損失、及びモータの損失等の各損失が最小となるように設定できる。なお、第２領域は、空気調和機の運転時間の割合が多い領域として設定される。また、モータの回転数が定格回転数以上かつ最大回転数以下の第３領域でも、過変調制御が行われる。このため、従来に比べて、転流位相をより大きくでき、モータの回転数をより高速にすることができる。
Conventionally, the motor speed control is performed by voltage control (PAM control) of the booster circuit at an intermediate speed of the motor to a maximum speed or less. For this reason, the output waveform of the inverter is a rectangular wave and constant, and a waveform in which the efficiency according to the rotation speed of the motor is optimum cannot be obtained.
On the other hand, in this configuration, in the second region where the intermediate rotational speed of the motor is exceeded and less than the rated rotational speed, the booster circuit boosts and outputs a DC voltage, but the motor rotational speed control is overmodulation control by an inverter circuit. Done in Therefore, there is a degree of freedom in boosting, and the boosting circuit can set the DC voltage so that each loss such as the loss of the boosting circuit, the loss of the inverter circuit, and the loss of the motor is minimized. The second region is set as a region where the ratio of the operation time of the air conditioner is large. Further, overmodulation control is also performed in the third region where the rotation speed of the motor is not less than the rated rotation speed and not more than the maximum rotation speed. For this reason, the commutation phase can be made larger and the rotational speed of the motor can be made faster than in the prior art.
また、モータとして、第１領域から第２領域へ切り替わる回転数において過変調制御が可能となる誘起電圧定数を有するモータが選定されるので、この切り替わる領域において、最も効率の良い運転が可能となる。 In addition, since a motor having an induced voltage constant capable of overmodulation control at the number of revolutions switched from the first region to the second region is selected as the motor, the most efficient operation is possible in this switching region. .
従って、本構成は、昇圧回路を備えてもより高い効率でモータを駆動させることができる。 Therefore, this configuration can drive the motor with higher efficiency even if the booster circuit is provided.
上記第一態様では、前記昇圧回路制御手段が、前記第２領域において、前記インバータ回路の効率と前記モータの効率との積が最大となる直流電圧を前記昇圧回路に出力させることが好ましい。 In the first aspect, it is preferable that the booster circuit control unit causes the booster circuit to output a DC voltage that maximizes the product of the efficiency of the inverter circuit and the efficiency of the motor in the second region.
本構成によれば、装置の効率をより向上できる。 According to this configuration, the efficiency of the apparatus can be further improved.
上記第一態様では、前記昇圧回路制御手段が、前記直流電圧と該直流電圧の指令値との差、及び前記昇圧回路を流れる電流の平均値と該電流のピーク値との差に基づいて、デューティ指令を生成し、前記デューティ指令に所定のキャリア周波数である三角波を重ねることで、前記昇圧回路が有するスイッチング素子に対する制御信号を生成することが好ましい。 In the first aspect, the booster circuit control means is based on the difference between the DC voltage and the command value of the DC voltage, and the difference between the average value of the current flowing through the booster circuit and the peak value of the current, It is preferable to generate a control signal for a switching element included in the booster circuit by generating a duty command and superimposing a triangular wave that is a predetermined carrier frequency on the duty command.
本構成によれば、昇圧回路を流れる電流の平均値と該電流のピーク値との差を用いることにより、簡易に昇圧回路を流れる電流を安定させることができる。 According to this configuration, the current flowing through the booster circuit can be easily stabilized by using the difference between the average value of the current flowing through the booster circuit and the peak value of the current.
上記第一態様では、前記昇圧回路が、複数が並列に接続されて構成され、前記昇圧回路制御手段が、前記昇圧回路の各々が備えるスイッチング素子に対する前記三角波の位相をずらすことが好ましい。 In the first aspect, it is preferable that a plurality of the booster circuits are connected in parallel, and the booster circuit control unit shifts the phase of the triangular wave with respect to the switching element included in each of the booster circuits.
本構成によれば、容量の小さなスイッチング素子で、昇圧回路全体の容量を増加させることができる。 According to this configuration, the capacity of the entire booster circuit can be increased with a switching element having a small capacity.
上記第一態様では、前記昇圧回路が有する昇圧用ダイオードの両端に接続されるリレー回路を備え、前記リレー回路が、前記第１領域においてオンとされることが好ましい。 In the first aspect, it is preferable that a relay circuit connected to both ends of a boosting diode included in the booster circuit is provided, and the relay circuit is turned on in the first region.
本構成によれば、昇圧回路における損失をより低減できる。 According to this configuration, loss in the booster circuit can be further reduced.
本発明の第二態様に係る空気調和機は、上記記載のインバータ装置と、前記第１領域から前記第２領域へ切り替わる回転数において過変調制御が可能となる誘起電圧定数を有し、圧縮機を駆動させるモータと、を備える。 An air conditioner according to a second aspect of the present invention has the above-described inverter device and an induced voltage constant that enables overmodulation control at the number of revolutions switched from the first region to the second region. And a motor for driving the motor.
本発明によれば、昇圧回路を備えてもより高い効率でモータを駆動させることができる、という優れた効果を有する。 According to the present invention, even if a booster circuit is provided, the motor can be driven with higher efficiency.
以下に、本発明に係るインバータ装置及び空気調和機の一実施形態について、図面を参照して説明する。 Hereinafter, an embodiment of an inverter device and an air conditioner according to the present invention will be described with reference to the drawings.
〔第１実施形態〕
以下、本発明の第１実施形態について説明する。
[First Embodiment]
The first embodiment of the present invention will be described below.
図１を参照して、本第１実施形態に係るインバータ装置１０の電気的構成について説明する。インバータ装置１０は、一例として、空気調和機に備えられる圧縮機を回転させる圧縮機用モータ１２（例えば永久磁石モータ）へ電力を供給するものである。
With reference to FIG. 1, the electrical configuration of the
インバータ装置１０は、交流電源１４からの三相交流電力を整流する整流回路１６と、整流回路１６によって整流された直流電力の電圧を昇圧させる昇圧回路１８と、昇圧回路１８によって昇圧された直流電力を交流電力に変換するインバータ回路２０を備える。
The
整流回路１６は、６個の整流用ダイオード２２ａ〜２２ｆを備え、整流用ダイオード２２ａ〜２２ｆがブリッジ接続されている。
The
昇圧回路１８は、昇圧用リアクタ２４、昇圧用ダイオード２６、及び昇圧用スイッチング素子２８を備える。昇圧用リアクタ２４は、一端が整流回路１６に接続され、他端が昇圧用ダイオード２６のアノードに接続される。昇圧用ダイオード２６のカソードは、インバータ回路２０に接続される。昇圧用スイッチング素子２８は、一端が昇圧用リアクタ２４と昇圧用ダイオード２６との接続点に接続され、他端が整流回路１６及びインバータ回路２０に接続される。
The step-up
昇圧回路１８とインバータ回路２０との間には、昇圧回路１８の出力を平滑化する平滑化コンデンサ３０が備えられている。
Between the
インバータ回路２０は、昇圧回路１８から直流電圧が供給され、直流電圧を３相交流電圧に変換し、圧縮機用モータ１２に供給する。具体的には、インバータ回路２０は、各相に対応して設けられた上側アームのスイッチング素子３２ａ、３２ｂ、３２ｃと下側アームのスイッチング素子３２ｄ、３２ｅ、３２ｆとを備えており、これらのスイッチング素子３２ａ〜３２ｆが制御される。これにより、圧縮機用モータ１２に供給される３相交流電圧（以下「インバータ出力電圧」という。）が制御される。
The
インバータ装置１０は、昇圧回路電圧指令部４０、昇圧回路制御部４２、及びインバータ回路制御部４４を備える。
なお、昇圧回路１８で昇圧された直流電圧は、直流電圧検出部４６によって検出される。昇圧回路１８を流れる電流（以下「コンバータ電流」という。）は、コンバータ電流検出部４８によって検出される。圧縮機用モータ１２を流れる電流（以下「モータ電流」という。）は、昇圧回路１８とインバータ回路２０との間に備えられたモータ電流検出部５０によって検出される。
The
Note that the DC voltage boosted by the
昇圧回路電圧指令部４０は、外部の制御装置から入力される圧縮機用モータ１２の回転数指令値（以下「モータ回転数指令」という。）と、インバータ回路制御部４４の過変調制御のオン、オフに基づいて、直流電圧の指令値（以下「電圧指令」という。）を生成して昇圧回路制御部４２へ出力する。なお、昇圧回路電圧指令部４０は、過変調制御のオン、オフについて、インバータ回路制御部４４から入力される過変調制御信号に基づいて判断する。
The booster circuit
昇圧回路制御部４２は、電圧指令に基づいて、昇圧回路１８の昇圧用スイッチング素子２８のオン、オフを制御する制御信号（ＰＷＭ信号）を生成して昇圧用スイッチング素子２８へ出力する。
The step-up
インバータ回路制御部４４は、モータ回転数指令に基づいて、インバータ回路２０のスイッチング素子３２ａ〜３２ｆのオン、オフを制御する制御信号を生成し、インバータ回路２０へ出力する。なお、本第１実施形態に係るインバータ回路制御部４４は、圧縮機用モータ１２の回転数制御を正弦波駆動制御で行う。このため、インバータ回路制御部４４は、インバータ回路２０が疑似正弦波ＰＷＭ波形を出力するための制御信号を生成する。
また、インバータ回路制御部４４は、過変調制御が可能な疑似正弦波ＰＷＭ波形出力機能を有する。
The inverter
The inverter
図２は、昇圧回路電圧指令部４０によって実行される電圧指令生成処理の流れを示すフローチャートである。電圧指令生成処理は、圧縮機用モータ１２が動作すると共に開始される。なお、図２に示されるフローチャートは、圧縮機用モータ１２の回転数が上昇する場合であり、回転数が下降する場合は、逆の流れとなる。
FIG. 2 is a flowchart showing a flow of voltage command generation processing executed by the booster circuit
なお、昇圧回路電圧指令部４０は、例えば、ＭＰＵ（Micro Processing Unit）であり、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、及びコンピュータ読み取り可能な記憶媒体等から構成されている。そして、昇圧回路電圧指令部４０で実行される一連の処理は、一例として、プログラムの形式で記憶媒体等に記憶されており、このプログラムをＣＰＵがＲＡＭ等に読み出して、情報の加工・演算処理を実行することにより、各種機能が実現される。プログラムは、ＲＯＭやその他の記憶媒体に予めインストールしておく形態や、コンピュータ読み取り可能な記憶媒体に記憶された状態で提供される形態、有線又は無線による通信手段を介して配信される形態等が適用されてもよい。コンピュータ読み取り可能な記憶媒体とは、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、半導体メモリ等である。
The booster circuit
ステップ１００では、圧縮機用モータ１２が最小回転数から中間回転数以下（後述するＡ領域）で、ゼロ電圧指令を生成して昇圧回路制御部４２へ出力する。
ゼロ電圧指令は、昇圧回路１８で昇圧をさせないことを示す電圧指令である。ゼロ電圧指令が入力された昇圧回路制御部４２は、昇圧用スイッチング素子２８をオフ状態とする。
なお、最小回転数は、圧縮機用モータ１２が圧縮機を駆動させるために必要な最小の回転数である。中間回転数は、最小回転数と定格回転数の略中間値である。
In
The zero voltage command is a voltage command indicating that boosting is not performed by the
The minimum number of rotations is the minimum number of rotations necessary for the
これにより、圧縮機用モータ１２が最小回転数から中間回転数以下では、昇圧回路１８は動作を停止することとなる。
As a result, when the
次のステップ１０２では、モータ回転数指令が中間回転数を超えたか否かを判定し、肯定判定の場合はステップ１０３へ移行する。一方、否定判定の場合はステップ１００へ戻り、ゼロ電圧指令の出力が継続される。 In the next step 102, it is determined whether or not the motor rotation speed command has exceeded the intermediate rotation speed. If the determination is affirmative, the process proceeds to step 103. On the other hand, in the case of negative determination, the process returns to step 100 and the output of the zero voltage command is continued.
ステップ１０３では、過変調制御に入ったか否かを判断し、肯定判定の場合は、次のステップ１０４へ移行する。一方、否定判定の場合は、ステップ１００へ戻り、ゼロ電圧指令の出力が継続される。 In step 103, it is determined whether or not overmodulation control has been entered. If the determination is affirmative, the routine proceeds to the next step 104. On the other hand, in the case of negative determination, the process returns to step 100 and the output of the zero voltage command is continued.
ステップ１０４では、モータ回転数指令が中間回転数を超えて定格回転数未満（後述するＢ領域）で、昇圧電圧指令を生成して昇圧回路制御部４２へ出力する。
昇圧電圧指令は、モータ回転数指令に示される回転数に比例して、直流電圧を昇圧させる電圧指令である。すなわち、モータ回転数指令が大きくなると昇圧電圧指令も大きくなり、昇圧回路１８から出力される直流電圧も大きくなる。
In step 104, when the motor rotation speed command exceeds the intermediate rotation speed and less than the rated rotation speed (B region described later), a boost voltage command is generated and output to the boost
The boost voltage command is a voltage command for boosting the DC voltage in proportion to the rotation speed indicated in the motor rotation speed command. That is, as the motor rotational speed command increases, the boosted voltage command also increases, and the DC voltage output from the
次のステップ１０６では、モータ回転数指令が定格回転数以上か否かを判定し、肯定判定の場合はステップ１０７へ移行する。一方、否定判定の場合はステップ１０４へ戻り、昇圧電圧指令の出力が継続される。 In the next step 106, it is determined whether or not the motor rotation speed command is equal to or higher than the rated rotation speed. If the determination is affirmative, the process proceeds to step 107. On the other hand, if the determination is negative, the process returns to step 104 and the output of the boost voltage command is continued.
ステップ１０７では、昇圧電圧指令値が予め設定した昇圧電圧最大値か否かを判定し、肯定判定の場合はステップ１０８へ移行する。一方、否定判定の場合はステップ１０４へ戻り、昇圧電圧指令の出力が継続される。 In step 107, it is determined whether or not the boost voltage command value is a preset boost voltage maximum value. If the determination is affirmative, the process proceeds to step 108. On the other hand, if the determination is negative, the process returns to step 104 and the output of the boost voltage command is continued.
ステップ１０８では、モータ回転数指令が定格回転数以上かつ最大回転数以下において、一定電圧指令を生成して昇圧回路制御部４２へ出力する。
一定電圧指令は、一定値の直流電圧を出力するように昇圧させる電圧指令である。
In
The constant voltage command is a voltage command for boosting so as to output a DC voltage having a constant value.
図３は、本第１実施形態に係る昇圧回路１８から出力される直流電圧及びインバータ回路２０から出力されるインバータ出力電圧のモータ回転数に応じた変化を示す図である。
Ａ領域は、最小回転数から中間回転数以下でのモータ回転数である。Ｂ領域は、中間回転数を超えて定格回転数未満でのモータ回転数である。Ｃ領域は、定格回転数以上かつ最大回転数以下までのモータ回転数である。
また、図４は、本第１実施形態に係るインバータ回路２０の出力波形を示す模式図である。
FIG. 3 is a diagram illustrating changes in the DC voltage output from the
Region A is the motor rotation speed from the minimum rotation speed to the intermediate rotation speed or less. Region B is the motor rotation speed that exceeds the intermediate rotation speed and is less than the rated rotation speed. C region is the motor speed up to the rated speed and below the maximum speed.
FIG. 4 is a schematic diagram showing an output waveform of the
図４（Ａ）は、Ａ領域におけるインバータ回路２０の出力波形を示しており、Ａ領域では、疑似正弦波ＰＷＭ波形が出力される。
そして、図３に示されるように、Ａ領域ではゼロ電圧指令が出力されるため、昇圧回路１８は停止し、昇圧を行わないので、直流電圧は低く設定される。なお、モータ回転数が上昇すると流れる電流も増加して電圧降下が生じるため、Ａ領域ではモータ回転数の上昇に伴い徐々に直流電圧が低下する。なお、この電圧降下は、圧縮機用モータ１２の運転に支障のない大きさである。
この結果、昇圧回路１８を停止させているので、従来に比べて昇圧回路１８の損失が低減する。また、直流電圧が低いので、直流電圧とインバータ出力電圧との差が小さくなり、図５に示されるように従来に比べて高調波成分が小さく、圧縮機用モータ１２の効率が向上する。
FIG. 4A shows an output waveform of the
Then, as shown in FIG. 3, since the zero voltage command is output in the A region, the
As a result, since the
図４（Ｂ）は、Ｂ領域におけるインバータ回路２０の出力波形を示しており、Ｂ領域では、過変調制御のための疑似正弦波ＰＷＭ波形が出力される。
すなわち、本第１実施形態に係るインバータ装置１０は、Ｂ領域において従来のように昇圧回路１８によってモータ回転数を制御（ＰＡＭ制御）するのではなく、インバータ回路２０の過変調制御によってモータ回転数を制御する。一方、昇圧回路１８は、過変調制御に適した直流電圧を出力する。このため、図３に示されるように、昇圧回路１８は、Ｂ領域においてモータ回転数に比例して昇圧するものの、モータ回転数を制御しないので、昇圧の度合いに自由度がある。
従って、昇圧回路１８は、直流電圧をインバータ装置１０の効率が最大となるように設定できる。例えば、昇圧回路１８の損失、インバータ回路２０の損失、圧縮機用モータ１２の損失等の各損失が最小となるように、すなわち、効率が最大となるように直流電圧が設定される。
FIG. 4B shows an output waveform of the
That is, in the
Therefore, the
直流電圧と各効率との関係を示した図６を参照して、Ｂ領域において装置の効率が最大となる直流電圧の設定について説明する。
図６（Ａ）は、インバータ回路２０の効率（以下「インバータ効率」という。）と直流電圧との関係を示し、図６（Ｂ）は、圧縮機用モータ１２の効率（以下「モータ効率」という。）と直流電圧との関係を示し、図６（Ｃ）は、インバータ効率とモータ効率の積と直流電圧との関係を示す。
図６（Ａ）に示されるように直流電圧は小さいほど、インバータ効率は高くなる。また、図６（Ｂ）に示されるように直流電圧が大きいほどモータ効率は高くなる。
そこで、昇圧回路電圧指令部４０は、Ｂ領域において、インバータ効率とモータ効率の積が最大となる直流電圧を示す電圧指令を昇圧回路制御部４２へ出力し、該直流電圧を昇圧回路１８から出力させる。
With reference to FIG. 6 showing the relationship between the DC voltage and each efficiency, the setting of the DC voltage that maximizes the efficiency of the apparatus in the B region will be described.
6A shows the relationship between the efficiency of the inverter circuit 20 (hereinafter referred to as “inverter efficiency”) and the DC voltage, and FIG. 6B shows the efficiency of the compressor motor 12 (hereinafter referred to as “motor efficiency”). And FIG. 6C shows the relationship between the product of the inverter efficiency and the motor efficiency and the DC voltage.
As shown in FIG. 6A, the smaller the DC voltage, the higher the inverter efficiency. Further, as shown in FIG. 6B, the motor efficiency increases as the DC voltage increases.
Therefore, the booster circuit
なお、圧縮機用モータ１２の誘起電圧定数（Ｖ／ｒｐｍ）は、Ａ領域からＢ領域へ切り替わる回転数において過変調制御が可能となる値である。すなわち、圧縮機用モータ１２として、モータ回転数がＢ領域に入った場合に、過変調制御が可能となる誘起電圧定数を有するモータが選定されている。
圧縮機用モータ１２は、誘起電圧よりも高いインバータ回路２０の出力電圧によって回転する。このため、インバータ回路２０が過変調制御を行う場合の出力電圧が、誘起電圧と同等となる圧縮機用モータ１２が選定されることで、圧縮機用モータ１２に対する過変調制御が可能となる。
一例として、過変調制御を行う場合のインバータ回路２０の出力電圧の最大値ＶＭＡＸは、直流電圧をＶＤＣとすると、下記（１）式で表される。
（１）式は、２アーム変調方式の線間の最大電圧の例で、ｎは変調率を表し、ｎが１より大きい場合に可変調制御と呼ばれる。
The induced voltage constant (V / rpm) of the
The
As an example, the maximum value V MAX of the output voltage of the
Formula (1) is an example of the maximum voltage between lines of the two-arm modulation system, where n represents a modulation rate, and when n is larger than 1, it is called modulation control.
図４（Ｃ）は、Ｃ領域におけるインバータ回路２０の出力波形を示しており、Ｃ領域ではＢ領域と同様に、過変調制御のための疑似正弦波ＰＷＭ波形が出力される。なお、Ｃ領域では、弱め磁束制御（進角制御ともいう。）によって、モータ回転数が制御される。
定格回転数以上かつ最大回転数以下においても、正弦波駆動制御が行われるので、弱め磁束制御を行うための圧縮機用モータ１２の転流位相は原理上９０°程度まで可能となる。このため、インバータ装置１０は、進角制御によって、高い回転数でもよりトルクを増大でき、モータ回転数をより高効率で高速に制御可能となる。
FIG. 4C shows an output waveform of the
Since the sine wave drive control is performed even at the rated rotation speed or more and the maximum rotation speed or less, the commutation phase of the
図７は、本第１実施形態に係るモータ回転数に応じたモータ効率の変化を示した図である。図７に示されるように、Ａ，Ｂ，Ｃ領域におけるモータ効率が従来に比べて向上する。 FIG. 7 is a diagram showing a change in motor efficiency according to the motor rotation speed according to the first embodiment. As shown in FIG. 7, the motor efficiency in the A, B, and C regions is improved as compared with the conventional case.
次に、空気調和機としてのＡ，Ｂ，Ｃ領域の設定について説明する。
表１は、業務用空気調和機における運転条件に対する運転時間の割合を示した表である。また、表２は、住宅用空気調和機における運転条件に対する運転時間の割合を示した表である。なお、表１，２における「中間」とは圧縮機用モータ１２を中間回転数近辺で回転させる運転であり、「定格」とは圧縮機用モータ１２を定格回転数近辺で回転させる運転である。
Table 1 is a table showing the ratio of operating time to operating conditions in a commercial air conditioner. Table 2 is a table showing the ratio of the operation time to the operation condition in the residential air conditioner. In Tables 1 and 2, “intermediate” is an operation for rotating the
表１，２に示されるように、冷房中間と暖房中間の運転時間の合計が、業務用及び住宅用共に約８０％であり、運転時間の割合の殆どを占めている。
すなわち、空気調和機としては、冷房中間と暖房中間における効率を向上させることが望ましい。このため、本第１実施形態では、圧縮機用モータ１２の最小回転数から中間回転数以下をＡ領域とし、中間回転数を超えて定格回転数未満をＢ領域とし、定格回転数以上かつ最大回転数以下をＣ領域とし、Ａ領域が冷房中間及び暖房中間に相当するように設定している。
As shown in Tables 1 and 2, the total operation time between the cooling intermediate and the heating intermediate is about 80% for both business use and residential use, and occupies most of the operation time ratio.
That is, as an air conditioner, it is desirable to improve the efficiency in the middle of cooling and the middle of heating. For this reason, in the first embodiment, the A range is the minimum rotation speed to the intermediate rotation speed or less of the
上述したように、インバータ装置１０は、空気調和機の運転時間の割合が多い領域として設定されているＡ領域において、昇圧回路１８に昇圧させず効率を上昇させる。
そして、圧縮機用モータ１２として、Ａ領域からＢ領域へ切り替わる回転数において過変調制御が可能となる誘起電圧定数を有するモータが選定されるので、冷房中間や暖房中間において、最も効率の良い運転が可能となる。
As described above, the
As the
このように、空気調和機に備えられるインバータ装置１０は、中間回転数がＡ領域を超えて定格回転数未満のＢ領域において、効率が向上するように圧縮機用モータ１２を制御するので、空気調和機の電気代を削減することができる。
Thus, the
以上説明したように、本第１実施形態に係るインバータ装置１０は、直流電力の電圧を昇圧させる昇圧回路１８と、昇圧回路１８によって昇圧された直流電力を交流電力に変換し、圧縮機用モータ１２へ供給するインバータ回路２０と、を備える。
圧縮機用モータ１２の最小回転数から中間回転数以下のＡ領域では、昇圧回路１８は昇圧しない。また、中間回転数を超えて定格回転数未満のＢ領域では、昇圧回路１８は圧縮機用モータ１２の回転数に比例して昇圧する。また、定格回転数以上かつ最大回転数以下であるＣ領域では、昇圧回路１８は一定値で昇圧する。そして、Ａ領域を超えた回転数において圧縮機用モータ１２は、インバータ回路２０によって過変調制御される。なお、圧縮機用モータ１２の誘起電圧定数は、Ａ領域からＢ領域へ切り替わる回転数において過変調制御が可能となる値とされる。
従って、本第１実施形態に係るインバータ装置１０は、昇圧回路１８を備えてもより高い効率で圧縮機用モータ１２を駆動させることができる。
As described above, the
The
Therefore, the
〔第２実施形態〕
以下、本発明の第２実施形態について説明する。
[Second Embodiment]
Hereinafter, a second embodiment of the present invention will be described.
図８は、本第２実施形態に係るインバータ装置１０の構成を示す。なお、図８における図１と同一の構成部分については図１と同一の符号を付して、その説明を省略する。
本第２実施形態に係るインバータ装置１０は、昇圧回路１８が有する昇圧用ダイオード２６の両端に、リレー回路６０が接続される。
本第２実施形態に係る昇圧回路電圧指令部４０は、回転数指令がＡ領域の範囲内である場合に、リレー回路６０へオン信号を出力する。これにより、リレー回路６０は、Ａ領域においてオンとされる。
FIG. 8 shows a configuration of the
In the
The booster circuit
従って、本第２実施形態に係るインバータ装置１０は、ゼロ電圧指令によって昇圧回路１８が停止している間、昇圧用ダイオード２６を短絡させることとなる。従って、昇圧回路１８が停止している間、昇圧用ダイオード２６での損失が殆ど無くなる。
Therefore, in the
なお、力率改善の作用のある昇圧用リアクタ２４を昇圧用ダイオード２６と共に短絡させることにより、損失を低減させることも考えられる。しかしながら、昇圧用リアクタ２４が短絡されることで、電源の力率が悪化して、入力電流が増大し、整流回路１６の損失が増大する可能性がある。また、電源電流の波形が歪み、電源電流の高調波が増加する可能性もあり、好ましくない。
一方、昇圧用ダイオード２６のみを短絡させることで、昇圧用リアクタ２４による高力率が維持される。これにより、入力電流の増大が無くなると共に整流回路１６の損失増大が無くなり、電流波形も維持して、電源電流の高調波の増加が抑制される。
It is also conceivable to reduce the loss by short-circuiting the boosting
On the other hand, the high power factor of the boosting
〔第３実施形態〕
以下、本発明の第３実施形態について説明する。
本第３実施形態に係るインバータ装置１０の構成は、図１に示す第１実施形態に係るインバータ装置１０又は図８に示す第２実施形態に係るインバータ装置１０の構成と同様であるので説明を省略する。
[Third Embodiment]
Hereinafter, a third embodiment of the present invention will be described.
The configuration of the
図９は、本第３実施形態に係る昇圧回路制御部４２の機能ブロック図である。
本第３実施形態に係る昇圧回路制御部４２は、電圧制御を行う積分制御部７０、電流制御を行う比例制御部７２、及び昇圧用スイッチング素子２８の制御信号を生成する制御信号生成部７４を備える。
FIG. 9 is a functional block diagram of the booster
The booster
積分制御部７０は、直流電圧検出値Ｖｄｃと電圧指令Ｖｒｅｆとの差を用いた積分制御を、下記（２）式に基づいて行う。ＫＩは積分制御ゲインである。なお、直流電圧検出値Ｖｄｃと電圧指令Ｖｒｅｆとの差は減算器７８によって算出される。
比例制御部７２は、コンバータ電流検出値の平均値（以下「コンバータ電流平均値ＩＣＡＶ」という。）とコンバータ電流検出値のピーク値（以下「コンバータ電流ピーク値Ｉｃｐ」という。）との差を用いた比例制御を、下記（３）式に基づいて行う。ＫＰは比例制御ゲインである。なお、コンバータ電流平均値ＩＣＡＶとコンバータ電流ピーク値Ｉｃｐとの差は減算器８０によって算出される。
積分制御部７０で算出された積分制御値Ｉと比例制御部７２で算出された比例制御値Ｐは、加算部８２によって加算され、デューティ指令とされる。このように、昇圧回路制御部４２は、積分制御と比例制御に基づいて、昇圧用スイッチング素子２８のデューティ指令を生成する。
そして、制御信号生成部７４は、デューティ指令に所定のキャリア周波数である三角波を重ねることで、昇圧用スイッチング素子２８に対する制御信号を生成する。
すなわち、表３に示されるように、三角波の振幅よりもデューティ指令の方が大きい場合は、昇圧用スイッチング素子２８はオンとなる。一方、三角波の振幅よりもデューティ指令の方が小さい場合は、昇圧用スイッチング素子２８はオフとなる。
Then, the control
That is, as shown in Table 3, when the duty command is larger than the amplitude of the triangular wave, the boosting switching
ここで、図１０〜１３は、比例制御ゲインＫｐを変更した場合において、昇圧回路１８が有する昇圧用リアクタ２４に流れるコンバータ電流のシミュレーション結果である。
Here, FIG. 10 to 13, when you change the proportional control gain K p, the simulation results of the converter current flowing through the step-up
図１０は比例制御ゲインＫｐを１とした場合、図１１は比例制御ゲインＫｐを２とした場合、図１２は比例制御ゲインＫｐを３とした場合、図１３は比例制御ゲインＫｐを４とした場合である。
図１０は、すなわち電流制御を行わずに電圧制御のみを行っている場合であり、昇圧用リアクタ２４を流れるコンバータ電流は、正弦波状に変動している。しかし、図１１〜１３に示されるように、比例制御ゲインＫｐを増加させ、電流制御を行うことで、正弦波状の変動は小さくなり、コンバータ電流は安定することが分かる。
10 shows that the proportional control gain Kp is 1, FIG. 11 shows that the proportional control gain Kp is 2, FIG. 12 shows that the proportional control gain Kp is 3, and FIG. 13 shows the proportional control gain Kp. Is 4.
FIG. 10 shows a case where only voltage control is performed without current control, and the converter current flowing through the boosting
このように、本第３実施形態に係る昇圧回路制御部４２は、コンバータ電流平均値ＩＣＡＶとコンバータ電流ピーク値Ｉｃｐとの差に基づいて、デューティ指令を生成するので、簡易にコンバータ電流を安定させることができる。
また、昇圧回路制御部４２は、直流電圧を上昇させる場合には、キャリア周波数を上昇させる必要がなく、デューティ指令のみを上昇させればよいので、損失が少なく、簡易な構成で直流電圧を上昇できる。
Thus, since the booster
Further, when the DC voltage is increased, the booster
〔第４実施形態〕
以下、本発明の第４実施形態について説明する。
図１４は、本第４実施形態に係る昇圧回路１８の構成を示す。なお、図１４における図１と同一の構成部分については図１と同一の符号を付して、その説明を省略する。
[Fourth Embodiment]
The fourth embodiment of the present invention will be described below.
FIG. 14 shows the configuration of the
第４実施形態に係る昇圧回路１８は、昇圧回路１８Ａと昇圧回路１８Ｂを備える。
昇圧回路１８Ａと昇圧回路１８Ｂは並列に接続され、各々同じ構成である。
すなわち、昇圧回路１８Ａは、昇圧用リアクタ２４Ａ、昇圧用ダイオード２６Ａ、及び昇圧用スイッチング素子２８Ａを備え、昇圧回路１８Ｂは、昇圧用リアクタ２４Ｂ、昇圧用ダイオード２６Ｂ、及び昇圧用スイッチング素子２８Ｂを備える。
The
The
That is, the
図１５は、第４実施形態に係る昇圧回路制御部４２の構成図である。なお、図１５における図９と同一の構成部分については図９と同一の符号を付して、その説明を省略する。
FIG. 15 is a configuration diagram of the booster
第４実施形態に係る昇圧回路制御部４２は、制御信号生成部７４Ａ及び制御信号生成部７４Ｂを備える。
制御信号生成部７４Ａは、昇圧回路１８Ａが有する昇圧用スイッチング素子２８Ａに対する制御信号を生成する。制御信号生成部７４Ｂは、昇圧回路１８Ｂが有する昇圧用スイッチング素子２８Ｂに対する制御信号を生成する。
第４実施形態に係る昇圧回路制御部４２は、昇圧用スイッチング素子２８Ａに対する三角波と昇圧用スイッチング素子２８Ｂに対する三角波との位相差を１８０°とする。
The booster
The control
The booster
従って、第４実施形態に係るインバータ装置１０は、昇圧回路１８Ａ，１８Ｂは、交互に動作し、小さな容量の昇圧用スイッチング素子２８Ａ，２８Ｂで、昇圧回路１８全体としての容量を増加させることができる。
Therefore, in the
なお、図１４の例では、２つの昇圧回路１８Ａ，１８Ｂが並列に接続される形態について図示しているが、これに限らず、３つ以上の昇圧回路１８Ａ，１８Ｂ，・・・が並列に接続されてもよい。また、３つ以上の昇圧回路１８Ａ，１８Ｂ，・・・が並列に接続される場合、昇圧回路制御部４２は、昇圧回路１８Ａ，１８Ｂ，・・・の各々が備える昇圧用スイッチング素子２８Ａ，２８Ｂ，・・・に対する三角波の位相をずらす。
In the example of FIG. 14, the form in which the two
また、図１６は、昇圧回路１８Ａ，１８Ｂにリレー回路６０が接続されている構成図である。昇圧回路電圧指令部４０は、回転数指令がＡ領域の範囲内である場合に、リレー回路６０へオン信号を出力する。
従って、本第４実施形態に係るインバータ装置１０は、ゼロ電圧指令によって昇圧回路１８が停止している間、昇圧用ダイオード２６Ａ，２６Ｂを短絡させることとなる。従って、昇圧回路１８Ａ，１８Ｂが停止している間、昇圧用ダイオード２６Ａ，２６Ｂでの損失が殆ど無くなる。
FIG. 16 is a configuration diagram in which a
Therefore, in the
以上、本発明を、上記各実施形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施形態に記載の範囲には限定されない。発明の要旨を逸脱しない範囲で上記各実施形態に多様な変更又は改良を加えることができ、該変更又は改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれる。また、上記各実施形態を適宜組み合わせてもよい。 As mentioned above, although this invention was demonstrated using said each embodiment, the technical scope of this invention is not limited to the range as described in the said embodiment. Various changes or improvements can be added to the above-described embodiments without departing from the gist of the invention, and embodiments to which the changes or improvements are added are also included in the technical scope of the present invention. Moreover, you may combine said each embodiment suitably.
例えば、上記各実施形態では、モータ電流検出部５０を昇圧回路１８とインバータ回路２０との間に備えられる形態について説明したが、本発明は、これに限定されるものではない。例えば、モータ電流検出部５０が、図１７（Ａ）に示されるように、インバータ回路２０の下アームのスイッチング素子３２ｄ，３２ｅ，３２ｆに備えられ、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の出力電流を検出する形態や、図１７（Ｂ）に示されるように、インバータ回路２０と圧縮機用モータ１２との間を流れる２相の電流を検出する形態としてもよい。
For example, in each of the above embodiments, the motor
また、上記各実施形態では、インバータ装置１０が空気調和機に備えられる圧縮機用モータ１２を動作する形態について説明したが、本発明は、これに限定されるものではなく、インバータ装置１０が他の装置に備えられるモータを動作する形態としてもよい。
Moreover, although each said embodiment demonstrated the form which the
１０ インバータ装置
１２ 圧縮機用モータ
１８ 昇圧回路
２０ インバータ回路
２８ 昇圧用スイッチング素子
４０ 昇圧回路電圧指令部
４２ 昇圧回路制御部
４４ インバータ回路制御部
６０ リレー回路
DESCRIPTION OF
Claims (6)
前記昇圧回路によって昇圧された直流電力を交流電力に変換し、モータへ供給するインバータ回路と、
前記昇圧回路を制御する昇圧回路制御手段と、
前記インバータ回路を制御するインバータ回路制御手段と、
を備え、
前記昇圧回路制御手段は、前記モータの最小回転数から中間回転数以下の第１領域では前記昇圧回路に昇圧させず、前記中間回転数を超えて定格回転数未満の第２領域では前記モータの回転数に比例して前記昇圧回路に昇圧させ、前記定格回転数以上かつ最大回転数以下である第３領域では前記昇圧回路に一定値で昇圧させ、
前記インバータ回路制御手段は、前記第１領域を超えた回転数において前記モータを過変調制御し、
前記モータの誘起電圧定数は、前記第１領域から前記第２領域へ切り替わる回転数において過変調制御が可能となる値とされるインバータ装置。 A booster circuit that boosts the voltage of the DC power;
An inverter circuit that converts the DC power boosted by the booster circuit into AC power and supplies the AC power;
Boosting circuit control means for controlling the boosting circuit;
Inverter circuit control means for controlling the inverter circuit;
With
The boosting circuit control means does not boost the boosting circuit in the first region below the intermediate rotational speed from the minimum rotational speed of the motor, and does not increase the motor in the second region exceeding the intermediate rotational speed and less than the rated rotational speed. The booster circuit boosts the voltage in proportion to the number of revolutions, and in the third region that is equal to or greater than the rated speed and equal to or less than the maximum number of revolutions, the booster circuit is boosted at a constant value,
The inverter circuit control means overmodulates the motor at a rotational speed exceeding the first region,
The inverter device in which the induced voltage constant of the motor is set to a value that enables overmodulation control at the number of rotations at which the first region is switched to the second region.
前記直流電圧と該直流電圧の指令値との差、及び前記昇圧回路を流れる電流の平均値と該電流のピーク値との差に基づいて、デューティ指令を生成し、
前記デューティ指令に所定のキャリア周波数である三角波を重ねることで、前記昇圧回路が有するスイッチング素子に対する制御信号を生成する請求項１又は請求項２記載のインバータ装置。 The booster circuit control means includes:
Based on the difference between the DC voltage and the command value of the DC voltage, and the difference between the average value of the current flowing through the booster circuit and the peak value of the current, a duty command is generated,
The inverter device according to claim 1, wherein a control signal for a switching element included in the booster circuit is generated by superimposing a triangular wave having a predetermined carrier frequency on the duty command.
前記昇圧回路制御手段は、前記昇圧回路の各々が備えるスイッチング素子に対する前記三角波の位相をずらす請求項３記載のインバータ装置。 The booster circuit is configured by connecting a plurality of them in parallel,
4. The inverter device according to claim 3, wherein the booster circuit control means shifts the phase of the triangular wave with respect to a switching element included in each of the booster circuits.
前記リレー回路は、前記第１領域においてオンとされる請求項１から請求項４の何れか１項記載のインバータ装置。 A relay circuit connected to both ends of a boosting diode included in the boosting circuit;
The inverter device according to claim 1, wherein the relay circuit is turned on in the first region.
前記第１領域から前記第２領域へ切り替わる回転数において過変調制御が可能となる誘起電圧定数を有し、圧縮機を駆動させるモータと、
を備える空気調和機。 An inverter device according to any one of claims 1 to 5,
A motor that has an induced voltage constant that enables overmodulation control at a rotational speed that switches from the first region to the second region, and that drives a compressor;
Air conditioner equipped with.
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