JP4889674B2 - 交流直流変換装置および圧縮機駆動装置並びに空気調和機 - Google Patents

Description

本発明は、高調波電流を抑制し、直流電圧を制御する交流直流変換装置およびこの装置を用いた圧縮機駆動装置並びに空気調和機に関するものである。

従来の交流直流変換装置として、電源電圧のゼロクロス信号などにより電源に同期させて半周期に１回だけ電源を短絡してリアクタに電流を流し、高調波電流を抑制して力率を改善するものがある（例えば、特許文献１参照）。

また、電源半周期に１回だけの電源短絡ではリアクタが肥大化するために、電源の半周期に２回以上短絡動作させることでリアクタを小型化するものもある（例えば、特許文献２参照）。

さらに、全波整流と倍電圧整流を切替えるスイッチ手段と、電源を短絡するためのスイッチ手段とを備え、２つのスイッチ手段を制御して高調波電流を抑制し、力率改善するものもある（例えば、特許文献３、４参照）。

また、スイッチ手段を高周波のＰＷＭにて動作させることにより、入力電流を略正弦波状に制御して高調波を抑制し、力率改善を図るものもある（例えば、特許文献５参照）。

またさらに、２つのスイッチング素子を動作させることにより、高調波電流を抑制しようとするものもある（例えば、非特許文献１参照）。

特許第２７６３４７９号公報 特許第３４８５０４７号公報 特開２００３−９５３５号公報 特許第３６８７６４１号公報 特許第２１４０１０３号公報（特公平７−８９７４３号公報） 星伸一、大口國臣、「単相マルチレベル整流回路のスイッチングパターン決定法」、Ｈ１７年度電気学会産業応用部門大会、Ｎｏ．１−６１

電源半周期毎にスイッチ手段を動作させて短絡電流を流す方式は、非常に単純な制御であり、電源半周期でのスイッチ手段の動作は、１００Ｈｚもしくは１２０Ｈｚでの低周波スイッチングとなり、発生ノイズも少なく、安価に高調波電流抑制を実現できる方式として広く実用化されている。

しかし、電源から流入する入力電流に含まれる高調波電流には限度値が決められており、その限度値以下に抑制する必要があるが、限度値以下へ高調波電流を抑制する場合、リアクタが大型化する課題があった。

そこで、２つのスイッチ手段で整流器の入力電圧のレベルを増加させて、入力電流の高調波を抑制することが非特許文献１に記載されているが、この方式は、低周波のスイッチングでリアクタを小型化することが可能という利点はあるものの、直列に接続された平滑コンデンサを要するため、各々の平滑コンデンサが耐圧を越えないよう電圧を監視し、保護および平衡する制御を併用する必要がある。

さらに非特許文献１の方式ではコンデンサの容量バラツキなどの影響により上下の平滑コンデンサの電圧に差が生じると、電源電流の高調波が増大するため、この電圧を平衡に保つ必要があるなどの技術的課題があった。

本発明は、前記のような課題を解決するためになされたもので、第１の目的は、コンデンサ電圧の不平衡を安価に検出する交流直流変換装置を得るものである。

さらに、第２の目的は、直列接続された平滑コンデンサの電圧を平衡とすることにより電源高調波を抑制し、かつリアクタを小型化しコスト低減を実現することができる交流直流変換装置を得るものである。

本発明に係る交流直流変換装置は、交流電源にリアクタを介して接続される整流器と、整流器の出力端子間に直列に接続された複数のコンデンサと、整流器の一方の入力端子と複数のコンデンサの接続点との間に挿入された第１の双方向スイッチと、整流器の他方の入力端子と複数のコンデンサの接続点との間に挿入された第２の双方向スイッチと、複数のコンデンサの両端間の電圧を検出する第１の電圧検出手段と、複数のコンデンサのうち低電位側に位置するコンデンサの電圧を検出する第２の電圧検出手段と、複数のコンデンサのうち高電位側に位置するコンデンサの電圧を検出するための第３の電圧検出手段と、交流電源の半周期間中に前記第１および第２の双方向スイッチの双方を動作させて所望の出力電圧値に制御する制御手段とを備え、第３の電圧検出手段は、第１の電圧検出手段の検出電圧と第２の電圧検出手段の検出電圧の差分から高電位側に位置するコンデンサの電圧を検出し、制御手段は、グランド側が整流器の負極側と非絶縁で接続され、複数のコンデンサへの充電経路により区分されるスイッチングパターンの単位時間当たりの発生時間比率を演算し、これに基づいて単位時間毎にスイッチング出力信号を制御する。

本発明によれば、第１の電圧検出手段により複数のコンデンサの両端間の電圧を検出し、第２の電圧検出手段により複数のコンデンサのうち低電位側に位置するコンデンサの電圧を検出し、第３の電圧検出手段により第１の電圧検出手段の検出電圧と第２の電圧検出手段の検出電圧の差分から高電位側に位置するコンデンサの電圧を検出するようにしたので、複数のコンデンサの耐圧保護および電圧の平衡制御が可能となり、リアクタを小型化することができる。また、複数のコンデンサの電圧不平衡をフィードバックにより抑制できるため、複数のコンデンサの電圧変動を抑制でき、コンデンサ容量の経年劣化による回路の発煙・発火を防ぐことができる。

また、制御手段のグランド側が整流器の負極側と非絶縁で接続されているので、第１および第２の電圧検出手段の検出電圧に基づく電圧検出信号を絶縁する必要が無く、検出回路を簡素に構成でき、本装置を安価に実現することができる。

実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１を示す交流直流変換装置の回路図である。
図１に示す交流直流変換装置は、交流電源１にリアクタ５を介して接続される整流器２と、一端が整流器２の一方の入力端子に接続された第１の双方向スイッチ３と、一端が整流器２の他方の入力端子に接続された第２の双方向スイッチ４と、整流器２の出力端子間に直列に接続され、その接続点が第１および第２の双方向スイッチ３、４の各他端と接続された第１および第２のコンデンサ６、７と、例えばＡ／Ｄコンバータを備えたマイコンからなる制御部２０と、第１および第２のコンデンサ６、７の両端間に直列に接続された２つの抵抗よりなる第１の電圧検出器３０と、第２のコンデンサ７の両端間に直列に接続された２つの抵抗からなる第２の電圧検出器３１と、交流電源１の電圧のゼロクロス点を検出しその情報を制御部２０に出力する電源位相検出器３３と、制御部２０からのスイッチング出力信号を第１の双方向スイッチ３に与えるインタフェース回路３４と、制御部２０からのスイッチング出力信号を第２の双方向スイッチ４に与えるインタフェース回路３５とを備えている。この交流直流変換装置には、出力端間に直流負荷８が接続されている。

前述した整流器２、第２のコンデンサ７、第１および第２の電圧検出器３０、３１、直流負荷８は、それぞれ低電位側の端子に接続されている。前述したリアクタ５は、磁束の空隙部にリアクタ音抑制のための非磁性材が挿入されてなり、第１の双方向スイッチ３は、例えばＩＧＢＴ３ａとダイオード整流器３ｂとから構成され、第２の双方向スイッチ４は、前記と同様にＩＧＢＴ４ａとダイオード整流器４ｂとから構成されている。第１の電圧検出器３０は、第１および第２のコンデンサ６、７の両端間の電圧Ｖｏを低電位側で分圧して制御部２０に出力し、第２の電圧検出器３１は、第２のコンデンサ７の両端間の電圧Ｖｄ２を低電位側で分圧して制御部２０に出力する。

制御部２０は、グランド側が整流器２の負極側と非絶縁で接続されており、高電位側に位置する第１のコンデンサ６の電圧を検出するための第３の電圧検出部３２を備えている。この第３の電圧検出部３２は、例えば減算器より構成され、Ａ／Ｄコンバータによりデジタル化された第１の電圧検出部３０の検出電圧Ｖｏと、もう一方のＡ／Ｄコンバータによりデジタル化された第２の電圧検出部３１の検出電圧Ｖｄ２との差分から高電位側に位置する第１のコンデンサ６の電圧Ｖｄ１を検出する。減算器（第３の電圧検出部３２）による第１のコンデンサ６の電圧Ｖｄ１の算出が行われているのは、マイコンである制御部２０が非絶縁で整流器２の負極側と接続され、内蔵されているＡ／Ｄコンバータも非絶縁型で構成されているため、高電位側の第１のコンデンサ６の電圧Ｖｄ１を直接検出することができないからである。

ここで、制御部２０の制御による交流直流変換装置の基本動作について図２〜図５を用いて説明する。
図２は実施の形態１を説明する理想状態での回路図、図３は実施の形態１を説明する原理動作を示す波形図、図４は実施の形態１における動作モードを示す回路図、図５は実施の形態１における電圧不平衡時の動作を説明するための図である。

図１における整流器２の入力電圧をコンバータ電圧Ｖｃとしたとき、交流電源１の電圧Ｖｓと入力電流Ｉｓとの関係は図２の如くとなる。一般に、高調波電流の抑制を行う制御部２０は、交流直流変換装置の入力電流Ｉｓが正弦波状になるように制御するため、コンバータ電圧Ｖｃも同様に交流電源１の周波数に同期した略正弦波状の電圧波形となる。この略正弦波状の電圧は、図１に示す第１の双方向スイッチ３（以下、「Ｓａ」と略記）と第２の双方向スイッチ４（以下、「Ｓｂ」と略記）の制御により実現される。これは、第１および第２の双方向スイッチ３、４の動作状態と入力電流Ｉｓの極性により決定され、具体的には、図４の（ａ）〜（ｈ）に示す８種類の動作モードを組み合わせることにより、図３に示す正弦波状のコンバータ電圧Ｖｃが生成される。

図４（ａ）に示すように、第１および第２の双方向スイッチＳａ、Ｓｂを同時にＯＮしたときは（電源短絡モード）、整流器２の入力端子間が短絡されるため、整流器２の入力側のコンバータ電圧ＶｃはＶｃ＝０となる。この時の電圧波形は、図３に示す期間（１）の電圧となる。

次いで、（ｂ）に示すように、第１の双方向スイッチＳａをＯＮすると共に、第２の双方向スイッチＳｂをＯＦＦしたときは（第１の倍電圧整流モード）、整流器２の入力側のコンバータ電圧Ｖｃは、第２のコンデンサ７の両端電圧Ｖｄ２と等しくなるため、直流電圧Ｖｏの１／２となる。この時の電圧波形は、図３に示す期間（２）となる。

さらに、（ｃ）に示すように、第１の双方向スイッチＳａをＯＦＦすると共に、第２の双方向スイッチＳｂをＯＮしたときは（第２の倍電圧整流モード）、整流器２の入力側のコンバータ電圧Ｖｃは、第１のコンデンサ６の両端電圧Ｖｄ１と等しくなるため、図４（ｂ）と同様に直流電圧Ｖｏの１／２となる。この時の電圧波形は、前記と同様に期間（２）となる。なお、第１および第２の倍電圧整流モードは、第１および第２のコンデンサ６、７の充電電圧の大小関係と、電源位相検出器３３の検出による電源電流（入力電流Ｉｓ）の極性とに基づいて判別されている。また、電源位相検出器３３により検出された位相より電源電流の極性を推定し、第１および第２のコンデンサ６、７の充電電圧の大小関係とから判別するようにしても良い。

また、（ｄ）に示すように、第１および第２の双方向スイッチＳａ、Ｓｂを同時にＯＦＦしたときは（全波整流モード）、整流器２の入力側のコンバータ電圧Ｖｃは、全波整流状態となるので、整流器２の入力側のコンバータ電圧Ｖｃは、第１および第２のコンデンサ６、７の両端電圧であるＶｏと等しくなる。この時の電圧波形は、図３に示す期間（３）となる。

図４に示す（ｅ）〜（ｈ）も前記と同様の動作で、交流電源１の極性が異なるだけの違いである。コンバータ電圧Ｖｃの方向のみが変わっていないのは、コンバータ電圧Ｖｃの極性（方向）、言い換えれば交流電源１の電圧Ｖｓの極性が負のときには、コンバータ電圧Ｖｃも負極性となっていることを示すためである。よって、極性が負のときの電圧波形もＶｃ＝−Ｖｏ／２の逆極性となる期間（２’）、Ｖｃ＝−Ｖｏとなる期間（３’）を得ることができる。

前述した電圧波形の期間（１）〜（３）および（１’）〜（３’）は、第１および第２のコンデンサ６、７への充電経路により区分されるスイッチングパターンの単位時間（１周期）当たりの発生時間比率を演算し、これを基に単位時間毎に第１および第２の双方向スイッチ３（Ｓａ）、４（Ｓｂ）へのスイッチング出力信号を適切に制御することによって得られる。なお、制御部２０の制御による交流電源１の半周期中に、全波整流モードの発生数が３回、第１の倍電圧整流モード、第２の倍電圧整流モードおよび電源短絡モードの発生数がそれぞれ２回となっている。

また、制御部２０は、整流器２の入力側を正弦波状に生成しているときに、第２の電圧検出器３１により検出された第２のコンデンサ７の電圧Ｖｄ２と、減算器である第３の電圧検出器３２により演算された第１のコンデンサ６の電圧Ｖｄ１との差分が小さくなるように第１および第２の双方向スイッチ３、４を制御する。また、第１および第２のコンデンサ６、７のうち、例えば図５に示すように第１のコンデンサ６の電圧Ｖｄ１がコンデンサの最大定格電圧に達したときは、第１および第２の双方向スイッチ３、４のスイッチング制御を停止する。

以上のように実施の形態１によれば、第１の電圧検出器３０でＶｏ（Ｖｄ１＋Ｖｄ２）を検出し、第２の電圧検出器３１で電圧Ｖｄ２を検出し、これらを制御部２０のＡ／Ｄコンバータによりデータ取得した後、減算器である第３の電圧検出部３２により演算して電圧Ｖｄ１を検出するようにしたので、第１および第２のコンデンサ６、７の耐圧保護および電圧の平衡制御が可能となり、リアクタ５を小型化することができる。また、第１および第２のコンデンサ６、７の電圧不平衡をフィードバックにより抑制できるため、第１および第２のコンデンサ６、７の電圧変動を抑制することができ、コンデンサ容量の経年劣化による回路の発煙・発火を防ぐことができる。

さらに、制御部２０と第１および第２の電圧検出器３０、３１とが同じグランド側に接続されているため、第１および第２の電圧検出器３０、３１の検出電圧に基づく電圧検出信号を絶縁する必要が無く、このため、検出回路を簡素に構成でき、本装置を安価に実現することができる。

なお、実施の形態１では、第１および第２の双方向スイッチ３、４がＩＧＢＴとダイオード整流器とで構成されていることを述べたが、これに限定されるものではなく、例えば図１５に示すように、電流を一方向に流す直列接続の第１のスイッチング素子６０および第１のダイオード６１と、前記第１のスイッチング素子６０および第１のダイオード６１に並列に接続され、電流を逆方向に流す直列接続の第２のスイッチング素子６２および第２のダイオード６３とから構成された双方向スイッチを用いても良い。

実施の形態２．
図６は本発明の実施の形態２を示す交流直流変換装置の回路図である。なお、図１で説明した実施の形態１と同一又は相当部分には同じ符号を付し説明を省略する。
図６に示す交流直流変換装置は、交流電源１にリアクタ５および整流器２（以下、「第１の整流器２」という）を介して並列に接続された第２の整流器４０と、第２の整流器４０の正極側と第１および第２のコンデンサ６、７の接続点との間に挿入された第１のスイッチング素子４１（ＳＷ１）と、第２の整流器４０の負極側と第１および第２のコンデンサ６、７の接続点との間に挿入された第２のスイッチング素子４２（ＳＷ２）と、コンバータ電圧演算部２６および動作信号生成部２７を有する制御部２０とを備えている。

制御部２０のコンバータ電圧演算部２６は、電源位相検出器３３により検出されたゼロクロス情報に基づく電源位相、直流電圧指令Ｖｄ^* 、第１の整流器２の出力端間の電圧Ｖｏおよび第１のコンデンサ６の電圧Ｖｄ１の各情報に基づいて動作モード（ｍｏｄｅ）と変調率指令を演算する。動作信号生成部２７は、コンバータ電圧演算部２６により演算された動作モードとＰＷＭ（パルス幅変調）のｄｕｔｙ（パルスのＯＮ／ＯＦＦ比）に基づいてＰＷＭしたスイッチング出力信号を生成し、インタフェース回路３４、３５を介して第１および第２のスイッチング素子４１（ＳＷ１）、４２（ＳＷ２）に出力する。

次に、前述したコンバータ電圧演算部２６について、図７〜図９を用いて説明する。図７は実施の形態２におけるコンバータ電圧演算部の構成を示すブロック図、図８は実施の形態２における第１および第２のスイッチング素子のスイッチング状態とコンデンサ電圧との関係を示す図、図９は実施の形態２におけるスイッチングパターンの生成方法を示す図である。

コンバータ電圧演算部２６は、直流電圧指令Ｖｄ^* と直流電圧Ｖｏ（Ｖｄ１＋Ｖｄ２）が入力されると、直流電圧指令Ｖｄ^* と直流電圧Ｖｏとから差分を求め、ＰＩ制御器により、その差分からコンバータの入力電流指令値Ｉ^* を導出する。次に、入力電流Ｉｓによるリアクタ５の電圧降下分をωＬＩ^* として求め、電圧指令の位相差φと振幅Ｖ₂ をそれぞれ求める。そして、電源位相検出器３３により検出された位相ωｔを用いてコンバータ電圧指令Ｖｃｒ＝Ｖ₂ ・ｓｉｎ（ωｔ＋φ）を演算する。

前述した直流電圧Ｖｏは、第１の電圧検出器３０により検出された第１および第２のコンデンサ６、７の両端電圧であり、Ｖｄ２は、第２の電圧検出器３１により検出された第２のコンデンサ７の電圧であり、Ｖｄ１は、減算器である第３の電圧検出器３２の演算により検出された第１のコンデンサ６の電圧である。これら電圧のうち電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２の充電パターンは、図８に示すように、第１および第２のスイッチング素子４１（ＳＷ１）、４２（ＳＷ２）のスイッチング状態と入力電流Ｉｓの極性によって決定される。なお、図８は図４の動作モードをまとめて表記したものであり、第１および第２のスイッチング素子４１（ＳＷ１）、４２（ＳＷ２）が共にＯＦＦのときは全波整流モードとなり、第１のスイッチング素子４１（ＳＷ１）がＯＮ、第２のスイッチング素子４２（ＳＷ２）がＯＦＦのときは第１の倍電圧整流モードとなり、また、第１のスイッチング素子４１（ＳＷ１）がＯＦＦ、第２のスイッチング素子４２（ＳＷ２）がＯＮのときは第２の倍電圧整流モードとなり、さらに、第１および第２のスイッチング素子４１（ＳＷ１）、４２（ＳＷ２）が共にＯＮのときは電源短絡モードとなる。

次に、コンバータ電圧指令Ｖｃｒに基づくスイッチングパターンの選定方法について図９を用いて説明する。なお、図９の１行目の表記においてコロン記号（：）は左右の変数を比較することを意図しており、２行目以降はその比較結果およびそれに対応する演算処理を示す。
コンバータ電圧指令Ｖｃｒを演算した後、まず、コンデンサ電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２を比較し電圧の低い方のコンデンサを充電対象に選定する（５０）。次に、入力電流Ｖｓの極性から動作モードを選定する（５１）。なお、高力率運転条件での動作を前提とする場合、入力電流Ｖｓの極性は電圧Ｖｓの位相とほぼ同相と考えて良いことから、電源位相検出器３３を用いて入力電流Ｖｓの極性を推定することで電流センサが不要となる。実施の形態２では、電圧位相ｓｉｇｎ（Ｖｓ）に基づき動作モード、即ち第１および第２のスイッチング素子Ｓａ，ＳｂのＰＷＭ状態を決定する（５２）。さらに、決定した動作モードにおいて電圧指令通りの電圧を発生するためのＰＷＭのｄｕｔｙを計算する（５３）。そして、動作信号生成部２７により、そのＰＷＭのｄｕｔｙおよび動作モードに基づいて第１および第２のスイッチング素子Ｓａ，Ｓｂのスイッチング出力信号を生成し、インタフェース回路３４、３５を介して第１および第２のスイッチング素子４１、４２に出力する。

以上の動作が逐次実施されることにより、コンデンサ電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２の値が平衡に保たれ、かつ過渡的に不平衡となっても各コンデンサ６、７の瞬時電圧に基づくコンバータ電圧指令Ｖｃｒが演算されるため、極めて品質の高い電源高調波の抑制が実現できる。
また、第１および第２のコンデンサ６、７の電圧変動を抑制できるので、耐圧の低いコンデンサを選定でき、回路を安価に構成できる。また、各コンデンサ６、７の電圧変動が小さいため、充放電電圧に依存したコンデンサ容量の経年劣化を抑制することができ、回路の長寿命化が可能である。

実施の形態３．
図１０は本発明の実施の形態３を示す交流直流変換装置の回路図である。なお、図１で説明した実施の形態１と同一又は相当部分には同じ符号を付し説明を省略する。
図１に示す実施の形態１との構成上の相違点は、第１の双方向スイッチ３と第２の双方向スイッチ４が、実施の形態２と同様に第２の整流器４０と第１および第２のスイッチング素子４１、４２に置き換わった点である。
実施の形態３の交流直流変換装置も、第１の整流器２の入力電圧Ｖｓ（コンバータ電圧Ｖｃ）を、直流側の２つのコンデンサ電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２を用いて、３段の電圧レベルによる略正弦波状に制御する点においては同じ機能を有している。

従って、電圧検出の回路形態については、実施の形態１と同様であるため、第１および第２のコンデンサ６、７の耐圧保護および電圧の平衡制御が可能となり、リアクタ５を小型化することができる。また、第１および第２のコンデンサ６、７の電圧不平衡をフィードバックにより抑制できるため、第１および第２のコンデンサ６、７の電圧変動を抑制することができ、コンデンサ容量の経年劣化による回路の発煙・発火を防ぐことができる。

さらに、制御部２０と第１および第２の電圧検出器３０、３１とが同じグランド側に接続されているため、第１および第２の電圧検出器３０、３１の検出電圧に基づく電圧検出信号を絶縁する必要が無く、このため、検出回路を簡素に構成でき、本装置を安価に実現することができる。

なお、図１０において、第１および第２のスイッチング素子４１、４２が同時にＯＮしたとき、あるいは何れか一方がＯＮしたときに、交流電源１から流れる電流経路には２個のダイオードを経由する。一方、実施の形態１においては、図１に示すように短絡時の電流経路は３〜４個のダイオードを経由することとなる。従って、実施の形態３では、電流の流れるダイオードの数が少なく、このため、小型・低コストおよび低損失となる効果がある。

実施の形態４．
図１１は本発明の実施の形態４における２つのスイッチング素子のスイッチング状態とコンデンサ電圧との関係を示す図、図１２は実施の形態２におけるスイッチングパターンの生成方法を示す図である。なお、先に示した図８、図９と共通の機能動作を示す部分については同一番号を付し説明を省略する。
図１１に示すように、コンデンサ電圧を決定づける要因としては、第１および第２のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２のスイッチング状態（ＯＮ／ＯＦＦ）のみのとなり（４種類）、入力電流Ｉｓも考慮した実施の形態２（図８参照）と比べ簡素になっている。このためスイッチングパターンの生成方法についても図１２となり、電圧あるいは電流極性に基づく判断（図９の５１）が不要となっている。
実施の形態４においては、実施の形態１に示した効果に加えて、交流電源１の電流Ｉｓないし電圧極性による判断が不要となるので、制御部２０の構成をより簡素にすることができる。

実施の形態５．
実施の形態１にて説明した図５の如くのコンデンサ電圧の不平衡状態は、運転によって起きる事象だけではなく、回路によっても発生する場合がある。実施の形態５は、その回路が要因で発生するコンデンサ電圧の不平衡状態を解消するためのものであり、以下、図１３および図１４を用いて説明する。図１３は実施の形態１の回路図のうち第１および第２の電圧検出器の回路を示す図、図１４は本発明の実施の形態５を説明するためのコンデンサ周辺の回路を示す図である。

図１３の場合、第２のコンデンサ７と第２の電圧検出器７を構成する電圧検出用の抵抗とで放電回路Ｒｓ２が形成される。一方、第１のコンデンサ６に対しては独立した放電経路は存在しないため、放置すると電圧に不平衡が生じることとなる。特に直流負荷８の消費電力がゼロ、あるいは微少である場合は、放電回路Ｒｓ２のしめる電力消費比率が大となるので電圧の不平衡がより顕著となる。これにより、制御部２０の動作の安定性が損なわれたり保護がかかるなどの問題が生じる恐れがある。

そこで、図１４に示すように、第２のコンデンサ７側に独立して形成される放電回路Ｒｓ２と同等のインピーダンスを有する回路Ｒｓ２を第１のコンデンサ６側に設ける。これにより、各コンデンサ６、７の放電の時定数が同一となり、コンデンサ電圧の不平衡による問題が解消される。

本発明の活用例として、直流で電力消費を行う負荷向けの電源装置に利用可能である。特に、直流交流変換装置であるインバータの電源装置として利用でき、永久磁石電動機を駆動するインバータに適用することによる省エネの実現、安価でノイズの少ない交流直流変換装置の構成などから、空気調和機や冷凍機、洗濯乾燥機のほか、冷蔵庫、除湿器、ヒートポンプ式給湯機、ショーケース、掃除機など家電製品全般に適用可能であり、ファンモータや換気扇、手乾燥機などへの適用も可能である。

本発明の実施の形態１を示す交流直流変換装置の回路図である。 実施の形態１を説明する理想状態での回路図である。 実施の形態１を説明する原理動作を示す波形図である。 実施の形態１における動作モードを示す回路図である。 実施の形態１における電圧不平衡時の動作を説明するための図である。 本発明の実施の形態２を示す交流直流変換装置の回路図である。 実施の形態２におけるコンバータ電圧演算部の構成を示すブロック図である。 実施の形態２における第１および第２のスイッチング素子のスイッチング状態とコンデンサ電圧との関係を示す図である。 実施の形態２におけるスイッチングパターンの生成方法を示す図である。 本発明の実施の形態３を示す交流直流変換装置の回路図である。 本発明の実施の形態４における２つのスイッチング素子のスイッチング状態とコンデンサ電圧との関係を示す図である。 実施の形態２におけるスイッチングパターンの生成方法を示す図である。 実施の形態１の回路図のうち第１および第２の電圧検出器の回路を示す図である。 本発明の実施の形態５を説明するためのコンデンサ周辺の回路を示す図である。 双方向スイッチの他の例を示す回路図である。

符号の説明

１ 交流電源、２ 整流器（第１の整流器）、３（Ｓａ） 第１の双方向スイッチ、
４（Ｓｂ） 第２の双方向スイッチ、５ リアクタ、６ 第１のコンデンサ、７ 第２のコンデンサ、８ 直流負荷、２０ 制御部、２６ コンバータ電圧演算部、２７ 動作信号生成部、３０ 第１の電圧検出器、３１ 第２の電圧検出器、３２ 減算器の第３の電圧検出部、３３ 電源位相検出器、４０ 第２の整流器、４１（ＳＷ１） 第１のスイッチング素子、４２（ＳＷ２） 第２のスイッチング素子。

Claims (16)

1. 交流電源にリアクタを介して接続される整流器と、
   前記整流器の出力端子間に直列に接続された複数のコンデンサと、
   前記整流器の一方の入力端子と前記複数のコンデンサの接続点との間に挿入された第１の双方向スイッチと、
   前記整流器の他方の入力端子と前記複数のコンデンサの接続点との間に挿入された第２の双方向スイッチと、
   前記複数のコンデンサの両端間の電圧を検出する第１の電圧検出手段と、
   前記複数のコンデンサのうち低電位側に位置するコンデンサの電圧を検出する第２の電圧検出手段と、
   前記複数のコンデンサのうち高電位側に位置するコンデンサの電圧を検出するための第３の電圧検出手段と、
   交流電源の半周期間中に前記第１および第２の双方向スイッチの双方を動作させて所望の出力電圧値に制御する制御手段とを備え、
   前記第３の電圧検出手段は、前記第１の電圧検出手段の検出電圧と前記第２の電圧検出手段の検出電圧の差分から高電位側に位置するコンデンサの電圧を検出し、
   前記制御手段は、グランド側が前記整流器の負極側と非絶縁で接続され、前記複数のコンデンサへの充電経路により区分されるスイッチングパターンの単位時間当たりの発生時間比率を演算し、これに基づいて前記単位時間毎にスイッチング出力信号を制御することを特徴とする交流直流変換装置。
2. 交流電源にリアクタを介して並列接続される第１および第２の整流器と、
   前記第１の整流器の出力端子間に直列に接続された複数のコンデンサと、
   前記第２の整流器の正極側と前記複数のコンデンサの接続点との間に挿入された第１のスイッチング素子と、
   前記第２の整流器の負極側と前記複数のコンデンサの接続点との間に挿入された第２のスイッチング素子と、
   前記複数のコンデンサの両端間の電圧を検出する第１の電圧検出器と、
   前記複数のコンデンサのうち低電位側に位置するコンデンサの電圧を検出する第２の電圧検出手段と、
   前記複数のコンデンサのうち高電位側に位置するコンデンサの電圧を検出するための第３の電圧検出手段と、
   交流電源の半周期間中に第１および第２のスイッチング素子の双方を動作させて所望の出力電圧値に制御する制御手段とを備え、
   前記第３の電圧検出手段は、前記第１の電圧検出手段の検出電圧と前記第２の電圧検出手段の検出電圧の差分から高電位側に位置するコンデンサの電圧を検出し、
   前記制御手段は、グランド側が前記第１の整流器の負極側と非絶縁で接続され、前記複数のコンデンサへの充電経路により区分されるスイッチングパターンの単位時間当たりの発生時間比率を演算し、これに基づいて前記単位時間毎にスイッチング出力信号を制御することを特徴とする交流直流変換装置。
3. 前記制御手段は、前記第３の電圧検出手段を備えていることを特徴とする請求項１又は２記載の交流直流変換装置。
4. 前記制御手段は、前記第２および第３の電圧検出手段の各検出電圧の差分が小さくなるように前記第１および第２の双方向スイッチを制御することを特徴とする請求項１又は３記載の交流直流変換装置。
5. 前記制御手段は、前記第２および第３の電圧検出手段の各検出電圧の差分が小さくなるように前記第１および第２のスイッチング素子を制御することを特徴とする請求項２又は３記載の交流直流変換装置。
6. 前記制御手段は、
   前記第１および第２の双方向スイッチが共にＯＦＦする全波整流モードと、
   前記第１の双方向スイッチがＯＮし、前記第２の双方向スイッチがＯＦＦする第１の倍電圧整流モードと、
   前記第１の双方向スイッチがＯＦＦし、前記第２の双方向スイッチがＯＮする第２の倍電圧整流モードと、
   前記第１および第２の双方向スイッチが共にＯＮする電源短絡モードとを備え、
   前記第１および第２の倍電圧整流モードを、前記複数のコンデンサの充電電圧の大小関係と、電源電流極性あるいは推定した電源電流極性とに基づいて判別することを特徴とする請求項１、３、４の何れかに記載の交流直流変換装置。
7. 前記制御手段は、
   前記第１および第２のスイッチング素子が共にＯＦＦする全波整流モードと、
   前記第１のスイッチング素子がＯＮし、前記第２のスイッチング素子がＯＦＦする第１の倍電圧整流モードと、
   前記第１のスイッチング素子がＯＦＦし、前記第２のスイッチング素子がＯＮする第２の倍電圧整流モードと、
   前記第１および第２のスイッチング素子が共にＯＮする電源短絡モードとを備え、
   前記第１および第２の倍電圧整流モードを、前記複数のコンデンサの充電電圧の差が減少するように制御することを特徴とする請求項２、３、５の何れかに記載の交流直流変換装置。
8. 前記制御手段は、電源電流極性の推定を電源電圧の位相情報に基づいて行うことを特徴とする請求項１、３、４、６の何れかに記載の交流直流変換装置。
9. 前記制御手段の制御による交流電源の半周期中に、全波整流モードの発生数を３回、第１の倍電圧整流モード、第２の倍電圧整流モードおよび電源短絡モードの発生数をそれぞれ２回とすることを特徴とする請求項１乃至８の何れかに記載の交流直流変換装置。
10. 前記第１の電圧検出手段は、前記複数のコンデンサの両端間に直列に接続された複数の抵抗と、この複数の抵抗により分圧された前記整流回路の負極の低電位側の電圧をデジタルに変換するＡ／Ｄコンバータとで構成され、前記第２の電圧検出手段は、前記複数のコンデンサのうち低電位側に位置するコンデンサの両端間に直列に接続された複数の抵抗と、この複数の抵抗により分圧された前記整流回路の負極の低電位側の電圧をデジタルに変換するＡ／Ｄコンバータとで構成されていることを特徴とする請求項１乃至９の何れかに記載の交流直流変換装置。
11. 前記リアクタは、磁束の空隙部にリアクタ音抑制のための非磁性材が挿入されていることを特徴とする請求項１乃至１０の何れかに記載の交流直流変換装置。
12. 前記第１および第２の双方向スイッチは、ダイオード整流器とスイッチング素子とにより構成されていることを特徴とする請求項１、３、４、６および請求項８乃至１１の何れかに記載の交流直流変換装置。
13. 前記第１および第２の双方向スイッチは、電流を一方向に流す直列接続の第１のスイッチング素子および第１のダイオードと、前記第１のスイッチング素子および第１のダイオードに並列に接続され、電流を逆方向に流す直列接続の第２のスイッチング素子および第２のダイオードとから構成されていることを特徴とする請求項１、３、４、６および請求項８乃至１１の何れかに記載の交流直流変換装置。
14. 前記複数のコンデンサのうち高電位側に位置するコンデンサの両端間のインピーダンスと低電位側に位置するコンデンサの両端間のインピーダンスとを略一致させた構成とすることを特徴とする請求項１乃至１３の何れかに記載の交流直流変換装置。
15. 請求項１乃至１４の何れかに記載の交流直流変換装置と、
    前記交流直流変換装置からの直流電力を交流電力に変換して圧縮機の永久磁石電動機を駆動するインバータと
    を備えたことを特徴とする圧縮機駆動装置。
16. 請求項１５に記載の圧縮機駆動装置により冷媒が循環されることを特徴とする空気調和機。

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