JP2017184397A - Three-phase voltage doubler rectifier circuit, inverter device, air conditioner, control method and program of three-phase voltage doubler rectifier - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、三相倍電圧整流回路、インバータ装置、空気調和機、三相倍電圧整流回路の制御方法及びプログラムに関する。 The present invention relates to a three-phase voltage doubler rectifier circuit, an inverter device, an air conditioner, a control method for a three-phase voltage doubler rectifier circuit, and a program.
空気調和機（空調機）には、主として、圧縮機のモータを自在に駆動するための負荷（モータ）駆動用交流電力を生成するインバータ装置が搭載されている。良く知られているインバータ装置は、商用電源（例えば、ＡＣ２００Ｖ三相交流電源）から入力された三相の交流電圧を、一旦、整流回路（コンバータ）を通じて直流電圧に変換し、当該直流電力を所望するモータ駆動用交流電力に変換する。
An air conditioner (air conditioner) is mainly equipped with an inverter device that generates AC power for driving a load (motor) for freely driving a motor of a compressor. A well-known inverter device converts a three-phase AC voltage input from a commercial power source (for example,
ここで、通常の整流回路（例えば、良く知られているダイオードブリッジ回路等）では、出力される直流電圧が、入力される交流電圧の振幅（最大値）となる。したがって、モータが、それ以上の高い直流電圧を必要とする場合には対応できない。
このような課題に対し、三相交流電源電圧の振幅の２倍の直流電圧値を持つ直流が得られる三相倍電圧整流装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
Here, in a normal rectifier circuit (for example, a well-known diode bridge circuit or the like), the output DC voltage is the amplitude (maximum value) of the input AC voltage. Therefore, it cannot cope with the case where the motor requires a higher DC voltage.
In order to solve such a problem, a three-phase voltage doubler rectifier capable of obtaining a direct current having a DC voltage value twice as large as the amplitude of the three-phase AC power supply voltage has been proposed (for example, see Patent Document 1).
しかしながら、例えば特許文献１に示されるような三相倍圧整流回路では、商用電源からの入力電流が先に尖った波形となり、その結果、入力力率が低下するばかりでなく、商用電源側への高調波電流が増加し得る。
However, in a three-phase voltage doubler rectifier circuit as disclosed in
本発明の目的は、入力力率を改善し、高調波電流を抑制可能な三相倍電圧整流回路、インバータ装置、空気調和機、三相倍電圧整流回路の制御方法及びプログラムを提供することにある。 An object of the present invention is to provide a three-phase voltage doubler rectifier circuit, an inverter device, an air conditioner, a control method and a program for a three-phase voltage doubler rectifier circuit that can improve the input power factor and suppress the harmonic current. is there.
本発明の一態様によれば、三相倍電圧整流回路は、三相交流電源から供給される三相の交流電圧を、各相に対応する３つの入力端子の各々から入力して整流する整流回路と、前記三相交流電源と、３つの前記入力端子の各々との間に接続された３つのリアクトルと、前記整流回路の正極出力線と負極出力線との間において直列に接続された正極側コンデンサ及び負極側コンデンサと、前記正極側コンデンサと前記負極側コンデンサとの間の接続点と、３つの前記入力端子の各々との間に接続された３つの交流スイッチを有する倍電圧回路と、前記倍電圧回路を制御する倍電圧回路制御部と、を備え、前記倍電圧回路制御部は、前記三相の交流電圧のうちの一の相における交流電圧がピークとなるタイミングを含む所定の期間だけ、３つの前記交流スイッチのうち前記一の相に対応する一の交流スイッチをオンさせる。 According to one aspect of the present invention, a three-phase voltage doubler rectifier circuit rectifies a three-phase AC voltage supplied from a three-phase AC power source by input from each of three input terminals corresponding to each phase. A positive electrode connected in series between a positive output line and a negative output line of the rectifier circuit, a three-phase AC power source, three reactors connected between each of the three input terminals A voltage doubler circuit having three AC switches connected between a side capacitor and a negative side capacitor, a connection point between the positive side capacitor and the negative side capacitor, and each of the three input terminals; A voltage doubler circuit control unit for controlling the voltage doubler circuit, wherein the voltage doubler circuit control unit includes a predetermined period including a timing at which the AC voltage in one phase of the three-phase AC voltage peaks. Only three said It turns on an AC switch corresponding to the one phase of the flow switch.
また、本発明の一態様によれば、前記倍電圧回路制御部は、３つの前記交流スイッチを、前記三相の交流電圧の１／６周期ごとに順番に一つずつオンさせる。 Further, according to one aspect of the present invention, the voltage doubler circuit control unit turns on the three AC switches one by one in order every 1/6 period of the three-phase AC voltage.
また、本発明の一態様によれば、前記倍電圧回路制御部は、３つの前記交流スイッチのうちの一の交流スイッチがオンしている状態から他の交流スイッチがオンしている状態に切り替えるタイミングで、３つの前記交流スイッチの全てがオフしているオフセット期間を設ける。 Moreover, according to one aspect of the present invention, the voltage doubler circuit control unit switches from a state in which one of the three AC switches is on to a state in which the other AC switch is on. At the timing, an offset period in which all the three AC switches are off is provided.
また、本発明の一態様によれば、前記倍電圧回路制御部は、前記三相の交流電圧のゼロクロス点から、各相に対応する３つの前記交流スイッチの各々をオンさせるまでの期間を、前記三相交流電源から入力される電流の大きさに応じて変化させる。 Further, according to one aspect of the present invention, the voltage doubler circuit control unit sets a period from the zero cross point of the three-phase AC voltage to turning on each of the three AC switches corresponding to each phase. It changes according to the magnitude | size of the electric current input from the said three-phase alternating current power supply.
また、本発明の一態様によれば、インバータ装置は、上述の三相倍電圧整流回路と、前記倍電圧整流回路から出力される直流電圧を、負荷を所望に駆動させるための負荷駆動用交流電圧に変換するインバータ回路と、を備える。 Moreover, according to one aspect of the present invention, an inverter device includes a load driving AC for driving a load as desired with the above-described three-phase voltage rectifier circuit and the DC voltage output from the voltage rectifier circuit. An inverter circuit for converting the voltage into a voltage.
また、本発明の一態様によれば、前記倍電圧回路制御部は、前記インバータ回路から出力されるインバータ出力電圧が、前記三相倍電圧整流回路から出力される直流電圧によって規定されるインバータ出力電圧最大値の中間値以下である場合には、３つの前記交流スイッチの全てをオフさせる。 According to another aspect of the present invention, the voltage doubler circuit controller includes an inverter output in which an inverter output voltage output from the inverter circuit is defined by a DC voltage output from the three-phase voltage doubler rectifier circuit. If it is less than or equal to the middle value of the maximum voltage value, all three AC switches are turned off.
また、本発明の一態様によれば、空気調和機は、上述のインバータ装置と、前記負荷として、前記インバータ回路から出力される負荷駆動用交流電圧に基づいて回転駆動するモータと、を備える。 According to another aspect of the present invention, an air conditioner includes the above-described inverter device, and a motor that rotates as the load based on an AC voltage for driving a load output from the inverter circuit.
また、本発明の一態様によれば、前記モータのモータ誘起電圧定数は、当該モータが中間回転数で回転駆動する場合に前記インバータ回路から出力されるインバータ出力電圧が、３つの前記交流スイッチの全てがオフしている場合における前記インバータ出力電圧最大値より低く、かつ、当該インバータ出力電圧最大値の近傍となるように決定されている。 Further, according to one aspect of the present invention, the motor induced voltage constant of the motor is such that the inverter output voltage output from the inverter circuit when the motor is driven to rotate at an intermediate rotational speed is equal to three AC switches. It is determined to be lower than the maximum value of the inverter output voltage when all are turned off and close to the maximum value of the inverter output voltage.
また、本発明の一態様によれば、三相倍電圧整流回路の制御方法は、三相交流電源から供給される三相の交流電圧を、各相に対応する３つの入力端子の各々から入力して整流する整流回路と、前記三相交流電源と、３つの前記入力端子の各々との間に接続された３つのリアクトルと、前記整流回路の正極出力線と負極出力線との間において直列に接続された正極側コンデンサ及び負極側コンデンサと、前記正極側コンデンサと前記負極側コンデンサとの間の接続点と、３つの前記入力端子の各々との間に接続された３つの交流スイッチを有する倍電圧回路と、を備える三相倍電圧整流回路の制御方法であって、前記三相の交流電圧のうちの一の相における交流電圧がピークとなるタイミングを含む所定の期間だけ、３つの前記交流スイッチのうち前記一の相に対応する一の交流スイッチをオンさせるステップを有する。 Moreover, according to one aspect of the present invention, a method for controlling a three-phase voltage doubler rectifier circuit inputs a three-phase AC voltage supplied from a three-phase AC power source from each of three input terminals corresponding to each phase. A rectifier circuit for rectifying, a three-phase AC power supply, three reactors connected between each of the three input terminals, and a positive output line and a negative output line of the rectifier circuit in series. A positive-side capacitor and a negative-side capacitor connected to each other, a connection point between the positive-side capacitor and the negative-side capacitor, and three AC switches connected between each of the three input terminals A three-phase voltage doubler rectifier circuit control method comprising: a voltage doubler circuit, wherein only three predetermined periods including a timing at which an AC voltage in one phase of the three-phase AC voltage peaks AC switch Comprising the step of turning on an AC switch that corresponds to the Chi the one phase.
また、本発明の一態様によれば、プログラムは、三相交流電源から供給される三相の交流電圧を、各相に対応する３つの入力端子の各々から入力して整流する整流回路と、前記三相交流電源と、３つの前記入力端子の各々との間に接続された３つのリアクトルと、前記整流回路の正極出力線と負極出力線との間において直列に接続された正極側コンデンサ及び負極側コンデンサと、前記正極側コンデンサと前記負極側コンデンサとの間の接続点と、３つの前記入力端子の各々との間に接続された３つの交流スイッチを有する倍電圧回路と、を備える三相倍電圧整流回路のコンピュータを、前記三相の交流電圧のうちの一の相における交流電圧がピークとなるタイミングを含む所定の期間だけ、３つの前記交流スイッチのうち前記一の相に対応する一の交流スイッチをオンさせる倍電圧回路制御部として機能させる。 Further, according to one aspect of the present invention, the program inputs a three-phase AC voltage supplied from a three-phase AC power source from each of three input terminals corresponding to each phase, and rectifies the rectifier circuit; Three reactors connected between the three-phase AC power supply and each of the three input terminals, a positive-side capacitor connected in series between a positive output line and a negative output line of the rectifier circuit; And a voltage doubler circuit having a negative electrode side capacitor, a connection point between the positive electrode side capacitor and the negative electrode side capacitor, and three AC switches connected between each of the three input terminals. The phase-doubling voltage rectifier circuit computer corresponds to the one phase of the three AC switches for a predetermined period including the timing at which the AC voltage in one phase of the three-phase AC voltage peaks. That to function one AC switch as a voltage doubler circuit control unit to be turned on.
上述の三相倍電圧整流回路、インバータ装置、空気調和機、三相倍電圧整流回路の制御方法及びプログラムによれば、入力力率を改善し、高調波電流を抑制できる。 According to the control method and program for the above-described three-phase voltage doubler rectifier circuit, inverter device, air conditioner, and three-phase voltage doubler rectifier circuit, the input power factor can be improved and the harmonic current can be suppressed.
＜第１の実施形態＞
以下、第１の実施形態に係る三相倍電圧整流回路、及び、当該三相倍電圧整流回路を具備するインバータ装置について、図１〜図１３を参照しながら詳細に説明する。
<First Embodiment>
Hereinafter, the three-phase voltage doubler rectifier circuit according to the first embodiment and the inverter device including the three-phase voltage doubler rectifier circuit will be described in detail with reference to FIGS.
（インバータ装置の回路構成）
図１は、第１の実施形態に係るインバータ装置の回路構成を示す図である。
図１に示すインバータ装置１は、空気調和機（空調機）の室外機に搭載される。インバータ装置１は、上記室外機の圧縮機を駆動するための三相交流モータ（モータ４）に対し、別途入力された回転数指令に応じた負荷駆動用交流電圧（三相交流電圧）を出力する。インバータ装置１は、この負荷駆動用交流電圧に基づいて、負荷である三相交流モータ（モータ４）を所望の回転数で回転駆動させる。
なお、インバータ装置１は、商用電源である三相交流電源３から供給される三相交流電圧を、上記負荷駆動用交流電圧に変換して出力する。ここで、三相交流電源３は、例えば、ＡＣ２００Ｖ（実効値２００Ｖ）で周波数が５０Ｈｚ（若しくは６０Ｈｚ）の交流電圧であって、位相が互いに１２０°ずつ異なるＲ相、Ｓ相、Ｔ相からなる三相の交流電圧を出力する。以下、三相交流電源３が出力する各相の交流電圧を、それぞれ、「Ｒ相交流電圧」、「Ｓ相交流電圧」、「Ｔ相交流電圧」とも記載する。
(Circuit configuration of the inverter device)
FIG. 1 is a diagram illustrating a circuit configuration of the inverter device according to the first embodiment.
The
The
図１に示すように、インバータ装置１は、三相倍電圧整流回路１Ａと、インバータ回路２０と、インバータ回路制御部２１と、を備えている。
As shown in FIG. 1, the
三相倍電圧整流回路１Ａは、三相交流電源３から供給される三相の交流電圧を整流して、直流電圧を出力する。なお、以下の説明においては、三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧である直流電圧を総称して「直流電圧Ｖｄｃ」とも記載する。三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）は、図１に示す正極出力線αと負極出力線βとの間に印加される。
本実施形態に係る三相倍電圧整流回路１Ａは、後述するように、入力される三相の交流電圧の最大値の倍の倍電圧整流回路としての機能を有する。
三相倍電圧整流回路１Ａの回路構成については後述する。
The three-phase voltage
As will be described later, the three-phase voltage
The circuit configuration of the three-phase voltage
インバータ回路２０は、三相倍電圧整流回路１Ａから出力された直流電圧Ｖｄｃを、モータ４を回転駆動させるための負荷駆動用交流電圧に変換する。インバータ回路２０は、正極出力線αから負極出力線βにかけて直列に接続された２つのスイッチング素子を有してなる。ここで、スイッチング素子とは、例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Insulated Gate Bipolar Transistor：ＩＧＢＴ）等のパワートランジスタである。上記直列接続されたスイッチング素子の対は、三相交流モータ（モータ４）を回転駆動させるための３つの相の各々に対応して設けられる。
The
インバータ回路制御部２１は、インバータ回路２０を構成する各スイッチング素子のオン／オフを制御する制御用ＩＣ（いわゆるマイコン等）である。
具体的には、インバータ回路制御部２１は、上位装置から回転数指令を入力するとともに、負極出力線β上に設けられたモータ電流検出部Ｄを通じて、当該負極出力線βを流れる電流（モータ電流）を検出する。
インバータ回路制御部２１は、上記モータ電流を監視しながら、モータ４の回転数が、当該回転数指令に示される回転数となるようにインバータ回路２０を駆動させる。ここで、インバータ回路制御部２１は、一般に良く知られているＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御に基づいてインバータ回路２０を制御する。
The inverter
Specifically, the inverter
The inverter
次に、図１を参照しながら、三相倍電圧整流回路１Ａの回路構成について説明する。
図１に示すように、三相倍電圧整流回路１Ａは、整流回路１０と、倍電圧回路１１と、倍電圧回路制御部１２と、ゼロクロス検出部１３と、３つのリアクトル（Ｒ相リアクトルＬＲ、Ｓ相リアクトルＬＳ及びＴ相リアクトルＬＴ）と、２つのコンデンサ（正極側コンデンサＣａ及び負極側コンデンサＣｂ）と、を有している。
Next, the circuit configuration of the three-phase voltage
As shown in FIG. 1, a three-phase voltage
整流回路１０は、三相交流電源３から供給される三相の交流電圧（Ｒ相交流電圧、Ｓ相交流電圧及びＴ相交流電圧）を、各相に対応する３つの入力端子（Ｒ相入力端子ＩＲ、Ｓ相入力端子ＩＳ及びＴ相入力端子ＩＴ）の各々から入力して整流する。
整流回路１０は、６つの整流ダイオード（正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａ、負極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒｂ、正極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓａ、負極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓｂ、正極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔａ及び負極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔｂ）で構成される。
整流回路１０の正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａ及び負極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒｂは、三相交流電源３からＲ相入力端子ＩＲを通じて入力されたＲ相交流電圧を整流する。具体的には、正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａは、Ｒ相入力端子ＩＲから正極出力線αにかけて順方向接続される。また、負極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒｂは、負極出力線βからＲ相入力端子ＩＲにかけて順方向接続される。
整流回路１０の正極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓａ及び負極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓｂは、三相交流電源３からＳ相入力端子ＩＳを通じて入力されたＳ相交流電圧を整流する。具体的には、正極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓａは、Ｓ相入力端子ＩＳから正極出力線αにかけて順方向接続される。また、負極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓｂは、負極出力線βからＳ相入力端子ＩＳにかけて順方向接続される。
整流回路１０の正極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔａ及び負極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔｂは、三相交流電源３からＴ相入力端子ＩＴを通じて入力されたＴ相交流電圧を整流する。具体的には、正極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔａは、Ｔ相入力端子ＩＴから正極出力線αにかけて順方向接続される。また、負極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔｂは、負極出力線βからＴ相入力端子ＩＴにかけて順方向接続される。
The
The
The positive-side R-phase rectifier diode 10Ra and the negative-side R-phase rectifier diode 10Rb of the
The positive-side S-phase rectifier diode 10Sa and the negative-side S-phase rectifier diode 10Sb of the
The positive side T-phase rectifier diode 10Ta and the negative side T-phase rectifier diode 10Tb of the
また、３つのリアクトル（Ｒ相リアクトルＬＲ、Ｓ相リアクトルＬＳ及びＴ相リアクトルＬＴ）は、三相交流電源３と整流回路１０の３つの入力端子（Ｒ相入力端子ＩＲ、Ｓ相入力端子ＩＳ及びＴ相入力端子ＩＴ）の各々との間に電気的に接続されている。
具体的には、Ｒ相リアクトルＬＲは、三相交流電源３と整流回路１０のＲ相入力端子ＩＲとの間に接続される。また、Ｓ相リアクトルＬＳは、三相交流電源３と整流回路１０のＳ相入力端子ＩＳとの間に接続される。また、Ｔ相リアクトルＬＴは、三相交流電源３と整流回路１０のＴ相入力端子ＩＴとの間に接続される。
The three reactors (R-phase reactor LR, S-phase reactor LS, and T-phase reactor LT) have three input terminals (R-phase input terminal IR, S-phase input terminal IS, and three-phase
Specifically, the R-phase reactor LR is connected between the three-phase
２つのコンデンサ（正極側コンデンサＣａ及び負極側コンデンサＣｂ）は、整流回路１０の正極出力線αと負極出力線βとの間において直列に接続されている。
具体的には、正極側コンデンサＣａは、正極出力線αと接続点Ｎとの間に接続され、負極側コンデンサＣｂは、負極出力線βと接続点Ｎとの間に接続される。
なお、正極側コンデンサＣａ及び負極側コンデンサＣｂは同じ容量値とされる。したがって、接続点Ｎは、正極出力線αと負極出力線βとの電位差の中間電位点となる。
The two capacitors (positive capacitor Ca and negative capacitor Cb) are connected in series between the positive output line α and the negative output line β of the
Specifically, the positive electrode side capacitor Ca is connected between the positive electrode output line α and the connection point N, and the negative electrode side capacitor Cb is connected between the negative electrode output line β and the connection point N.
The positive side capacitor Ca and the negative side capacitor Cb have the same capacitance value. Therefore, the connection point N becomes an intermediate potential point of the potential difference between the positive electrode output line α and the negative electrode output line β.
倍電圧回路１１は、三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧である直流電圧Ｖｄｃを、三相交流電源３から入力される三相の交流電圧の最大値の２倍の電圧にするために設けられる。
ここで、以下の説明において、三相の交流電圧の振幅相当の直流電圧Ｖｄｃを「１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１」と記載し、三相の交流電圧の振幅の２倍相当の直流電圧Ｖｄｃを「２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２」と記載して区別する（Ｖｄｃ１＝１／２・Ｖｄｃ２）。例えば、三相交流電源３がＡＣ２００Ｖの交流電圧を出力する場合、１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１は、２００√２Ｖとなり、２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２は、４００・２√２Ｖとなる。
倍電圧回路１１は、正極側コンデンサＣａと負極側コンデンサＣｂとの間の接続点Ｎと、３つの入力端子（Ｒ相入力端子ＩＲ、Ｓ相入力端子ＩＳ及びＴ相入力端子ＩＴ）の各々との間に接続された３つの交流スイッチ（Ｒ相交流スイッチ１１Ｒ、Ｓ相交流スイッチ１１Ｓ及びＴ相交流スイッチ１１Ｔ）を有してなる。
上記３つの交流スイッチは、オンとなった場合に、双方向に電流を通過可能なスイッチ回路である。本実施形態に係る３つの交流スイッチは、いずれも、スイッチング素子（例えばＩＧＢＴ）と４つのダイオードを組み合わせてなる。
上記３つの交流スイッチは、後述する倍電圧回路制御部１２から出力されるスイッチ制御信号によりオン／オフの制御がなされる。
The
Here, in the following description, the DC voltage Vdc corresponding to the amplitude of the three-phase AC voltage is referred to as “single-voltage DC voltage Vdc1”, and the DC voltage Vdc corresponding to twice the amplitude of the three-phase AC voltage is expressed as “ It is distinguished by being described as “double voltage DC voltage Vdc2” (Vdc1 = ½ · Vdc2). For example, when the three-phase
The
The three AC switches are switch circuits capable of passing current in both directions when turned on. Each of the three AC switches according to the present embodiment is a combination of a switching element (for example, IGBT) and four diodes.
The three AC switches are controlled to be turned on / off by a switch control signal output from a voltage doubler
倍電圧回路制御部１２は、倍電圧回路１１を制御する制御用ＩＣである。倍電圧回路制御部１２の具体的な機能構成については後述する。
The voltage doubler
ゼロクロス検出部１３は、三相交流電源３から出力される各相の交流電圧（Ｒ相交流電圧、Ｓ相交流電圧及びＴ相交流電圧）を監視する。ゼロクロス検出部１３は、各相の交流電圧のゼロクロス点（負電位から正電位に切り替わるタイミング、及び、正電位から負電位に切り替わるタイミング）を検出し、当該ゼロクロス点を示すゼロクロス検出信号を出力する。
The zero
（倍電圧回路制御部の機能構成）
図２は、第１の実施形態に係る倍電圧回路制御部の機能構成を示す図である。
図２に示すように、倍電圧回路制御部１２は、位相設定部１２０と、スイッチ素子制御部１２１と、を備えている。
(Functional configuration of voltage doubler circuit controller)
FIG. 2 is a diagram illustrating a functional configuration of the voltage doubler circuit control unit according to the first embodiment.
As shown in FIG. 2, the voltage doubler
位相設定部１２０は、ゼロクロス検出部１３から入力されたゼロクロス検出信号に基づいて、各交流スイッチ（Ｒ相交流スイッチ１１Ｒ、Ｒ相交流スイッチ１１Ｒ及びＴ相交流スイッチ１１Ｔ）をオンさせるタイミング（位相）を設定する。
具体的には、本実施形態に係る位相設定部１２０は、Ｒ相交流電圧、Ｓ相交流電圧及びＴ相交流電圧の各々についてのゼロクロス検出信号を受け付けたタイミングを基準として、当該タイミングから＋６０°の位相となるタイミングを示す位相指令信号をスイッチ素子制御部１２１（後述）に通知する。
The
Specifically, the
スイッチ素子制御部１２１は、倍電圧回路１１に対しスイッチ制御信号を出力する。スイッチ制御信号とは、倍電圧回路１１を構成する３つの交流スイッチ（Ｒ相交流スイッチ１１Ｒ、Ｓ相交流スイッチ１１Ｓ及びＴ相交流スイッチ１１Ｔ）のオン／オフを制御する信号であって、具体的には、各交流スイッチを構成するスイッチング素子のゲート端子に入力される信号である。
スイッチ素子制御部１２１は、三相の交流電圧（Ｒ相交流電圧、Ｓ相交流電圧及びＴ相交流電圧）のうちの一の相における交流電圧がピークとなるタイミングを含む所定の期間だけ、３つの交流スイッチ（Ｒ相交流スイッチ１１Ｒ、Ｓ相交流スイッチ１１Ｓ及びＴ相交流スイッチ１１Ｔ）のうち上記一の相に対応する一の交流スイッチをオンさせる。
より具体的に説明すると、スイッチ素子制御部１２１は、Ｒ相交流電圧がピークとなるタイミングを含む所定の期間だけ、Ｒ相交流スイッチ１１Ｒをオンさせる。また、スイッチ素子制御部１２１は、Ｓ相交流電圧がピークとなるタイミングを含む所定の期間だけ、Ｓ相交流スイッチ１１Ｓをオンさせる。更に、スイッチ素子制御部１２１は、Ｔ相交流電圧がピークとなるタイミングを含む所定の期間だけ、Ｔ相交流スイッチ１１Ｔをオンさせる。
ここで、各交流電圧の「ピーク」とは、当該交流電圧が最大値となるタイミング、及び、最小値となるタイミングの両方を含むものとする。
スイッチ素子制御部１２１のより詳細な動作については後述する。
The switch
The switch
More specifically, the switch
Here, the “peak” of each AC voltage includes both the timing at which the AC voltage reaches the maximum value and the timing at which the AC voltage reaches the minimum value.
A more detailed operation of the switch
（スイッチ素子制御部の機能）
図３は、第１の実施形態に係るスイッチ素子制御部の機能を説明する図である。
図３に示す各グラフは、三相交流電源３が出力する各相の交流電圧と、スイッチ素子制御部１２１が出力する各スイッチ制御信号と、の関係を示している。
具体的には、図３に示す上から１つ目のグラフは、各相の交流電圧の時間変化を示している。図３に示すように、Ｒ相交流電圧、Ｓ相交流電圧及びＴ相交流電圧の各々は、互いに１２０°の位相ずつずれながら所定の周期Ｔで振動している。
図３に示すＲ相交流スイッチ制御信号（上から２つ目のグラフ）は、スイッチ素子制御部１２１がＲ相交流スイッチ１１Ｒに向けて出力する信号である。また、Ｓ相交流スイッチ制御信号（上から３つ目のグラフ）は、スイッチ素子制御部１２１がＳ相交流スイッチ１１Ｓに向けて出力する信号である。そして、Ｔ相交流スイッチ制御信号（上から４つ目のグラフ）は、スイッチ素子制御部１２１がＴ相交流スイッチ１１Ｔに向けて出力する信号である。
なお、以下の説明においては、周期Ｔ（位相３６０°）を１／６（位相６０°）ずつ分割してなる各期間Ｔ１〜Ｔ６を用いる。
(Function of switch element control unit)
FIG. 3 is a diagram illustrating the function of the switch element control unit according to the first embodiment.
Each graph shown in FIG. 3 shows the relationship between the AC voltage of each phase output from the three-phase
Specifically, the first graph from the top shown in FIG. 3 shows the time change of the AC voltage of each phase. As shown in FIG. 3, each of the R-phase AC voltage, the S-phase AC voltage, and the T-phase AC voltage oscillates with a predetermined period T while being shifted from each other by 120 °.
The R-phase AC switch control signal (second graph from the top) shown in FIG. 3 is a signal that the switch
In the following description, the periods T1 to T6 obtained by dividing the period T (phase 360 °) by 1/6 (
スイッチ素子制御部１２１は、位相設定部１２０（図２）の位相指令信号に応じたタイミングで各交流スイッチをオン／オフ制御する。ここで、上述した通り、位相設定部１２０は、各交流電圧のゼロクロス点から６０°遅れたタイミングを示す位相指令信号を出力する。スイッチ素子制御部１２１は、当該位相指令信号により、各交流電圧が負電位から正電位、及び、正電位から負電位に切り替わったゼロクロス点から６０°遅れたタイミングにおいて各交流スイッチをオンさせる。
The switch
具体的には、スイッチ素子制御部１２１は、Ｒ相交流電圧が負電位から正電位に切り替わるタイミング（図３に示す位相０°）より１／６周期（＋６０°）遅れたタイミングを始点に、１／６周期（＋６０°）の時間幅（期間Ｔ２）だけＲ相交流スイッチ１１Ｒをオンさせる。また、スイッチ素子制御部１２１は、Ｒ相交流電圧が正電位から負電位に切り替わるタイミング（期間Ｔ３と期間Ｔ４との境界）より１／６周期遅れたタイミングを始点に、１／６周期の時間幅（期間Ｔ５）だけＲ相交流スイッチ１１Ｒをオンさせる。
そうすると、Ｒ相入力端子ＩＲがオンとなる期間は、図３における位相６０°〜１２０°の期間（期間Ｔ２）、及び、位相２４０°〜３００°の期間（期間Ｔ５）となる。そして、当該期間Ｔ２、Ｔ５には、それぞれ、Ｒ相交流電圧がピークとなるタイミング（位相９０°、２７０°）が含まれる。
Specifically, the switching
Then, the period in which the R-phase input terminal IR is turned on is the period of 60 ° to 120 ° (period T2) and the period of 240 ° to 300 ° (period T5) in FIG. The periods T2 and T5 include timings (phases of 90 ° and 270 °) at which the R-phase AC voltage peaks, respectively.
同様に、スイッチ素子制御部１２１は、Ｓ相交流電圧が負電位から正電位に切り替わるタイミング（期間Ｔ２と期間Ｔ３との境界）より１／６周期遅れたタイミングを始点に、１／６周期の時間幅（期間Ｔ４）だけＳ相交流スイッチ１１Ｓをオンさせる。また、スイッチ素子制御部１２１は、Ｓ相交流電圧が正電位から負電位に切り替わるタイミング（期間Ｔ５と期間Ｔ６との境界）より１／６周期遅れたタイミングを始点に、１／６周期の時間幅（期間Ｔ１）だけＳ相交流スイッチ１１Ｓをオンさせる。
そうすると、Ｓ相入力端子ＩＳがオンとなる期間は、図３における位相０°〜６０°の期間（期間Ｔ１）、及び、位相１８０°〜２４０°の期間（期間Ｔ４）となる。そして、当該期間Ｔ１、Ｔ４には、それぞれ、Ｓ相交流電圧がピークとなるタイミング（位相３０°、２１０°）が含まれる。
Similarly, the switch
Then, the period during which the S-phase input terminal IS is turned on is a period of 0 ° to 60 ° (period T1) and a period of 180 ° to 240 ° (period T4) in FIG. The periods T1 and T4 include timings (phases of 30 ° and 210 °) at which the S-phase AC voltage peaks.
更に、スイッチ素子制御部１２１は、Ｔ相交流電圧が負電位から正電位に切り替わるタイミング（期間Ｔ４と期間Ｔ５との境界）より１／６周期遅れたタイミングを始点に、１／６周期の時間幅（期間Ｔ６）だけＴ相交流スイッチ１１Ｔをオンさせる。また、スイッチ素子制御部１２１は、Ｔ相交流電圧が正電位から負電位に切り替わるタイミング（期間Ｔ１と期間Ｔ２との境界）より１／６周期遅れたタイミングを始点に、１／６周期の時間幅（期間Ｔ３）だけＴ相交流スイッチ１１Ｔをオンさせる。
そうすると、Ｔ相入力端子ＩＴがオンとなる期間は、図３における位相１２０°〜１８０°の期間（期間Ｔ３）、及び、位相３００°〜３６０°の期間（期間Ｔ６）となる。そして、当該期間Ｔ３、Ｔ６には、それぞれ、Ｔ相交流電圧がピークとなるタイミング（位相１５０°、３３０°）が含まれる。
Further, the switch
Then, the period in which the T-phase input terminal IT is turned on is a period of 120 ° to 180 ° (period T3) and a period of 300 ° to 360 ° (period T6) in FIG. The periods T3 and T6 include timings (phases 150 ° and 330 °) at which the T-phase AC voltage peaks.
このように、スイッチ素子制御部１２１は、各相の交流電圧がピークとなるタイミングに合わせて、３つの交流スイッチを、１／６周期ごとに順番に一つずつオンさせる。
In this way, the switch
（三相倍電圧整流回路の各箇所における電流波形）
図４〜図６は、それぞれ、第１の実施形態に係る三相倍電圧整流回路の各箇所における電流波形を示す第１の図〜第３の図である。
具体的には、図４は、倍電圧回路１１を構成する３つの交流スイッチの各々に流れる電流波形を示している。なお、図４に示す電流波形は、整流回路１０の各入力端子から接続点Ｎに流れる方向を正とし、接続点Ｎから整流回路１０の各入力端子に流れる方向を負として示している。
また、図５は、整流回路１０を構成する６つのダイオードの各々に流れる電流波形を示している。
また、図６は、正極側コンデンサＣａ及び負極側コンデンサＣｂをチャージする際に流れる電流波形を示している。
また、図７は、第１の実施形態に係る三相倍電圧整流回路に入力される入力電流波形を示す図である。
また、図８〜図１３は、それぞれ、第１の実施形態に係る三相倍電圧整流回路の動作を説明する第１の図〜第６の図である。
以下、図３〜図１３を参照しながら、三相倍電圧整流回路１Ａの動作について詳細に説明する。
(Current waveform in each part of the three-phase voltage doubler rectifier circuit)
4 to 6 are first to third diagrams showing current waveforms at respective points of the three-phase voltage doubler rectifier circuit according to the first embodiment.
Specifically, FIG. 4 shows current waveforms flowing through each of the three AC switches constituting the
FIG. 5 shows current waveforms flowing through each of the six diodes constituting the
FIG. 6 shows a waveform of a current that flows when the positive-side capacitor Ca and the negative-side capacitor Cb are charged.
FIG. 7 is a diagram illustrating an input current waveform input to the three-phase voltage doubler rectifier circuit according to the first embodiment.
8 to 13 are first to sixth diagrams illustrating the operation of the three-phase voltage doubler rectifier circuit according to the first embodiment, respectively.
Hereinafter, the operation of the three-phase voltage
まず、期間Ｔ１においては、図３に示すように、Ｒ相交流電圧及びＴ相交流電圧が正（プラス）となっており、Ｓ相交流電圧が負（マイナス）となっている。また、期間Ｔ１においては、Ｓ相交流スイッチ１１Ｓがオンとなっている。
この場合において三相倍電圧整流回路１Ａに生じる電流Ｉの流れの様子を図８に示す。
図８に示すように、期間Ｔ１における電流Ｉは、まず、三相交流電源３からＲ相入力端子ＩＲ及びＴ相入力端子ＩＴに出力され、それぞれ、正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａ及び正極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔａを通過する。特に、期間Ｔ１のうちＲ相交流電圧よりもＴ相交流電圧の方が高い期間（０°〜３０°）においては、正極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔａに電流が流れ、期間Ｔ１のうちＴ相交流電圧よりもＲ相交流電圧の方が高い期間（３０°〜６０°）においては、正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａに電流が流れる（図５参照）。
正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａ及び正極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔａを通過した電流Ｉは、正極出力線αを経て、正極側コンデンサＣａを流れる（図６参照）。更に、電流Ｉは、正極側コンデンサＣａを通過した後、接続点ＮからＳ相入力端子ＩＳにかけて、オン状態となっているＳ相交流スイッチ１１Ｓを流れる（図４参照）。Ｓ相交流スイッチ１１Ｓを通過した電流Ｉは、Ｓ相入力端子ＩＳを通じて三相交流電源３に帰還する。
以上のように、期間Ｔ１に流れる電流Ｉにより正極側コンデンサＣａがチャージされ、当該正極側コンデンサＣａの両端（正極出力線αと接続点Ｎとの間）に、期間（０°〜３０°）においては、Ｔ相交流電圧とＳ相交流電圧との線間電位差が生じ、期間（３０°〜６０°）においては、Ｒ相交流電圧とＳ相交流電圧との線間電位差が生じる。
First, in the period T1, as shown in FIG. 3, the R-phase AC voltage and the T-phase AC voltage are positive (plus), and the S-phase AC voltage is negative (minus). In the period T1, the S-
FIG. 8 shows the flow of the current I generated in the three-phase voltage
As shown in FIG. 8, the current I in the period T1 is first output from the three-phase
The current I that has passed through the positive-side R-phase rectifier diode 10Ra and the positive-side T-phase rectifier diode 10Ta flows through the positive-side capacitor Ca via the positive-electrode output line α (see FIG. 6). Furthermore, after passing through the positive capacitor Ca, the current I flows from the connection point N to the S-phase input terminal IS through the S-
As described above, the positive electrode side capacitor Ca is charged by the current I flowing during the period T1, and the period (0 ° to 30 °) is provided at both ends of the positive electrode side capacitor Ca (between the positive electrode output line α and the connection point N). , A line potential difference between the T-phase AC voltage and the S-phase AC voltage is generated, and a line potential difference between the R-phase AC voltage and the S-phase AC voltage is generated during the period (30 ° to 60 °).
次に、期間Ｔ２においては、図３に示すように、Ｒ相交流電圧が正（プラス）となっており、Ｓ相交流電圧及びＴ相交流電圧が負（マイナス）となっている。また、期間Ｔ２においては、Ｒ相交流スイッチ１１Ｒがオンとなっている。
この場合において三相倍電圧整流回路１Ａに生じる電流Ｉの流れの様子を図９に示す。
図９に示すように、期間Ｔ２における電流Ｉは、まず、三相交流電源３からＲ相入力端子ＩＲに出力され、当該Ｒ相入力端子ＩＲから接続点Ｎにかけて、オン状態となっているＲ相交流スイッチ１１Ｒを流れる（図４参照）。更に、電流Ｉは、接続点Ｎを通じて、負極側コンデンサＣｂを流れる（図６参照）。負極側コンデンサＣｂを通過した電流Ｉは、負極出力線βを経て、負極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓｂ及び負極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔｂを流れる。特に、期間Ｔ２のうちＴ相交流電圧よりもＳ相交流電圧の方が低い期間（６０°〜９０°）においては、負極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓｂに電流が流れ、期間Ｔ２のうちＳ相交流電圧よりもＴ相交流電圧の方が低い期間（９０°〜１２０°）においては、負極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔｂに電流が流れる（図５参照）。負極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓｂ及び負極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔｂを流れた電流Ｉは、それぞれ、Ｓ相入力端子ＩＳ及びＴ相入力端子ＩＴを通じて三相交流電源３に帰還する。
以上のように、期間Ｔ２に流れる電流Ｉにより負極側コンデンサＣｂがチャージされ、当該負極側コンデンサＣｂの両端（負極出力線βと接続点Ｎとの間）に、期間（６０°〜９０°）においては、Ｒ相交流電圧とＴ相交流電圧との線間電位差が生じ、期間（９０°〜１２０°）においては、Ｒ相交流電圧とＳ相交流電圧との線間電位差が生じる。
Next, in the period T2, as shown in FIG. 3, the R-phase AC voltage is positive (plus), and the S-phase AC voltage and the T-phase AC voltage are negative (minus). In the period T2, the R-
FIG. 9 shows the flow of the current I generated in the three-phase voltage
As shown in FIG. 9, the current I in the period T2 is first output from the three-phase
As described above, the negative side capacitor Cb is charged by the current I flowing in the period T2, and the period (60 ° to 90 °) is applied to both ends of the negative side capacitor Cb (between the negative output line β and the connection point N). , A line potential difference between the R-phase AC voltage and the T-phase AC voltage is generated, and a line potential difference between the R-phase AC voltage and the S-phase AC voltage is generated in the period (90 ° to 120 °).
次に、期間Ｔ３においては、図３に示すように、Ｒ相交流電圧及びＳ相交流電圧が正（プラス）となっており、Ｔ相交流電圧が負（マイナス）となっている。また、期間Ｔ３においては、Ｔ相交流スイッチ１１Ｔがオンとなっている。
この場合において三相倍電圧整流回路１Ａに生じる電流Ｉの流れの様子を図１０に示す。
図１０に示すように、期間Ｔ３における電流Ｉは、まず、三相交流電源３からＲ相入力端子ＩＲ及びＳ相入力端子ＩＳに出力され、それぞれ、正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａ及び正極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓａを通過する。特に、期間Ｔ３のうちＳ相交流電圧よりもＲ相交流電圧の方が高い期間（１２０°〜１５０°）においては、正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａに電流が流れ、期間Ｔ３のうちＲ相交流電圧よりもＳ相交流電圧の方が高い期間（１５０°〜１８０°）においては、正極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓａに電流が流れる（図５参照）。
正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａ及び正極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓａを通過した電流Ｉは、正極出力線αを経て、正極側コンデンサＣａを流れる（図６参照）。更に、電流Ｉは、正極側コンデンサＣａを通過した後、接続点ＮからＴ相入力端子ＩＴにかけて、オン状態となっているＴ相交流スイッチ１１Ｔを流れる（図４参照）。Ｔ相交流スイッチ１１Ｔを通過した電流Ｉは、Ｔ相入力端子ＩＴを通じて三相交流電源３に帰還する。
以上のように、期間Ｔ３に流れる電流Ｉにより正極側コンデンサＣａがチャージされ、当該正極側コンデンサＣａの両端（正極出力線αと接続点Ｎとの間）に、期間（１２０°〜１５０°）においては、Ｒ相交流電圧とＴ相交流電圧との線間電位差が生じ、期間（１５０°〜１８０°）においては、Ｓ相交流電圧とＴ相交流電圧との線間電位差が生じる。
Next, in the period T3, as shown in FIG. 3, the R-phase AC voltage and the S-phase AC voltage are positive (plus), and the T-phase AC voltage is negative (minus). In the period T3, the T-
FIG. 10 shows the flow of the current I generated in the three-phase voltage
As shown in FIG. 10, the current I in the period T3 is first output from the three-phase
The current I that has passed through the positive side R-phase rectifier diode 10Ra and the positive side S-phase rectifier diode 10Sa flows through the positive electrode side capacitor Ca via the positive electrode output line α (see FIG. 6). Further, after passing through the positive capacitor Ca, the current I flows from the connection point N to the T-phase input terminal IT through the T-
As described above, the positive electrode side capacitor Ca is charged by the current I flowing in the period T3, and the both ends of the positive electrode side capacitor Ca (between the positive electrode output line α and the connection point N) have a period (120 ° to 150 °). , A line potential difference between the R-phase AC voltage and the T-phase AC voltage is generated, and a line potential difference between the S-phase AC voltage and the T-phase AC voltage is generated in the period (150 ° to 180 °).
次に、期間Ｔ４においては、図３に示すように、Ｓ相交流電圧が正（プラス）となっており、Ｒ相交流電圧及びＴ相交流電圧が負（マイナス）となっている。また、期間Ｔ４においては、Ｓ相交流スイッチ１１Ｓがオンとなっている。
この場合において三相倍電圧整流回路１Ａに生じる電流Ｉの流れの様子を図１１に示す。
図１１に示すように、期間Ｔ４における電流Ｉは、まず、三相交流電源３からＳ相入力端子ＩＳに出力され、当該Ｓ相入力端子ＩＳから接続点Ｎにかけて、オン状態となっているＳ相交流スイッチ１１Ｓを流れる（図４参照）。更に、電流Ｉは、接続点Ｎを通じて、負極側コンデンサＣｂを流れる（図６参照）。負極側コンデンサＣｂを通過した電流Ｉは、負極出力線βを経て、負極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒｂ及び負極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔｂを流れる。特に、期間Ｔ４のうちＲ相交流電圧よりもＴ相交流電圧の方が低い期間（１８０°〜２１０°）においては、負極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔｂに電流が流れ、期間Ｔ４のうちＴ相交流電圧よりもＲ相交流電圧の方が低い期間（２１０°〜２４０°）においては、負極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒｂに電流が流れる（図５参照）。負極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒｂ及び負極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔｂを流れた電流Ｉは、それぞれ、Ｒ相入力端子ＩＲ及びＴ相入力端子ＩＴを通じて三相交流電源３に帰還する。
以上のように、期間Ｔ４に流れる電流Ｉにより負極側コンデンサＣｂがチャージされ、当該負極側コンデンサＣｂの両端（負極出力線βと接続点Ｎとの間）に、期間（１８０°〜２１０°）においては、Ｓ相交流電圧とＴ相交流電圧との線間電位差が生じ、期間（２１０°〜２４０°）においては、Ｓ相交流電圧とＲ相交流電圧との線間電位差が生じる。
Next, in the period T4, as shown in FIG. 3, the S-phase AC voltage is positive (plus), and the R-phase AC voltage and the T-phase AC voltage are negative (minus). In the period T4, the S-
FIG. 11 shows the flow of the current I generated in the three-phase voltage
As shown in FIG. 11, the current I in the period T4 is first output from the three-phase
As described above, the negative electrode side capacitor Cb is charged by the current I flowing in the period T4, and the both ends of the negative electrode side capacitor Cb (between the negative electrode output line β and the connection point N) have a period (180 ° to 210 °). , A line potential difference between the S-phase AC voltage and the T-phase AC voltage is generated, and a line potential difference between the S-phase AC voltage and the R-phase AC voltage is generated in the period (210 ° to 240 °).
次に、期間Ｔ５においては、図３に示すように、Ｓ相交流電圧及びＴ相交流電圧が正（プラス）となっており、Ｒ相交流電圧が負（マイナス）となっている。また、期間Ｔ５においては、Ｒ相交流スイッチ１１Ｒがオンとなっている。
この場合において三相倍電圧整流回路１Ａに生じる電流Ｉの流れの様子を図１２に示す。
図１２に示すように、期間Ｔ５における電流Ｉは、まず、三相交流電源３からＳ相入力端子ＩＳ及びＴ相入力端子ＩＴに出力され、それぞれ、正極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓａ及び正極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔａを通過する。特に、期間Ｔ５のうちＴ相交流電圧よりもＳ相交流電圧の方が高い期間（２４０°〜２７０°）においては、正極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓａに電流が流れ、期間Ｔ５のうちＳ相交流電圧よりもＴ相交流電圧の方が高い期間（２７０°〜３００°）においては、正極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔａに電流が流れる（図５参照）。
正極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓａ及び正極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔａを通過した電流Ｉは、正極出力線αを経て、正極側コンデンサＣａを流れる（図６参照）。更に、電流Ｉは、正極側コンデンサＣａを通過した後、接続点ＮからＲ相入力端子ＩＲにかけて、オン状態となっているＲ相交流スイッチ１１Ｒを流れる（図４参照）。Ｒ相交流スイッチ１１Ｒを通過した電流Ｉは、Ｒ相入力端子ＩＲを通じて三相交流電源３に帰還する。
以上のように、期間Ｔ５に流れる電流Ｉにより正極側コンデンサＣａがチャージされ、当該正極側コンデンサＣａの両端（正極出力線αと接続点Ｎとの間）に、期間（２４０°〜２７０°）においては、Ｓ相交流電圧とＲ相交流電圧との線間電位差が生じ、期間（２７０°〜３００°）においては、Ｔ相交流電圧とＲ相交流電圧との線間電位差が生じる。
Next, in the period T5, as shown in FIG. 3, the S-phase AC voltage and the T-phase AC voltage are positive (plus), and the R-phase AC voltage is negative (minus). In the period T5, the R-
FIG. 12 shows how the current I flows in the three-phase voltage
As shown in FIG. 12, the current I in the period T5 is first output from the three-phase
The current I that has passed through the positive electrode side S-phase rectifier diode 10Sa and the positive electrode side T phase rectifier diode 10Ta flows through the positive electrode side capacitor Ca via the positive electrode output line α (see FIG. 6). Furthermore, after passing through the positive side capacitor Ca, the current I flows from the connection point N to the R-phase input terminal IR through the R-
As described above, the positive electrode side capacitor Ca is charged by the current I flowing in the period T5, and the both ends of the positive electrode side capacitor Ca (between the positive electrode output line α and the connection point N) have a period (240 ° to 270 °). , A line potential difference between the S-phase AC voltage and the R-phase AC voltage is generated, and a line potential difference between the T-phase AC voltage and the R-phase AC voltage is generated in the period (270 ° to 300 °).
次に、期間Ｔ６においては、図３に示すように、Ｔ相交流電圧が正（プラス）となっており、Ｒ相交流電圧及びＳ相交流電圧が負（マイナス）となっている。また、期間Ｔ６においては、Ｓ相交流スイッチ１１Ｓがオンとなっている。
この場合において三相倍電圧整流回路１Ａに生じる電流Ｉの流れの様子を図１３に示す。
図１３に示すように、期間Ｔ６における電流Ｉは、まず、三相交流電源３からＴ相入力端子ＩＴに出力され、当該Ｔ相入力端子ＩＴから接続点Ｎにかけて、オン状態となっているＴ相交流スイッチ１１Ｔを流れる（図４参照）。更に、電流Ｉは、接続点Ｎを通じて、負極側コンデンサＣｂを流れる（図６参照）。負極側コンデンサＣｂを通過した電流Ｉは、負極出力線βを経て、負極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒｂ及び負極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓｂを流れる。特に、期間Ｔ６のうちＳ相交流電圧よりもＲ相交流電圧の方が低い期間（３００°〜３３０°）においては、負極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒｂに電流が流れ、期間Ｔ６のうちＲ相交流電圧よりもＳ相交流電圧の方が低い期間（３００°〜３６０°）においては、負極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓｂに電流が流れる（図５参照）。負極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒｂ及び負極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓｂを流れた電流Ｉは、それぞれ、Ｒ相入力端子ＩＲ及びＳ相入力端子ＩＳを通じて三相交流電源３に帰還する。
以上のように、期間Ｔ６に流れる電流Ｉにより負極側コンデンサＣｂがチャージされ、当該負極側コンデンサＣｂの両端（負極出力線βと接続点Ｎとの間）に、期間（３００°〜３３０°）においては、Ｔ相交流電圧とＲ相交流電圧との線間電位差が生じ、期間（３００°〜３６０°）においては、Ｔ相交流電圧とＳ相交流電圧との線間電位差が生じる。
Next, in the period T6, as shown in FIG. 3, the T-phase AC voltage is positive (plus), and the R-phase AC voltage and the S-phase AC voltage are negative (minus). In the period T6, the S-
FIG. 13 shows the flow of current I generated in the three-phase voltage
As shown in FIG. 13, the current I in the period T6 is first output from the three-phase
As described above, the negative electrode side capacitor Cb is charged by the current I flowing in the period T6, and the both ends of the negative electrode side capacitor Cb (between the negative electrode output line β and the connection point N) have a period (300 ° to 330 °). , A line potential difference between the T-phase AC voltage and the R-phase AC voltage is generated, and a line potential difference between the T-phase AC voltage and the S-phase AC voltage is generated during the period (300 ° to 360 °).
三相倍電圧整流回路１Ａの上述の動作によれば、期間Ｔ１、Ｔ３、Ｔ５において正極側コンデンサＣａがチャージされ、当該正極側コンデンサＣａに三相交流電圧の線間電圧の振幅相当の電位差が生じる。また、期間Ｔ２、Ｔ４、Ｔ６において負極側コンデンサＣｂがチャージされ、当該負極側コンデンサＣｂに三相交流電圧の線間電圧の振幅相当の電位差が生じる。したがって、正極出力線αと負極出力線βとの間に生じる電位差（即ち、直流電圧Ｖｄｃ）は、三相交流電圧の線間電圧の振幅の２倍の電圧相当となる。
According to the above-described operation of the three-phase voltage
また、図７に示すように、三相交流電源３から三相倍電圧整流回路１Ａに入力される電流（Ｒ相入力電流、Ｓ相入力電流及びＴ相入力電流）は、いずれも、周期Ｔ（期間Ｔ１から期間Ｔ６まで）の全てにかけて尖りのない波形となっている。
ここで、例えば、期間Ｔ１から期間Ｔ３の間に生じるＲ相入力電流は、期間Ｔ１において正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａを通過する電流（図５参照）、期間Ｔ２においてＲ相交流スイッチ１１Ｒを流れる電流（図４参照）、及び、期間Ｔ３において正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａを通過する電流（図５参照）に基づくものである。Ｒ相入力電流は、Ｒ相リアクトルＬＲの影響により、Ｒ相交流スイッチ１１Ｒにおけるオン、オフの継ぎ目（期間Ｔ１と期間Ｔ２の境界、及び、期間Ｔ２と期間Ｔ３の境界）においても電流の急峻な変動が抑えられ、尖りのない電流波形となっている。
Ｓ相入力電流及びＴ相入力電流についても、それぞれ、Ｓ相リアクトルＬＳ及びＴ相リアクトルＬＴの影響により同等の効果が得られている。
以上より、第１の実施形態に係る三相倍電圧整流回路１Ａによれば、三相交流電源３の出力を２倍圧で出力することができ、更に、入力力率を改善し、高調波電流を抑制することができる。
As shown in FIG. 7, the currents (R-phase input current, S-phase input current, and T-phase input current) that are input from the three-phase
Here, for example, the R-phase input current generated between the period T1 and the period T3 flows through the positive-side R-phase rectifier diode 10Ra in the period T1 (see FIG. 5), and flows through the R-
With respect to the S-phase input current and the T-phase input current, the same effect is obtained due to the influence of the S-phase reactor LS and the T-phase reactor LT, respectively.
As described above, according to the three-phase voltage
＜第２の実施形態＞
次に、第２の実施形態に係る三相倍電圧整流回路、及び、当該三相倍電圧整流回路を具備するインバータ装置について、図１４〜図２０を参照しながら詳細に説明する。
<Second Embodiment>
Next, a three-phase voltage doubler rectifier circuit according to a second embodiment and an inverter device including the three-phase voltage doubler rectifier circuit will be described in detail with reference to FIGS.
（インバータ装置の回路構成）
図１４は、第２の実施形態に係るインバータ装置の回路構成を示す図である。
第２の実施形態に係るインバータ装置１は、図１４に示すように、第１の実施形態の構成に加え、更に、三相交流電源３から入力される入力電流を検出する入力電流検出部Ｅを備えている。
また、第２の実施形態に係る倍電圧回路制御部１２は、当該入力電流検出部Ｅから、入力電流を示す入力電流検出信号を入力する。
(Circuit configuration of the inverter device)
FIG. 14 is a diagram illustrating a circuit configuration of the inverter device according to the second embodiment.
As shown in FIG. 14, the
Further, the voltage doubler
（倍電圧回路制御部の機能構成）
図１５は、第２の実施形態に係る倍電圧回路制御部の機能構成を示す図である。
図１５に示すように、本実施形態に係る倍電圧回路制御部１２の位相設定部１２０は、ゼロクロス検出部１３からのゼロクロス検出信号と、入力電流検出部Ｅからの入力電流検出信号と、を入力する。そして、スイッチ素子制御部１２１は、当該ゼロクロス検出信号及び当該入力電流検出信号に基づいて、三相の交流電圧の各ゼロクロス点から、各相に対応する３つの交流スイッチをオンさせるまでの期間を、三相交流電源３から入力される電流の大きさに応じて変化させる。
具体的には、本実施形態に係る位相設定部１２０は、Ｒ相交流電圧、Ｓ相交流電圧及びＴ相交流電圧の各々についてのゼロクロス検出信号を受け付けたタイミングを基準として、当該タイミングから“＋６０°”に位相設定値φを加算した位相（＋６０°＋φ）となるタイミングを示す位相指令信号をスイッチ素子制御部１２１に通知する。
ここで、位相設定値φは、三相交流電源３からの入力電流に応じて増減する位相幅である。
(Functional configuration of voltage doubler circuit controller)
FIG. 15 is a diagram illustrating a functional configuration of the voltage doubler circuit control unit according to the second embodiment.
As shown in FIG. 15, the
Specifically, the
Here, the phase setting value φ is a phase width that increases or decreases according to the input current from the three-phase
（位相設定部の機能）
図１６、図１７は、それぞれ、第２の実施形態に係る位相設定部の機能を説明する第１の図、第２の図である。
図１６は、三相交流電源３から入力される入力電流と、第２の実施形態に係る位相設定部１２０が設定する位相設定値φとの関係を示すグラフである。
図１６に示すグラフによれば、位相設定値φは、三相交流電源３からの入力電流に対し単調増加の傾向を有する。即ち、位相設定部１２０は、三相交流電源３からの入力電流が大きいほど位相設定値φを大きい値に設定し、入力電流が小さいほど位相設定値φを小さい値に設定する。
(Function of phase setting unit)
FIGS. 16 and 17 are a first diagram and a second diagram illustrating the function of the phase setting unit according to the second embodiment, respectively.
FIG. 16 is a graph showing the relationship between the input current input from the three-phase
According to the graph shown in FIG. 16, the phase setting value φ has a tendency of monotonously increasing with respect to the input current from the three-phase
図１７に示す各グラフは、三相交流電源３が出力する各相の交流電圧と、スイッチ素子制御部１２１が出力する各スイッチ制御信号と、の関係を示している。
スイッチ素子制御部１２１は、位相設定部１２０（図１６）の位相指令信号に応じたタイミングで各交流スイッチをオン／オフ制御する。ここで、上述した通り、位相設定部１２０は、各交流電圧のゼロクロス点から“６０°＋φ”遅れたタイミングを示す位相指令信号を出力する。これにより、スイッチ素子制御部１２１は、各交流電圧が負電位から正電位、及び、正電位から負電位に切り替わったゼロクロス点から“６０°＋φ”遅れたタイミングにおいて各交流スイッチをオンさせる。
Each graph shown in FIG. 17 shows the relationship between the AC voltage of each phase output from the three-phase
The switch
図１７に示すように、スイッチ素子制御部１２１は、位相設定部１２０からの位相指令信号に基づき、期間Ｔ２から位相設定値φだけ遅れた期間（位相６０°＋φ〜１２０°＋φ）、及び、期間Ｔ５から位相設定値φだけ遅れた期間（位相２４０°＋φ〜３００°＋φ）においてＲ相交流スイッチ１１Ｒをオンさせる。
また、スイッチ素子制御部１２１は、位相設定部１２０からの位相指令信号に基づき、期間Ｔ１から位相設定値φだけ遅れた期間（位相０°＋φ〜６０°＋φ）、及び、期間Ｔ４から位相設定値φだけ遅れた期間（位相１８０°＋φ〜２４０°＋φ）においてＳ相交流スイッチ１１Ｓをオンさせる。
更に、スイッチ素子制御部１２１は、位相設定部１２０からの位相指令信号に基づき、期間Ｔ３から位相設定値φだけ遅れた期間（位相１２０°＋φ〜１８０°＋φ）、及び、期間Ｔ６から位相設定値φだけ遅れた期間（位相３００°＋φ〜３６０°、０°〜０°＋φ）においてＴ相交流スイッチ１１Ｔをオンさせる。
As shown in FIG. 17, the switch
In addition, the switch
Further, the switch
（作用、効果）
図１８〜図２０は、第２の実施形態に係る三相倍電圧整流回路の作用、効果を説明する図である。
図１８に示すグラフは、三相交流電源３が出力するＲ相交流電圧ＶＲと、Ｒ相リアクトルＬＲが発生させる誘導電圧ＶＬＲと、Ｒ相交流スイッチ１１Ｒに印加されるスイッチ印加電圧ＶｓｗＲと、の関係を示している。
(Function, effect)
18-20 is a figure explaining the effect | action and effect of the three-phase voltage doubler rectifier circuit which concern on 2nd Embodiment.
The graph shown in FIG. 18 shows the R-phase AC voltage VR output from the three-phase
図１８に示すように、Ｒ相交流スイッチ１１Ｒに印加されるスイッチ印加電圧ＶｓｗＲは、三相交流電源３が出力するＲ相交流電圧ＶＲと、Ｒ相リアクトルＬＲが発生させる誘導電圧ＶＬＲと、が合成されてなる。ここで、Ｒ相リアクトルＬＲが発生させる誘導電圧ＶＬＲは、Ｒ相交流電圧ＶＲに対し９０°の位相の遅れを有している。そのため、スイッチ印加電圧ＶｓｗＲがピークとなるタイミングは、Ｒ相交流電圧ＶＲがピークとなるタイミングよりも、誘導電圧ＶＬＲに応じた位相（以下、「遅延位相θ」とも記載。）だけ遅くなる。
なお、Ｓ相交流電圧ＶＳと、Ｓ相リアクトルＬＳが発生させる誘導電圧ＶＬＳと、Ｓ相交流スイッチ１１Ｓに印加されるスイッチ印加電圧ＶｓｗＳとの関係、及び、Ｔ相交流電圧ＶＴと、Ｔ相リアクトルＬＴが発生させる誘導電圧ＶＬＴと、Ｔ相交流スイッチ１１Ｔに印加されるスイッチ印加電圧ＶｓｗＴとの関係についても同様である。
As shown in FIG. 18, the switch application voltage VswR applied to the R-
The relationship between the S-phase AC voltage VS, the induced voltage VLS generated by the S-phase reactor LS, and the switch application voltage VswS applied to the S-
他方、Ｒ相リアクトルＬＲが発生させる誘導電圧ＶＬＲは、Ｒ相リアクトルＬＲのインダクタンス（Ｌ）を係数として、当該Ｒ相リアクトルＬＲに入力される入力電流（Ｉ）に比例する大きさ（ωＬ・Ｉ）となる。そのため、Ｒ相交流電圧に対するスイッチ印加電圧ＶｓｗＲの遅れの度合い（遅延位相θ）は、三相交流電源３からＲ相リアクトルＬＲに入力される入力電流（Ｉ）の大きさに応じて増減する。つまり、Ｒ相リアクトルＬＲに入力される入力電流（Ｉ）が大きいほど遅延位相θは大きくなる。
そこで、位相設定部１２０が、三相交流電源３からの入力電流の大きさに応じて、Ｒ相交流スイッチ１１Ｒをオンさせる期間を遅らせる（位相設定値φを大きい値に設定する）ことで、Ｒ相交流スイッチ１１Ｒがオンしている１／６周期の期間に、スイッチ印加電圧ＶｓｗＲのピーク近傍の時間がより多く含まれるようになる。
On the other hand, the induced voltage VLR generated by the R-phase reactor LR is proportional to the input current (I) input to the R-phase reactor LR with the inductance (L) of the R-phase reactor LR as a coefficient (ωL · I ) Therefore, the degree of delay of the switch application voltage VswR with respect to the R-phase AC voltage (delay phase θ) increases or decreases according to the magnitude of the input current (I) input from the three-phase
Therefore, the
図１９に示すグラフは、三相交流電源３から三相倍電圧整流回路１Ａに入力される入力電流波形を示している。
また、図２０に示す表は、三相倍電圧整流回路１Ａについての回路シミュレーション結果であって、三相交流電源３からの入力電流を一定とした場合における、位相設定値［°］と、入力力率「％」及び５次高調波電流［Ａ］との関係を示している。
図１９に示すように、三相交流電源３から三相倍電圧整流回路１Ａに入力される電流（Ｒ相入力電流、Ｓ相入力電流及びＴ相入力電流）は、第１の実施形態の場合における各入力電流（図７）と比較して、一層尖りのない波形となっている。
また、図２０に示す表によれば、位相設定値φを２０°とした場合における入力力率が９２．６３％となり、位相設定値φ＝０°、１０°、３０°とした場合よりも高くなっている。また、位相設定値φを２０°とした場合における５次高調波電流は１０．７６Ａと、他の位相設定値φ（０°、１０°、３０°）よりも低い。
The graph shown in FIG. 19 shows an input current waveform input from the three-phase
20 is a circuit simulation result for the three-phase voltage
As shown in FIG. 19, the currents (R-phase input current, S-phase input current, and T-phase input current) input from the three-phase
Further, according to the table shown in FIG. 20, the input power factor when the phase setting value φ is 20 ° is 92.63%, compared with the case where the phase setting value φ = 0 °, 10 °, and 30 °. It is high. Further, when the phase setting value φ is 20 °, the fifth harmonic current is 10.76 A, which is lower than the other phase setting values φ (0 °, 10 °, 30 °).
このように、ある入力電流値に応じて最適な位相設定値φを設定することで、各交流スイッチに印加される電圧（スイッチ印加電圧ＶｓｗＲ、ＶｓｗＳ、ＶｓｗＴ）のピーク近傍の期間とＲ相交流スイッチ１１Ｒをオンさせる期間とが整合し、一層の入力力率の向上、及び、高調波電流の抑制を図ることができる。
Thus, by setting the optimum phase setting value φ according to a certain input current value, the period near the peak of the voltage applied to each AC switch (switch applied voltages VswR, VswS, VswT) and the R-phase AC The period during which the
なお、図１６では、例として、位相設定値φと入力電流との関係を、直線関係（比例関係）として示しているが、本実施形態においては、この態様には限定されない。例えば、位相設定値φは、図１８に示す入力電流Ｉと遅延位相θとの関係（ｔａｎθ＝ωＬＩ／ＶＲ）に基づいて設定されるものであってもよい。 In FIG. 16, as an example, the relationship between the phase setting value φ and the input current is shown as a linear relationship (proportional relationship), but the present embodiment is not limited to this mode. For example, the phase setting value φ may be set based on the relationship between the input current I and the delay phase θ (tan θ = ωLI / VR) shown in FIG.
＜第３の実施形態＞
次に、第３の実施形態に係る三相倍電圧整流回路、及び、当該三相倍電圧整流回路を具備するインバータ装置について、図２１〜図２８を参照しながら詳細に説明する。
<Third Embodiment>
Next, a three-phase voltage doubler rectifier circuit according to a third embodiment and an inverter device including the three-phase voltage doubler rectifier circuit will be described in detail with reference to FIGS.
（インバータ装置の回路構成）
図２１は、第３の実施形態に係るインバータ装置の回路構成を示す図である。
第３の実施形態に係るインバータ装置１は、図２１に示すように、第２の実施形態の構成に加え、更に、直流電圧Ｖｄｃを検出する直流電圧検出部Ｆを備えている。
また、第３の実施形態に係る倍電圧回路制御部１２は、当該直流電圧検出部Ｆから、直流電圧Ｖｄｃを示す直流電圧検出信号を入力する。
(Circuit configuration of the inverter device)
FIG. 21 is a diagram illustrating a circuit configuration of the inverter device according to the third embodiment.
As shown in FIG. 21, the
Further, the voltage doubler
また、本実施形態に係るインバータ回路制御部２１は、インバータ回路２０から出力されるインバータ出力電圧Ｖｏｕｔを検出するとともに、当該インバータ出力電圧Ｖｏｕｔを示すインバータ出力電圧信号を、倍電圧回路制御部１２に向けて出力する。なお、後述するように、インバータ出力電圧Ｖｏｕｔは、モータ４の回転数（回転速度）に比例して増減する。
Further, the inverter
（倍電圧回路制御部の機能構成）
図２２は、第３の実施形態に係る倍電圧回路制御部の機能構成を示す図である。
図２２に示すように、第３の実施形態に係る倍電圧回路制御部１２は、第２の実施形態の構成に加え、更に、電圧指令部１２２を備えている。
電圧指令部１２２は、直流電圧検出部Ｆからの直流電圧信号、及び、インバータ回路制御部２１からのインバータ出力電圧信号に基づいて、三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）を示す電圧指令信号をスイッチ素子制御部１２１に向けて出力する。
(Functional configuration of voltage doubler circuit controller)
FIG. 22 is a diagram illustrating a functional configuration of the voltage doubler circuit control unit according to the third embodiment.
As shown in FIG. 22, the voltage doubler
The
具体的には、電圧指令部１２２は、直流電圧Ｖｄｃとインバータ出力電圧Ｖｏｕｔとの関係に応じて、三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）を、「１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１」及び「２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２」のいずれとすべきか、を示す電圧指令信号を出力する。
電圧指令部１２２から直流電圧Ｖｄｃを「２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２」とすべき旨の電圧指令信号を受け付けた場合、本実施形態に係るスイッチ素子制御部１２１は、倍電圧回路１１に対し、第２の実施形態と同様のスイッチ指令を出力する（図１７を参照）。これにより、三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）を２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２とすることができる。
Specifically, the
When the voltage command signal indicating that the DC voltage Vdc should be “double voltage DC voltage Vdc2” is received from the
他方、電圧指令部１２２から直流電圧Ｖｄｃを「１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１」とすべき旨の電圧指令信号を受け付けた場合、本実施形態に係るスイッチ素子制御部１２１は、倍電圧回路１１に対して何らのスイッチ制御信号を出力せず、Ｒ相交流スイッチ１１Ｒ、Ｓ相交流スイッチ１１Ｓ及びＴ相交流スイッチ１１Ｔの全てをオフさせる。
以下、この場合における三相倍電圧整流回路１Ａの動作について詳細に説明する。
On the other hand, when receiving a voltage command signal indicating that the DC voltage Vdc should be “1 double voltage DC voltage Vdc1” from the
Hereinafter, the operation of the three-phase voltage
（三相倍電圧整流回路の動作）
図２３、図２４は、それぞれ、第３の実施形態に係る三相倍電圧整流回路の動作を説明する第１の図、第２の図である。
(Operation of three-phase voltage doubler rectifier circuit)
23 and 24 are a first diagram and a second diagram illustrating the operation of the three-phase voltage doubler rectifier circuit according to the third embodiment, respectively.
図２３は、期間Ｔ２（図１７等参照）において、倍電圧回路１１の３つの交流スイッチの何れもがオフとなっている場合に、三相倍電圧整流回路１Ａに生じる電流Ｉの流れの様子を示している。
図２３に示すように、期間Ｔ２における電流Ｉは、まず、三相交流電源３からＲ相入力端子ＩＲに出力され、正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａを通過する。正極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒａを通過した電流Ｉは、正極出力線αを経て、正極側コンデンサＣａ及び負極側コンデンサＣｂの両方を流れる。正極側コンデンサＣａ及び負極側コンデンサＣｂを通過した電流Ｉは、負極出力線βを経て、負極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓｂ及び負極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔｂを流れる。負極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓｂ及び負極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔｂを流れた電流Ｉは、それぞれ、Ｓ相入力端子ＩＳ及びＴ相入力端子ＩＴを通じて三相交流電源３に帰還する。
以上のように、期間Ｔ２に流れる電流Ｉにより正極側コンデンサＣａと負極側コンデンサＣｂとの直列接続で構成されるコンデンサがチャージされ、当該コンデンサの両端（正極出力線αと負極出力線βとの間）に、期間（６０°〜９０°）においては、Ｒ相交流電圧とＴ相交流電圧との線間電位差が生じ、期間（９０°〜１２０°）においては、Ｒ相交流電圧とＳ相交流電圧との線間電位差が生じる。
FIG. 23 shows the flow of current I generated in the three-phase voltage
As shown in FIG. 23, the current I in the period T2 is first output from the three-phase
As described above, the capacitor constituted by the series connection of the positive electrode side capacitor Ca and the negative electrode side capacitor Cb is charged by the current I flowing in the period T2, and both ends of the capacitor (the positive output line α and the negative output line β are connected). During the period (60 ° to 90 °), there is a line potential difference between the R phase AC voltage and the T phase AC voltage, and during the period (90 ° to 120 °), the R phase AC voltage and the S phase A line potential difference from the AC voltage occurs.
図２４は、期間Ｔ５（図１７等参照）において、倍電圧回路１１の３つの交流スイッチの何れもがオフとなっている場合に、三相倍電圧整流回路１Ａに生じる電流Ｉの流れの様子を示している。
図２４に示すように、期間Ｔ５における電流Ｉは、まず、三相交流電源３からＳ相入力端子ＩＳ及びＴ相交流スイッチ１１Ｔに出力され、それぞれ、正極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓａ及び正極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔａを通過する。正極側Ｓ相整流ダイオード１０Ｓａ及び正極側Ｔ相整流ダイオード１０Ｔａを通過した電流Ｉは、正極出力線αを経て、正極側コンデンサＣａ及び負極側コンデンサＣｂの両方を流れる。正極側コンデンサＣａ及び負極側コンデンサＣｂを通過した電流Ｉは、負極出力線βを経て、負極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒｂを流れる。負極側Ｒ相整流ダイオード１０Ｒｂを流れた電流Ｉは、Ｒ相入力端子ＩＲを通じて三相交流電源３に帰還する。
以上のように、期間Ｔ５に流れる電流Ｉにより正極側コンデンサＣａと負極側コンデンサＣｂとの直列接続で構成されるコンデンサがチャージされ、当該コンデンサの両端（正極出力線αと負極出力線βとの間）に、期間（２４０°〜２７０°）においては、Ｓ相交流電圧とＲ相交流電圧との線間電位差が生じ、期間（２７０°〜３００°）においては、Ｔ相交流電圧とＲ相交流電圧との線間電位差が生じる。
FIG. 24 shows a state of the flow of the current I generated in the three-phase voltage
As shown in FIG. 24, the current I in the period T5 is first output from the three-phase
As described above, the capacitor constituted by the series connection of the positive side capacitor Ca and the negative side capacitor Cb is charged by the current I flowing in the period T5, and both ends of the capacitor (the positive output line α and the negative output line β are connected). During the period (240 ° to 270 °), a line potential difference between the S-phase AC voltage and the R-phase AC voltage occurs, and during the period (270 ° to 300 °), the T-phase AC voltage and the R phase A line potential difference from the AC voltage occurs.
なお、図２３、図２４では、Ｒ相交流電圧がピークとなる期間Ｔ２及び期間Ｔ５における電流Ｉの流れの様子を例に説明したが、電流Ｉは、Ｓ相交流電圧及びＴ相交流電圧がピークとなる他の期間においても同様の振る舞いをする。 In FIGS. 23 and 24, the state of the flow of the current I in the period T2 and the period T5 in which the R-phase AC voltage peaks is described as an example. However, the current I includes the S-phase AC voltage and the T-phase AC voltage. The same behavior occurs during other peak periods.
即ち、倍電圧回路１１の３つの交流スイッチの何れもがオフとなっている場合、図２３、図２４に示すように、三相倍電圧整流回路１Ａは、通常のダイオードブリッジによる整流回路として機能する。したがって、倍電圧回路１１の３つの交流スイッチの何れもがオフとなっている場合、三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）は、１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１となる。
このように、第３の実施形態に係る三相倍電圧整流回路１Ａは、倍電圧回路１１（３つの交流スイッチ）を駆動させるか否かに応じて、出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）を「２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２」とするか、「１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１」とするか、選択することができる。
That is, when all of the three AC switches of the
Thus, the three-phase voltage
（電圧指令部の機能）
図２５〜図２７は、それぞれ、第３の実施形態に係る電圧指令部の機能を説明する第１の図〜第３の図である。
図２５は、モータ４の回転数と、インバータ回路２０から出力されるインバータ出力電圧Ｖｏｕｔとの関係を示すグラフである。
また、図２６は、電圧指令部１２２が実行する処理フローを示す図である。
また、図２７は、モータ４の回転数と、三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）との関係を示すグラフである。
(Function of voltage command section)
25 to 27 are first to third diagrams illustrating functions of the voltage command unit according to the third embodiment, respectively.
FIG. 25 is a graph showing the relationship between the rotation speed of the motor 4 and the inverter output voltage Vout output from the
FIG. 26 is a diagram illustrating a processing flow executed by the
FIG. 27 is a graph showing the relationship between the rotation speed of the motor 4 and the output voltage (DC voltage Vdc) of the three-phase voltage
本実施形態に係るモータ４は、ロータに永久磁石が具備されてなる永久磁石ブラシレスモータである。この場合、モータ４の回転数が大きくなるにつれモータ巻線を貫く磁束の変化が大きくなるため、モータ４に生じる逆起電力が増大する。したがって、モータ４を所望する回転数で動作させるためには、インバータ回路制御部２１は、インバータ回路２０からモータ４に出力するインバータ出力電圧Ｖｏｕｔを、モータ４の回転数に比例して増加させる必要がある。
インバータ回路制御部２１が、受け付けた回転数指令に応じてインバータ出力電圧Ｖｏｕｔを徐々に増加させていくと、当該インバータ出力電圧Ｖｏｕｔに応じてモータ４の回転数が上昇する。しかしながら、インバータ出力電圧Ｖｏｕｔが三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）の１／√２倍に達すると、それ以上、モータ４の回転数を上昇させることができなくなる。即ち、モータ４の最大回転数は、三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧である直流電圧Ｖｄｃによって決定される。
具体的には、三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）が「１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１」であった場合、モータ４の最大回転数は、インバータ出力電圧Ｖｏｕｔが（１／√２）・Ｖｄｃ１のときに得られる回転数“Ｒ１”となる（図２５参照）。また、三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）が「２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２」であった場合、モータ４の最大回転数は、インバータ出力電圧Ｖｏｕｔが（１／√２）・Ｖｄｃ２のときに得られる回転数“Ｒ２”となる（図２５参照）。
The motor 4 according to this embodiment is a permanent magnet brushless motor in which a permanent magnet is provided on a rotor. In this case, as the number of rotations of the motor 4 increases, the change in magnetic flux passing through the motor windings increases, so that the counter electromotive force generated in the motor 4 increases. Therefore, in order to operate the motor 4 at a desired rotational speed, the inverter
When the inverter
Specifically, when the output voltage (DC voltage Vdc) of the three-phase voltage
本実施形態に係る電圧指令部１２２は、図２６に示す処理フローに従って動作する。
即ち、電圧指令部１２２は、まず、直流電圧検出部Ｆを通じて直流電圧Ｖｄｃを検出し、当該直流電圧Ｖｄｃの検出結果に基づいて、三相倍電圧整流回路１Ａが「三相ブリッジ整流動作」及び「三相倍電圧整流動作」のいずれを行っているか、を判定する（ステップＳ０１）。ここで、「三相ブリッジ整流動作」とは、倍電圧回路１１の３つの交流スイッチの全てをオフとすることで、三相倍電圧整流回路１Ａをダイオードブリッジ整流回路として機能させる動作のことを指す（図２３、図２４参照）。また、「三相倍電圧整流動作」とは、三相の交流電圧のピークに合わせて３つの交流スイッチを一つずつ順にオンさせることで、三相倍電圧整流回路１Ａを倍電圧整流回路として機能させる動作のことを指す（図８〜図１３参照）。
電圧指令部１２２は、検出した直流電圧Ｖｄｃが１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１であった場合には、三相倍電圧整流回路１Ａが「三相ブリッジ整流動作」を行っているものと判定する。また、電圧指令部１２２は、検出した直流電圧Ｖｄｃが２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２であった場合には、三相倍電圧整流回路１Ａが「三相倍電圧整流動作」を行っているものと判定する（ステップＳ０１：三相倍電圧整流動作）。
The
That is, the
When the detected DC voltage Vdc is the 1-fold voltage DC voltage Vdc1, the
三相倍電圧整流回路１Ａの動作が「三相ブリッジ整流動作」であった場合（ステップＳ０１：三相ブリッジ整流動作）、インバータ回路制御部２１から受け付けたインバータ出力電圧信号に基づいて、インバータ出力電圧Ｖｏｕｔが（１／√２）・Ｖｄｃ１よりも大きいか否かを判定する（ステップＳ０２）。
インバータ出力電圧Ｖｏｕｔが（１／√２）・Ｖｄｃ１よりも大きかった場合（ステップＳ０２：ＹＥＳ）、電圧指令部１２２は、直流電圧Ｖｄｃを「２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２」とすべき旨の電圧指令信号を出力する。これにより、スイッチ素子制御部１２１は、倍電圧回路１１に対するスイッチ制御信号の出力を開始し、「三相倍電圧整流動作」に切り替わる（ステップＳ０３）。
他方、インバータ出力電圧Ｖｏｕｔが（１／√２）・Ｖｄｃ１以下であった場合（ステップＳ０２：ＮＯ）、電圧指令部１２２は、処理を終了する。これにより、スイッチ素子制御部１２１は、倍電圧回路１１に対するスイッチ制御信号の出力停止が継続され、「三相ブリッジ整流動作」が維持される。
When the operation of the three-phase voltage
When the inverter output voltage Vout is greater than (1 / √2) · Vdc1 (step S02: YES), the
On the other hand, when the inverter output voltage Vout is (1 / √2) · Vdc1 or less (step S02: NO), the
三相倍電圧整流回路１Ａの動作が「三相倍電圧整流動作」であった場合（ステップＳ０１：三相倍電圧整流動作）、インバータ回路制御部２１から受け付けたインバータ出力電圧信号に基づいて、インバータ出力電圧Ｖｏｕｔが（１／２√２）・Ｖｄｃ２（＝（１／√２）・Ｖｄｃ１）以下か否かを判定する（ステップＳ０４）。
インバータ出力電圧Ｖｏｕｔが（１／２√２）・Ｖｄｃ２以下であった場合（ステップＳ０４：ＹＥＳ）、電圧指令部１２２は、直流電圧Ｖｄｃを「１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１」とすべき旨の電圧指令信号を出力する。これにより、スイッチ素子制御部１２１は、倍電圧回路１１に対するスイッチ制御信号の出力を停止し、「三相ブリッジ整流動作」に切り替わる（ステップＳ０５）。
他方、インバータ出力電圧Ｖｏｕｔが（１／２√２）・Ｖｄｃ２より大きかった場合（ステップＳ０４：ＮＯ）、電圧指令部１２２は、処理を終了する。これにより、スイッチ素子制御部１２１は、倍電圧回路１１に対するスイッチ制御信号の出力が継続され、「三相倍電圧整流動作」が維持される。
When the operation of the three-phase voltage
When inverter output voltage Vout is equal to or less than (1 / 2√2) · Vdc2 (step S04: YES),
On the other hand, when inverter output voltage Vout is larger than (1 / 2√2) · Vdc2 (step S04: NO),
以上のような処理フローによれば、図２７に示すように、モータ４の回転数が回転数“Ｒ１”以下となった場合には、三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）が１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１となる。また、モータ４の回転数が回転数“Ｒ１”より大きくなった場合には、三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）が２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２となる。
なお、モータ４の回転数を“Ｒ２”以上とする場合には、三相倍電圧整流回路１Ａが「三相倍電圧整流動作」を行い、インバータ回路制御部２１が、「弱め界磁制御」を行ってもよい。このようにすることで、インバータ出力電圧Ｖｏｕｔ＝（１／√２）・Ｖｄｃ２のままで、“Ｒ２”以上の回転数を得ることができる（図２５、図２７参照）。
According to the processing flow as described above, as shown in FIG. 27, when the rotational speed of the motor 4 is equal to or lower than the rotational speed “R1”, the output voltage (DC voltage Vdc) of the three-phase voltage doubler rectifier circuit 1A. ) Becomes the 1-fold voltage DC voltage Vdc1. When the rotation speed of the motor 4 is greater than the rotation speed “R1”, the output voltage (DC voltage Vdc) of the three-phase voltage
When the rotational speed of the motor 4 is set to “R2” or more, the three-phase voltage
（作用・効果）
図２８は、第３の実施形態に係る三相倍電圧整流回路の作用、効果を説明する図である。
図２８に示すグラフは、モータ４の回転数と、インバータ出力電圧Ｖｏｕｔの基本波電圧、実効値電圧の各々の関係を示している。ここで、「基本波電圧」とは、インバータ回路２０が出力する電圧のうちモータ４の回転に寄与する成分であって、モータ４の回転数に比例して増減する（図２５参照）。また、「実効値電圧」とは、インバータ回路２０がＰＷＭ制御に基づいて実際に出力する矩形波電圧そのものの実効値である。
ここで、ＰＷＭ制御に基づいてインバータ回路２０から出力される電圧は矩形波であるため、実効値電圧には、モータ４の回転には寄与しない高調波成分（高調波電圧）が含まれる。したがって、実効値電圧のうち基本波電圧が占める割合が大きいほど、効率の良い運転がなされていることになる。
(Action / Effect)
FIG. 28 is a diagram for explaining the operation and effect of the three-phase voltage doubler rectifier circuit according to the third embodiment.
The graph shown in FIG. 28 shows the relationship between the rotational speed of the motor 4, the fundamental voltage of the inverter output voltage Vout, and the effective value voltage. Here, the “fundamental wave voltage” is a component that contributes to the rotation of the motor 4 in the voltage output from the
Here, since the voltage output from the
ＰＷＭ制御においては、矩形波からなる実効値電圧の振幅（Ｈｉｇｈ電位）は一定（直流電圧Ｖｄｃ）である。したがって、通常のＰＷＭ制御では、モータ４の回転数を所望に変更するためには、実効値電圧のキャリア周期ごとのパルス幅を調整する必要がある。即ち、高い回転数で運転する場合には、実効値電圧のキャリア周期ごとのパルス幅を広くする。他方、低い回転数で運転する場合には、実効値電圧のキャリア周期ごとのパルス幅を狭くする。
以上のような回転数制御を行う場合、回転数が低いほどパルス幅が狭くなるため、実効値電圧のうち高調波成分が占める割合が大きくなり、効率が低下する。
In the PWM control, the amplitude (High potential) of the effective value voltage composed of a rectangular wave is constant (DC voltage Vdc). Therefore, in normal PWM control, in order to change the rotational speed of the motor 4 as desired, it is necessary to adjust the pulse width for each carrier cycle of the effective value voltage. That is, when operating at a high rotational speed, the pulse width for each carrier cycle of the effective value voltage is widened. On the other hand, when operating at a low rotational speed, the pulse width for each carrier cycle of the effective value voltage is narrowed.
When the rotational speed control as described above is performed, the pulse width becomes narrower as the rotational speed is lower, so that the ratio of the harmonic component in the effective value voltage is increased, and the efficiency is lowered.
例えば、図２８に示すように、モータ４を低い回転数“Ｒａ”（Ｒａ＜Ｒ１）で運転する場合において、直流電圧Ｖｄｃが２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２である場合と、１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１である場合と、をそれぞれ考える。
直流電圧Ｖｄｃを２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２としたまま、モータ４の回転数を“Ｒａ”にしようとすると、図２８に示すように、実効値電圧のパルス幅が極めて小さくなり、高調波電圧が大きくなる。他方、直流電圧Ｖｄｃを１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１（＝１／２・Ｖｄｃ２）とした状態でモータ４の回転数を“Ｒａ”にする場合、直流電圧Ｖｄｃが低い分、キャリア周期当たりのパルス幅を大きくすることができる。したがって、モータ４の回転数を“Ｒａ”とする場合には、直流電圧Ｖｄｃを２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２とするよりも１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１とした方が、高調波電圧を抑制することができ、より効率の良い運転を行うことができる。
For example, as shown in FIG. 28, when the motor 4 is operated at a low rotational speed “Ra” (Ra <R1), the DC voltage Vdc is the double voltage DC voltage Vdc2 and the single voltage DC voltage Vdc1. Consider the case of
If the rotational speed of the motor 4 is set to “Ra” while the DC voltage Vdc is set to the double voltage DC voltage Vdc2, as shown in FIG. 28, the pulse width of the effective value voltage becomes extremely small, and the harmonic voltage is reduced. growing. On the other hand, when the rotational speed of the motor 4 is set to “Ra” in the state where the DC voltage Vdc is set to the one-fold voltage DC voltage Vdc1 (= ½ · Vdc2), the pulse width per carrier cycle is reduced because the DC voltage Vdc is low. Can be increased. Therefore, when the rotation speed of the motor 4 is set to “Ra”, the harmonic voltage is suppressed more when the DC voltage Vdc is set to the 1 × DC voltage Vdc1 than to the DC voltage Vdc2. And more efficient operation can be performed.
そこで、第３の実施形態に係る三相倍電圧整流回路１Ａは、インバータ回路２０から出力されるインバータ出力電圧Ｖｏｕｔが、三相倍電圧整流動作時におけるインバータ出力電圧最大値の中間値（（１／２√２）・Ｖｄｃ２）以下である場合には、３つの交流スイッチの全てをオフさせる（図２６のステップＳ０４〜ステップＳ０５参照）。ここで、「三相倍電圧整流動作時におけるインバータ出力電圧最大値」とは、三相倍電圧動作時に三相倍電圧整流回路１Ａから出力される直流電圧Ｖｄｃ（＝２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２）によって規定されるインバータ出力電圧Ｖｏｕｔの最大値（（１／√２）・Ｖｄｃ２）である。
このようにすることで、モータ４の回転数を“Ｒ１”以下とする場合には、三相倍電圧整流回路１Ａの出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）が２倍圧直流電圧Ｖｄｃ２から１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１に切り替えられる。そうすると、モータ４を“Ｒ１”以下の低い回転数で回転駆動させる際に、実効値電圧の振幅が下がった分だけ、インバータ回路２０が出力する実効値電圧のパルス幅を大きくすることができる。したがって、モータ４を低い回転数で運転させる場合において、高調波電圧を抑制し、インバータ装置１の効率を高めることができる。
Therefore, in the three-phase voltage
Thus, when the rotation speed of the motor 4 is set to “R1” or less, the output voltage (DC voltage Vdc) of the three-phase voltage
（第３の実施形態の変形例）
図２９は、第３の実施形態の変形例に係るモータの特性を説明する図である。
また、図３０は、業務用空気調和機における運転条件に対する運転時間の割合を示す図である。
また、図３１は、住宅用空気調和機における運転条件に対する運転時間の割合を示す図である。
(Modification of the third embodiment)
FIG. 29 is a diagram illustrating the characteristics of a motor according to a modification of the third embodiment.
Moreover, FIG. 30 is a figure which shows the ratio of the driving | running time with respect to the driving | running condition in a commercial air conditioner.
Moreover, FIG. 31 is a figure which shows the ratio of the driving | running time with respect to the driving | running condition in a residential air conditioner.
図３０、図３１における「定格」とはモータ４を定格回転数近辺で回転させる運転であり、「中間」とはモータ４を中間回転数近辺で回転させる運転である。また、「定格回転数」とは、モータ４の定格出力時に得られる回転数であり、「中間回転数」とは、モータ４の定格回転数の中間値である。
図３０、図３１に示すように、冷房中間と暖房中間の運転時間の合計は、業務用及び住宅用共に約８０％であり、運転時間の割合の殆どを占めている。これは、空気調和機が高い電力を要するのは、主に、室内温度と目標温度との差が大きい運転開始時点のみに限られていることに起因している。
The “rated” in FIGS. 30 and 31 is an operation for rotating the motor 4 around the rated rotational speed, and the “intermediate” is an operation for rotating the motor 4 around the intermediate rotational speed. The “rated speed” is a speed obtained at the rated output of the motor 4, and the “intermediate speed” is an intermediate value of the rated speed of the motor 4.
As shown in FIGS. 30 and 31, the total operation time between the cooling intermediate and the heating intermediate is about 80% for both business use and residential use, and occupies most of the operation time ratio. This is due to the fact that the air conditioner requires high power only at the start of operation when the difference between the room temperature and the target temperature is large.
図３０、図３１に示すような空気調和機の運転条件に係る実情に鑑みて、第３の実施形態の変形例に係るモータ４のモータ誘起電圧定数（モータ４の回転数とインバータ出力電圧Ｖｏｕｔとの関係を示す定数）は、以下のように決定されている。
即ち、モータ４のモータ誘起電圧定数は、中間回転時インバータ出力電圧が、三相ブリッジ整流動作時におけるインバータ出力電圧最大値より低く、かつ、当該インバータ出力電圧最大値の近傍となるように決定されている。ここで、「中間回転時インバータ出力電圧」とは、モータ４が中間回転数で回転駆動する場合にインバータ回路２０から出力されるインバータ出力電圧Ｖｏｕｔである。また、「三相ブリッジ整流動作時におけるインバータ出力電圧最大値」とは、三相ブリッジ整流動作時に三相倍電圧整流回路１Ａから出力される直流電圧Ｖｄｃ（＝１倍圧直流電圧Ｖｄｃ１）よって規定されるインバータ出力電圧Ｖｏｕｔの最大値（（１／√２）・Ｖｄｃ１）である。
In view of the actual situation relating to the operating conditions of the air conditioner as shown in FIGS. 30 and 31, the motor induced voltage constant of the motor 4 according to the modification of the third embodiment (the rotation speed of the motor 4 and the inverter output voltage Vout). Is determined as follows.
That is, the motor-induced voltage constant of the motor 4 is determined so that the inverter output voltage during intermediate rotation is lower than the maximum value of the inverter output voltage during the three-phase bridge rectification operation and is in the vicinity of the maximum value of the inverter output voltage. ing. Here, the “inverter output voltage during intermediate rotation” is the inverter output voltage Vout output from the
ここで、図２９は、モータ４のモータ誘起電圧定数と、当該モータ４が中間回転数で回転駆動している場合におけるインバータ出力電圧Ｖｏｕｔ、モータ電流及び効率と、の関係を示している。
即ち、モータ誘起電圧定数がある定数閾値Ｋ０以下の場合、モータ４が中間回転数で動作している場合に生じるインバータ出力電圧Ｖｏｕｔは、三相ブリッジ整流動作時におけるインバータ出力電圧最大値（（１／√２）・Ｖｄｃ１）よりも小さくなる。したがって、モータ４の中間回転数動作時においては、三相倍電圧整流回路１Ａは、三相ブリッジ整流動作を行う。
他方、モータ誘起電圧定数が上記定数閾値Ｋ０よりも大きい場合、モータ４が中間回転数で動作している場合に生じるインバータ出力電圧Ｖｏｕｔは、三相ブリッジ整流動作時におけるインバータ出力電圧最大値（（１／√２）・Ｖｄｃ１）よりも大きくなる。したがって、モータ４の中間回転数動作時においては、三相倍電圧整流回路１Ａは、三相倍電圧整流動作を行う。
ここで、定数閾値Ｋ０は、モータ４が中間回転数で回転駆動している場合に生じるインバータ出力電圧Ｖｏｕｔが、三相ブリッジ整流動作から三相倍電圧整流動作に切り替わる電圧閾値（即ち、三相ブリッジ整流動作時におけるインバータ出力電圧最大値（１／√２）・Ｖｄｃ１）に一致する場合におけるモータ誘起電圧定数である。
Here, FIG. 29 shows the relationship between the motor induced voltage constant of the motor 4 and the inverter output voltage Vout, the motor current, and the efficiency when the motor 4 is rotationally driven at an intermediate rotational speed.
That is, when the motor induced voltage constant is equal to or less than a certain threshold value K0, the inverter output voltage Vout generated when the motor 4 is operating at the intermediate rotational speed is the inverter output voltage maximum value ((1 / √2) · Vdc1). Accordingly, when the motor 4 operates at an intermediate rotational speed, the three-phase voltage
On the other hand, when the motor induced voltage constant is larger than the constant threshold value K0, the inverter output voltage Vout generated when the motor 4 is operating at the intermediate rotational speed is the inverter output voltage maximum value ((( 1 / √2) · Vdc1). Therefore, at the time of the intermediate rotation speed operation of the motor 4, the three-phase voltage
Here, the constant threshold value K0 is a voltage threshold value (that is, a three-phase voltage threshold value) at which the inverter output voltage Vout generated when the motor 4 is rotationally driven at an intermediate rotational speed is switched from a three-phase bridge rectification operation to a three-phase voltage doubler rectification operation. This is a motor-induced voltage constant when the inverter output voltage is the maximum value (1 / √2) · Vdc1) during the bridge rectification operation.
まず、モータ誘起電圧定数が定数閾値Ｋ０よりも低く、かつ、定数閾値Ｋ０から大きく離れている場合を考える。この場合、モータ４が中間回転数で回転駆動している際に生じるインバータ出力電圧Ｖｏｕｔは低くなる。そうすると、三相倍電圧整流回路１Ａが三相ブリッジ整流動作を行うものの、モータ４は、回転数“Ｒ１”よりも極めて低い回転数で動作することになるため、実効値電圧のうち高調波電圧が占める割合が高くなり、効率が低下する（図２８参照）。
次に、モータ誘起電圧定数が定数閾値Ｋ０よりもわずかに高い場合を考える。この場合、モータ４が中間回転数で動作する際、三相倍電圧整流回路１Ａは三相倍電圧整流動作を行う。しかしながら、モータ４は回転数“Ｒ１”よりもわずかに大きい回転数で動作するため、実効値電圧のうち高調波電圧が占める割合が高くなり、効率が低下する（図２８参照）。
他方、モータ誘起電圧定数が定数閾値Ｋ０よりもわずかに低い場合を考える。この場合、モータ４が中間回転数で動作する際、三相倍電圧整流回路１Ａは三相ブリッジ整流動作を行う。また、モータ４は、回転数“Ｒ１”よりもわずかに小さい回転数で動作するため、実効値電圧のうち高調波電圧が占める割合が低くなり、効率が上昇する（図２８参照）。
First, consider a case where the motor induced voltage constant is lower than the constant threshold value K0 and is far from the constant threshold value K0. In this case, the inverter output voltage Vout generated when the motor 4 is rotationally driven at the intermediate rotational speed is low. Then, although the three-phase voltage
Next, consider a case where the motor induced voltage constant is slightly higher than the constant threshold value K0. In this case, when the motor 4 operates at an intermediate rotational speed, the three-phase voltage
On the other hand, consider a case where the motor induced voltage constant is slightly lower than the constant threshold value K0. In this case, when the motor 4 operates at an intermediate rotational speed, the three-phase voltage
以上より、第３の実施形態の変形例に係るモータ４によれば、空調機の運転時間の割合の殆どを占めている中間回転数動作時において、高調波電圧が低く効率が高い運転が可能となる。 As described above, according to the motor 4 according to the modification of the third embodiment, it is possible to operate with low harmonic voltage and high efficiency during the intermediate rotational speed operation that occupies most of the operation time ratio of the air conditioner. It becomes.
以上、第１の実施形態〜第３の実施形態（及びその変形例）に係る三相倍電圧整流回路、インバータ装置及び空調機について詳細に説明したが、三相倍電圧整流回路、インバータ装置及び空調機の具体的な態様は、上述のものに限定されることはなく、要旨を逸脱しない範囲内において種々の設計変更等を加えることは可能である。 As described above, the three-phase voltage doubler rectifier circuit, the inverter device, and the air conditioner according to the first to third embodiments (and modifications thereof) have been described in detail, but the three-phase voltage doubler rectifier circuit, the inverter device, and The specific mode of the air conditioner is not limited to the above-described one, and various design changes and the like can be added without departing from the scope of the invention.
例えば、第１の実施形態、第２の実施形態において、倍電圧回路制御部１２は、３つの交流スイッチを、三相の交流電圧の１／６周期ごとに順番に一つずつオンさせるものとして説明した（図３、図１７参照）。
第１の実施形態、第２の実施形態の変形例に係る倍電圧回路制御部１２は、更に、３つの交流スイッチのうちの一の交流スイッチがオンしている状態から他の交流スイッチがオンしている状態に切り替えるタイミングで、３つの交流スイッチの全てがオフしているオフセット期間を設けてもよい。
具体的には、例えば第１の実施形態（図３）において、倍電圧回路制御部１２（スイッチ素子制御部１２１）は、位相０°、６０°、１２０°、１８０°、２４０°、３００°の各々のタイミングにおいて、Ｒ相交流スイッチ１１Ｒ、Ｓ相交流スイッチ１１Ｓ及びＴ相交流スイッチ１１Ｔの全てをオフするオフセット期間を設ける。
このようにすることで、各交流スイッチの応答遅延等により、３つの交流スイッチのうちの２つ以上が同時にオンし、三相交流電源３の各相が短絡されてしまうことを防止することができる。
For example, in the first embodiment and the second embodiment, the voltage doubler
In the voltage doubler
Specifically, for example, in the first embodiment (FIG. 3), the voltage doubler circuit control unit 12 (switch element control unit 121) has a phase of 0 °, 60 °, 120 °, 180 °, 240 °, and 300 °. At each timing, an offset period for turning off all of the R-
By doing so, it is possible to prevent two or more of the three AC switches from being simultaneously turned on due to a response delay of each AC switch and the like, and preventing each phase of the three-phase
また、上述の各実施形態で説明した３つの交流スイッチ（Ｒ相交流スイッチ１１Ｒ、Ｓ相交流スイッチ１１Ｓ及びＴ相交流スイッチ１１Ｔ）は、いずれも、スイッチング素子（例えばＩＧＢＴ）と４つのダイオードを組み合わせてなるものとして説明したが、他の実施形態においてはこの態様に限定されない。
例えば、交流スイッチは、ダイオード内蔵型のＩＧＢＴを２つ直列に接続したものであってもよい。また、交流スイッチは、逆阻止ＩＧＢＴ（ＲＢ（Reverse Blocking）−ＩＧＢＴ）を並列に２つ接続してなるものであってもよい。その他、交流スイッチは、双方向に電流を通過可能な双方向スイッチとして一般に知られている態様であれば、如何なる態様であっても構わない。
In addition, each of the three AC switches (R-
For example, the AC switch may be one in which two diode built-in IGBTs are connected in series. The AC switch may be formed by connecting two reverse blocking IGBTs (RB (Reverse Blocking) -IGBT) in parallel. In addition, the AC switch may be in any mode as long as it is a mode generally known as a bidirectional switch that can pass current in both directions.
また、上述の各実施形態においては、倍電圧回路制御部１２の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより各手順を行うものとしている。ここで、上述した倍電圧回路制御部１２の各処理の過程は、プログラムの形式でコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶されており、このプログラムをコンピュータが読み出して実行することによって上記各種処理が行われる。ここで、コンピュータ読み取り可能な記録媒体とは、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、半導体メモリ等をいう。また、このコンピュータプログラムを通信回線によってコンピュータに配信し、この配信を受けたコンピュータが当該プログラムを実行するようにしても良い。
また、倍電圧回路制御部１２の機能が、ネットワークで接続される複数の装置に渡って具備される態様であってもよい。
In each of the above-described embodiments, a program for realizing the function of the voltage doubler
Moreover, the aspect with which the function of the voltage doubler
以上、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものとする。 As mentioned above, although several embodiment of this invention was described, these embodiment is shown as an example and is not intending limiting the range of invention. These embodiments can be implemented in various other forms, and various omissions, replacements, and changes can be made without departing from the scope of the invention. These embodiments and modifications thereof are included in the invention described in the claims and equivalents thereof, as long as they are included in the scope and gist of the invention.
１ インバータ装置
１Ａ 三相倍電圧整流回路
１０ 整流回路
１０Ｒａ 正極側Ｒ相整流ダイオード
１０Ｒｂ 負極側Ｒ相整流ダイオード
１０Ｓａ 正極側Ｓ相整流ダイオード
１０Ｓｂ 負極側Ｓ相整流ダイオード
１０Ｔａ 正極側Ｔ相整流ダイオード
１０Ｔｂ 負極側Ｔ相整流ダイオード
ＩＲ Ｒ相入力端子
ＩＳ Ｓ相入力端子
ＩＴ Ｔ相入力端子
１１ 倍電圧回路
１１Ｒ Ｒ相交流スイッチ
１１Ｓ Ｓ相交流スイッチ
１１Ｔ Ｔ相交流スイッチ
１２ 倍電圧回路制御部
１２０ 位相設定部
１２１ スイッチ素子制御部
１２２ 電圧指令部
１３ ゼロクロス検出部
Ｃａ 正極側コンデンサ
Ｃｂ 負極側コンデンサ
Ｎ 接続点
ＬＲ Ｒ相リアクトル
ＬＳ Ｓ相リアクトル
ＬＴ Ｔ相リアクトル
Ｄ モータ電流検出部
Ｅ 入力電流検出部
Ｆ 直流電圧検出部
２０ インバータ回路
２１ インバータ回路制御部
３ 三相交流電源
４ モータ
DESCRIPTION OF
Claims (10)
前記三相交流電源と、３つの前記入力端子の各々との間に接続された３つのリアクトルと、
前記整流回路の正極出力線と負極出力線との間において直列に接続された正極側コンデンサ及び負極側コンデンサと、
前記正極側コンデンサと前記負極側コンデンサとの間の接続点と、３つの前記入力端子の各々との間に接続された３つの交流スイッチを有する倍電圧回路と、
前記倍電圧回路を制御する倍電圧回路制御部と、
を備え、
前記倍電圧回路制御部は、
前記三相の交流電圧のうちの一の相における交流電圧がピークとなるタイミングを含む所定の期間だけ、３つの前記交流スイッチのうち前記一の相に対応する一の交流スイッチをオンさせる
三相倍電圧整流回路。 A rectifier circuit for rectifying a three-phase AC voltage supplied from a three-phase AC power source from each of three input terminals corresponding to each phase;
Three reactors connected between the three-phase AC power source and each of the three input terminals;
A positive side capacitor and a negative side capacitor connected in series between the positive output line and the negative output line of the rectifier circuit;
A voltage doubler circuit having three AC switches connected between a connection point between the positive capacitor and the negative capacitor and each of the three input terminals;
A voltage doubler circuit controller for controlling the voltage doubler circuit;
With
The voltage doubler circuit controller is
The three-phase AC switch that turns on one AC switch corresponding to the one phase among the three AC switches only for a predetermined period including the timing when the AC voltage in one phase of the three-phase AC voltage peaks. Double voltage rectifier circuit.
３つの前記交流スイッチを、前記三相の交流電圧の１／６周期ごとに順番に一つずつオンさせる
請求項１に記載の三相倍電圧整流回路。 The voltage doubler circuit controller is
3. The three-phase voltage doubler rectifier circuit according to claim 1, wherein the three AC switches are turned on one by one in turn every one-sixth cycle of the three-phase AC voltage.
３つの前記交流スイッチのうちの一の交流スイッチがオンしている状態から他の交流スイッチがオンしている状態に切り替えるタイミングで、３つの前記交流スイッチの全てがオフしているオフセット期間を設ける
請求項２に記載の三相倍電圧整流回路。 The voltage doubler circuit controller is
An offset period in which all of the three AC switches are off is provided at the timing of switching from the state in which one of the three AC switches is on to the state in which the other AC switch is on. The three-phase voltage doubler rectifier circuit according to claim 2.
前記三相の交流電圧のゼロクロス点から、各相に対応する３つの前記交流スイッチの各々をオンさせるまでの期間を、前記三相交流電源から入力される電流の大きさに応じて変化させる
請求項２又は請求項３に記載の三相倍電圧整流回路。 The voltage doubler circuit controller is
The period from the zero cross point of the three-phase AC voltage to turning on each of the three AC switches corresponding to each phase is changed according to the magnitude of the current input from the three-phase AC power supply. The three-phase voltage doubler rectifier circuit according to claim 2 or claim 3.
前記三相倍電圧整流回路から出力される直流電圧を、負荷を所望に駆動させるための負荷駆動用交流電圧に変換するインバータ回路と、
を備えるインバータ装置。 A three-phase voltage doubler rectifier circuit according to any one of claims 1 to 4,
An inverter circuit that converts a DC voltage output from the three-phase voltage doubler rectifier circuit into a load driving AC voltage for driving a load as desired;
An inverter device comprising:
前記インバータ回路から出力されるインバータ出力電圧が、前記三相倍電圧整流回路から出力される直流電圧によって規定されるインバータ出力電圧最大値の中間値以下である場合には、３つの前記交流スイッチの全てをオフさせる
請求項５に記載のインバータ装置。 The voltage doubler circuit controller is
When the inverter output voltage output from the inverter circuit is equal to or less than the intermediate value of the maximum inverter output voltage defined by the DC voltage output from the three-phase voltage doubler rectifier circuit, the three AC switches The inverter device according to claim 5, wherein all are turned off.
前記負荷として、前記インバータ回路から出力される負荷駆動用交流電圧に基づいて回転駆動するモータと、
を備える空気調和機。 An inverter device according to claim 6;
As the load, a motor that rotates and drives based on a load driving AC voltage output from the inverter circuit;
Air conditioner equipped with.
当該モータが中間回転数で回転駆動する場合に前記インバータ回路から出力されるインバータ出力電圧が、３つの前記交流スイッチの全てがオフしている場合における前記インバータ出力電圧最大値より低く、かつ、当該インバータ出力電圧最大値の近傍となるように決定されている
請求項７に記載の空気調和機。 The motor induced voltage constant of the motor is
When the motor is driven to rotate at an intermediate rotational speed, the inverter output voltage output from the inverter circuit is lower than the inverter output voltage maximum value when all of the three AC switches are OFF, and The air conditioner according to claim 7, wherein the air conditioner is determined so as to be in the vicinity of a maximum value of the inverter output voltage.
前記三相の交流電圧のうちの一の相における交流電圧がピークとなるタイミングを含む所定の期間だけ、３つの前記交流スイッチのうち前記一の相に対応する一の交流スイッチをオンさせるステップを有する三相倍電圧整流回路の制御方法。 A rectifier circuit that rectifies a three-phase AC voltage supplied from a three-phase AC power source from each of three input terminals corresponding to each phase, the three-phase AC power source, and each of the three input terminals. Three reactors connected to each other, a positive capacitor and a negative capacitor connected in series between a positive output line and a negative output line of the rectifier circuit, the positive capacitor and the negative capacitor And a voltage doubler circuit having three AC switches connected between each of the three input terminals, and a method for controlling a three-phase voltage doubler rectifier circuit comprising:
The step of turning on one AC switch corresponding to the one phase among the three AC switches for a predetermined period including a timing at which the AC voltage in one phase of the three-phase AC voltage peaks. A method for controlling a three-phase voltage doubler rectifier circuit.
前記三相の交流電圧のうちの一の相における交流電圧がピークとなるタイミングを含む所定の期間だけ、３つの前記交流スイッチのうち前記一の相に対応する一の交流スイッチをオンさせる倍電圧回路制御部として機能させるプログラム。 A rectifier circuit that rectifies a three-phase AC voltage supplied from a three-phase AC power source from each of three input terminals corresponding to each phase, the three-phase AC power source, and each of the three input terminals. Three reactors connected to each other, a positive capacitor and a negative capacitor connected in series between a positive output line and a negative output line of the rectifier circuit, the positive capacitor and the negative capacitor And a voltage doubler circuit having three AC switches connected between each of the three input terminals, and a three-phase voltage doubler rectifier circuit computer comprising:
A voltage doubler that turns on one AC switch corresponding to the one phase among the three AC switches for a predetermined period including a timing at which the AC voltage in one phase of the three-phase AC voltage peaks. A program that functions as a circuit controller.
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