JP4875164B2 - ビームフォーマを利用する多入力多出力のための中継器技術 - Google Patents

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関連出願

本出願は、２００６年１０月２６日提出の係属中米国仮出願第１６０／８５４，４２４号に関連し、該出願からの優先権を主張する。該出願の全ての内容は、参照することにより本明細書に組み込まれる。本出願は、Ｐｒｏｃｔｏｒらの「ＷＩＲＥＬＥＳＳ ＬＯＣＡＬ ＡＲＥＡ ＮＥＴＷＯＲＫ ＲＥＰＥＡＴＥＲ」と題する米国特許出願公開第２００５−０２８６４４８号（米国特許出願第１０／５１６，３２７号）、Ｐｒｏｃｔｏｒらの「ＰＨＹＳＩＣＡＬ ＬＡＹＥＲ ＲＥＰＥＡＴＥＲ ＣＯＮＦＩＧＵＲＡＴＩＯＮ ＦＯＲ ＩＮＣＲＥＡＳＩＮＧ ＭＩＭＯ ＰＥＲＦＯＲＭＡＮＣＥ」と題する米国特許出願公開第２００６−０１９３２７１号（米国特許出願第１１／３４０，８３８号）、そしてＧａｉｎｅｙらの「ＤＩＲＥＣＴＩＯＮＡＬ ＡＮＴＥＮＮＡ ＣＯＮＦＩＧＵＲＡＴＩＯＮ ＦＯＲ ＴＤＤ ＲＥＰＥＡＴＥＲ」と題する米国特許出願公開第２００７−０１１７５１４号（米国特許出願第１１／６０２，４５５号）の一部継続（ＣＩＰ）であり、該出願の全ての内容は、参照することにより本明細書に組み込まれる。本出願は、Ｐｒｏｃｔｏｒらの「ＷＩＲＥＬＥＳＳ ＡＲＥＡ ＮＥＴＷＯＲＫ ＵＳＩＮＧ ＦＲＥＱＵＥＮＣＹ ＴＲＡＮＳＬＡＴＩＯＮ ＡＮＤ ＲＥＴＲＡＮＳＭＩＳＳＩＯＮ ＢＡＳＥＤ ＯＮ ＭＯＤＩＦＩＥＤ ＰＲＯＴＯＣＯＬ ＭＥＳＳＡＧＥＳ ＦＯＲ ＥＮＨＡＮＣＩＮＧ ＮＥＴＷＯＲＫ ＣＯＶＥＲＡＧＥ」と題する米国特許第７，２００，１３４号、Ｐｒｏｃｔｏｒらの「ＰＨＹＳＩＣＡＬ ＬＡＹＥＲ ＲＥＰＥＡＴＥＲ ＷＩＴＨ ＤＩＳＣＲＥＴＥ ＴＩＭＥ ＦＩＬＴＥＲ ＦＯＲ ＡＬＬ−ＤＩＧＩＴＡＬ ＤＥＴＥＣＴＩＯＮ ＡＮＤ ＤＥＬＡＹ ＧＥＮＥＲＡＴＩＯＮ」と題する米国特許出願公開第２００６−０１９５８８３号（米国特許出願第１１／３４０，８６０号、そしてＰｒｏｃｔｏｒらの「ＲＥＰＥＡＴＥＲ ＨＡＶＩＮＧ ＤＵＡＬ ＲＥＣＥＩＶＥＲ ＯＲ ＴＲＡＮＳＭＩＴＴＥＲ ＡＮＴＥＮＮＡ ＣＯＮＦＩＧＵＲＡＴＩＯＮ ＷＩＴＨ ＡＤＡＰＴＡＴＩＯＮ ＦＯＲ ＩＮＣＲＥＡＳＥＤ ＩＳＯＬＡＴＩＯＮ」と題する２００７年８月３１日提出のＰＣＴ特許出願ＰＣＴ／ＵＳ０７／１９１６３号に関連し、該出願の全ての内容は、参照することにより本明細書に組み込まれる。

技術分野は、一般に無線通信に関し、特に、無線ネットワークのカバレッジ向上のための中継器に関する。

従来、例えば時分割デュプレックス（ＴＤＤ）、周波数分割デュプレックス（ＦＤＤ）ワイヤレス・フィデリティー（Ｗｉ−Ｆｉ）、Ｗｏｒｌｄｗｉｄｅ Ｉｎｔｅｒｏｐｅｒａｂｉｌｉｔｙ ｆｏｒ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ａｃｃｅｓｓ（Ｗｉ−ｍａｘ）、セルラー、グローバル移動体通信システム（ＧＳＭ）、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）３Ｇベース無線ネットワークのような無線通信ネットワークのカバレッジエリアは、中継器によって拡大することが可能である。例示の中継器は、例えば、周波数変換中継器、または開放型システム間相互接続基本的参照モデル（ＯＳＩモデル）によって定義されているように物理層またはデータリンク層で動作する何らかの周波数中継器を含む。

一般に、例えばＷｉ−ｍａｘのようなＴＤＤベースの無線ネットワーク内で動作するように設計された物理層中継器は、ＴＤＤパケットを同時に送受信するためのアンテナモジュールおよび中継器回路を含んでいる。好ましくは、受信および送信のためのアンテナならびに中継器回路は、製品コスト減少、導入の容易化等を実現するために、同一パッケージ内に含まれる。これは、フォームファクタおよび導入の容易さが批判的考察となる、小規模オフィスベースの装置や、居住者のようなコンシューマによる使用が意図される中継器の場合は特にそうである。普通、そのような装置において、１本のアンテナまたはアンテナのセットが、例えば基地局、アクセスポイント、ゲートウエイ、または加入者装置の方に向いている別のアンテナまたはアンテナのセットと向かい合う。

同時に受信し送信を行うあらゆる中継器にとって、受信アンテナと送信アンテナの間の分離は、中継器の全体性能にかかわる重要な要素である。これは、同じ周波数への中継であるか、それとも異なる周波数への中継であるかによらずに言えることである。すなわち、受信機および送信機アンテナが適切に分離されなければ、中継器の性能が著しく悪化することがあり得る。一般に、中継器の利得は、中継器発振または初期非鋭敏化を防ぐための分離ほどには大きくなり得ない。一般に、分離は、物理的分離、アンテナパターン、または偏波によって実現される。周波数変換中継器では、付加的な分離をバンドパスフィルタリングを利用して実現することができるが、アンテナ分離は、一般に、不要雑音、および受信アンテナの周波数帯域範囲内で受信される、送信機からの帯域外放射という要因を背景として、中継器のパフォーマンスにおける制限要因のままである。中継器は同一周波数で動作し、バンドパスフィルタリングがさらなる分離を提供しないことが原因で、受信機から送信機へのアンテナ分離は、ましてやなおさら重大な問題である。

同じ問題は、受信および送信チャネルが周波数検出および周波数変換方法を用いて分離され、第１の周波数チャネルにおける１つの装置に関連したパケットを、第２の装置によって用いられる第２の周波数チャネルへ変換することにより、２つの無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）ＩＥＥＥ８０２．１１ユニットが通信することを許容する周波数変換中継器に関係する。周波数変換中継器は、送信に関して両方のチャネルを監視し、送信が検出されたとき、第１の周波数での受信信号を他のチャネルに変換して第２の周波数で送信するように構成されることができる。受信機フロントエンド上の送信機入射からの電力レベルが高すぎる場合、その結果、混変調歪みを引き起こし、いわゆる「スペクトルリグロース(spectral re-growth)」をもたらす、という問題が生じる場合がある。場合によっては、混変調歪みが所望受信信号帯域内で起こる場合があり、その結果は、受信機のジャミング影響または非鋭敏化をもたらす。このことは、周波数変換およびフィルタリングにより実現される分離を、事実上(effectively)、減じる。

さらに、提案されたＩＥＥＥ８０２．１１ｎ標準プロトコルを利用するＷＬＡＮ環境においては、無線装置はデータレートおよび範囲を増加させるためにマルチパス送信を利用する。しかし、典型的な家庭用ＷＬＡＮ環境では、マルチパス送信性能および空間ダイバーシチは、家庭または屋内環境における無線製品の性能不足に関連して、以上説明された多くの同じ理由によって制限される。

上記の問題を考慮して、第１の態様に従う中継器は、典型的な家庭用ＷＬＡＮ環境向けのマルチパス送信能力および空間ダイバーシチを向上するためのダイバーシチ技術を含む。該中継器は、第１および第２の送信機に接続された第１および第２のダイポールアンテナと、第１および第２の受信機に接続された第１および第２のパッチアンテナを含むことが可能である。送信機および受信機は、自己生成信号のような、受信機において測定された送信信号に基づいて、両者間で分離を増大するように構成してもよい。

特定の受信機ダイバーシチ選択のための既知の分離送信または受信ウエイトが、より高い分離を実現するために最適化されてもよい。さらに、送信または受信の重み付け装置が、異なる到来角で受信された多入力多出力（ＭＩＭＯ）信号ストリーム（ここではパスと称する）の最適化を考慮して、複数の重み付けを適用してもよい。加重信号は、第１のビームフォーム受信パターンから主に受信された信号が、第１の送信ビームフォームアンテナパターンとして送信され、他の受信ビームフォームパターンで同時に受信された任意の付加的な信号が、送信機ビームフォーミングによって他の送信機アンテナパターン上の外に同時に送信されるように、合成され送信されてもよい。
受信機および／または送信機パタンは、各ビームパタンについて受信された信号間および／または送信局から受信されたＭＩＭＯシグナリング間で計算された直交レベルに基づいて、ネットワークトラフィック信号に従い、さらに最適化されてもよい。

第２の態様に従う中継器は、送信機と受信機の間の分離を向上するためのスペクトル反転を用いる多重化技術を用いるデュアル受信機／送信機構成を含む。２つの受信機の各々について、Ｉチャネルを足し合わせ、Ｑチャネルを減じて２つの受信信号のうちの１つについてスペクトルを反転させるための直角位相ＩＦを備えてもよい。合成ＩＱチャネルは、次いでデジタル化され、周波数シフトおよびフィルタリングを含むデジタル処理によってそれらの要素信号に分離されて戻される。

第１または第２の態様に従う中継器は、送受信信号に適応された重み付けを制御するためのシンセサイザおよびデジタル周波数生成器をさらに含んでもよい。

第３の態様に従う中継器、該中継器は、カスタマ特有のアプリケーションを備えたプロセッサの二重使用を許容するために、クライアントデバイスに利用可能なデータポートを含んでもよい。

第４の態様に従う中継器は、広帯域のアナログ／デジタル変換（ＡＤＣ）およびデジタル／アナログ変換（ＤＡＣ）を用いるマルチチャネル無線周波数（ＲＦ）中継器である。

添付図面においては、同じ参照番号は、別々の図面全体に亘り一貫して同一の要素又は機能的に類似の要素を指し、該図面は、以下の詳細な説明と共に本明細書の一部に組み込まれそしてそれを構成する。該図面は、種々の実施形態を更に図説するために、そして、本発明に従う種々の原理と利点を説明するために、働く。
種々の例示的実施形態に従う例示の中継器の内部コンポーネントのブロック図 例示の中継器の内部および外部コンポーネントのブロック図 例示の中継器のためのアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）に関して例示の利得要件を示す表 例示の中継器のためのデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）に関して例示の利得要件を示す表 ダイポールデュアルパッチアンテナ構成について例示のエンクロージャーを示す図 図５Ａのエンクロージャーの内部ビューを示す図 送信機に基づいた適応アンテナ構成を試験するために用いられる試験装置のブロック図 例示のデュアルダイポールデュアルパッチアンテナ構成を示す図 アダプテーションが有りの場合と無しの場合のアンテナについて、利得対周波数、位相シフト対周波数を示すグラフ アダプテーションが有りの場合と無しの場合のアンテナについて、利得対周波数、位相シフト対周波数を示すグラフ 種々の例示的実施形態に従う受信機ベースの適応アンテナ構成のブロック図 例示の中継器の機能ブロック図 デュアル受信機／ダウンコンバータのブロック図 デジタル信号処理のブロック図 デュアル送信機のブロック図 中継器によって実行された種々のチャネルについての信号処理を示す図 中継器によって実行された種々のチャネルについての信号処理を示す図 中継器によって実行された種々のチャネルについての信号処理を示す図 中継器によって実行された種々のチャネルについての信号処理を示す図 中継器によって実行された種々のチャネルについての信号処理を示す図 中継器によって実行された種々のチャネルについての信号処理を示す図 合成ＩＦ信号からのベースバンド信号回復のシミュレーション結果の例 例示の受信信号合成の例 例示の信号合成器のブロック図 関連する成分遅延を含む中継器のコンポーネントのブロック図 中継器の例示の動作タイミング図の例 受信信号処理中の例示の周波数プランの例 低発振シンセサイザのブロック図 例示の中継器のための低発振（ＬＯ）シンセサイザのブロック図 図２５に示されるＬＯシンセサイザのためのアナログデュアル複素乗算器のブロック図 低周波シンセサイザのブロック図 種々の極構成の場合の低周波シンセサイザの周波数スプレッドの例 種々の極構成の場合の低周波シンセサイザの周波数スプレッドの例 種々の極構成の場合の低周波シンセサイザの周波数スプレッドの例 種々の極構成の場合の低周波シンセサイザの周波数スプレッドの例 種々の極構成の場合の低周波シンセサイザの周波数スプレッドの例 種々の極構成の場合の低周波シンセサイザの周波数スプレッドの例 周波数シンセサイザ関連技術の場合の周波数スプレッドの例 当該周波数シンセサイザの場合の周波数スプレッドの例 制限前後の周波数シンセサイザのミキサー出力の例 例示の中継器の受信機に関して、信号レベルおよび雑音の例 調整可能利得制御（ＡＧＣ）特性の例 雑音ペデスタルの例

図１のブロック図を参照して、種々新規の実施形態に従って中継器１０が説明される。中継器１０は、中間周波数（ＩＦ）マルチプレクサ２５に接続されたデュアル受信機／ダウンコンバータ２０、ＬＯ信号を生成するためのシンセサイザまたは線形発振器（ＬＯ）３０、デュアル送信機／アップコンバータ３５、信号検出装置４０、および復調処理変調装置４５を含んでもよい。中継器１０は、あるいはチャネル合成器を含み、デジタルフィルタおよび調整可能利得制御（ＡＧＣ）装置に接続されるデュアル受信機／ダウンコンバータ２０’を含んでもよい。図２のブロック図に示されるように、中継器１０は、送信アンテナとしてのダイポールアンテナ、および受信アンテナとしてのパッチアンテナを含んでもよい。

図１に戻り、デュアル受信機／ダウンコンバータ２０はアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）を含み、デュアル送信機／アップコンバータ３５はデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）を含む。ＡＤＣおよびＤＡＣに関して例示の利得要件を図３および図４に示す。

図５Ａ−５Ｂを参照すると、中継器１０は、コンパクトなエンクロージャー１００内に中継器電子装置と共に効率的に収容されるダイポールデュアルパッチアンテナ構成を含んでもよい。パッチアンテナ１１４および１１５の各々は、接地面１１３と平行に配置され、配線盤等にプリントされ、プラスチックハウジングに埋め込まれ型打ちした金属部分で構成されてもよい。

図５Ｃを参照すると、中継器は、中継器電子機器のためのＰＣＢ２０６によって分離された第１および第２のパッチアンテナ２０２，２０４を含む、例示のデュアルダイポールデュアルパッチアンテナ構成２００を含んでもよい。

発明者らは、適応アンテナ構成によって実現されるより高い分離を実証するいくつかの試験を行なった。図５Ｄは、図５Ｂにおいて示されたものに類似するアンテナ構成によって実現された分離を試験するために用いられた試験適応アンテナ構成のブロック図である。図６−図７を参照すると、アンテナアレー５０４の物理的な近くに、いくつかの信号散乱オブジェクトが存在するロケーションにおいて、重み付け回路を備えないダイポールパッチアレー（アダプテーション無）と、重み付け回路を有するダイポールパッチアレー（アダプテーション有）の場合について、パス損失は、２．３６ＧＨｚ（マーカー１）、および２．４０ＧＨｚ（マーカー２）に測定された。結果は、位相および利得設定を調整することが特定周波数での大幅な(substantial)分離制御を実現することを示した。特に、図６Ａにおけるマーカー１は、アダプテーション(adaptation;適応)が適用されない場合、⁻４５ｄＢのＳ２１パス損失を示すが、図６Ｂにおけるマーカー１は、可変の位相および利得のチューニングの後の⁻７１ｄＢのパス損失を示す。２６ｄＢの追加の分離利得という結果である。アダプテーションが適用されない場合、図６Ａにおけるマーカー２は、⁻４７ｄＢのＳ２１パス損失を示すが、図６Ｂにおけるマーカー２は、可変の位相および利得のチューニングの後の⁻５７ｄＢのパス損失を示す。１０ｄＢの追加の分離利得という結果である。

図７を参照して、分離を実現するための、受信機に基づいた適応アンテナ構成４００を簡潔に説明する。該構成４００は、第１および第２のパッチアンテナ４０２，４０４と、第１および第２の受信機４１６，４１８が異なる代数的合成信号Ａ，Ｂを受信するようパス４０６，４０８上の信号Ａ，Ｂを合成するための９０°ハイブリッド指向性結合器４１０を含む。第１および第２の受信機４１６，４１８の出力は、デジタルベースバンドにおいてビームフォーミング工程を実行するために信号を合成するためのベースバンド処理モジュール４２０に接続される。第１の受信機４１６および第２の受信機４１８は、２つの周波数のうちのいずれかで信号が検出されるまで異なる周波数に調整され、次いで、別の受信機は検出された周波数に再度調整されてもよい。その後、第１および第２の受信機４１６および４１８は、ベースバンド処理モジュール４２０によりデジタルで適用されたウエイトを持ち、受信機アンテナアダプテーションを実行することができる。重み付けの決定は、同時に複数の合成で「ビームフォームされ」すなわち加重合成された信号を計算し、合成のセットにおける最良の合成を選択することにより実現してもよい。これは、高速フーリエ変換、つまり離散的な重み付けセットのバトラーマトリックスとして実装されてもよく、または合成出力のセットを生成し、該出力の中からの「最良」を選択するための他の技術を実装してもよい。該「最良」は、信号強度、信号対雑音比（ＳＮＲ）、遅延スプレッドまたは他の品質メトリックに基づいてもよい。あるいは、「ビームフォームされた」すなわち加重合成された信号の計算は、シーケンシャルに実行されてもよい。さらに、第１および第２のパッチアンテナ４０２，４０４からの信号Ａ，Ｂの最良の合成が用いられるよう任意の加重比（利得および位相、等化）で合成が行われてもよい。

図８を参照して、中継器８００の種々の実施形態を説明する。中継器８００は、デュアル受信機／ダウンコンバータ８０２、デジタル信号処理モジュール８０４、デュアル送信機８０６、ＬＯおよび基準シンセサイザ８０８を含む。

デュアル受信機／ダウンコンバータ８０２は、受信信号を増幅するための第１および第２の低雑音増幅器（ＬＮＡ）にそれぞれ接続される第１および第２の受信アンテナを含む。第１および第２の受信アンテナは、例えばパッチアンテナであってもよい。ＬＮＡの出力は、図７に示したハイブリッドカプラ４１０と同様に構成され得るハイブリッドカプラに接続される。ハイブリッドカプラは、第１および第２のダウンコンバータに接続され、それらの出力はＩＦマルチプレクサに接続される。

デジタル信号処理モジュール８０４は、ＩＦマルチプレクサの出力を受信する第１および第２のＡＤＣを含む。第１および第２のＡＤＣの出力は、ダウンコンバータおよびデマルチプレクサに接続され、その出力はチャネルを合成するための合成器（ＣＯＭＢＩＮＥ ＣＨＡＮＮＥＬＳ）に接続される。デジタルフィルタは、合成器の出力信号をフィルタする。また、調整可能利得制御（ＡＧＣ）は信号利得を調整する。デジタル信号処理モジュール８０４は、受信チャネル上の信号の存在を検出するための信号検出回路、利得調節のためのパラメータを決定するためのＡＧＣメトリック、および主制御プロセッサを含む。ＡＧＣからの信号は、ウエイトエレメント、および任意の必要とされる信号の変調または復調実行のための復調器／変調器（ＤＥＭＯＤＵＬＡＴＥ ＰＲＯＣＥＳＳ ＭＯＤＵＬＡＴＥ）に出力される。ウエイトエレメントは、アナログエレメントまたはデジタルエレメントであってもよい。ウエイトエレメントは、アップコンバージョン回路に接続され、その出力は、第１および第２のＤＡＣを介してデュアル送信機８０６の第１および第２の送信機に接続される。

デュアル送信機８０６の第１および第２の送信機は、第１および第２の電力増幅器を介して第１および第２の送信アンテナに接続される。第１および第２の送信アンテナは例えばダイポールアンテナであってもよい。

ＬＯおよび基準シンセサイザ８０８は、基準発振器、固定基準およびＬＯ生成器、ベースバンドシンセサイザ、および受信機と送信機によって用いられるＬＯを生成するための可変ＬＯジェネレータを含む。

デュアル受信機／ダウンコンバータを、より詳細に図９に示す。ダウンコンバータは、出力がバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）を通過する状態でシンセサイザ８０８に接続される幾つかのミキサーを含む。

デジタル信号処理モジュール８０４を、より詳細に図１０に示す。ＡＧＣおよびウエイト制御部は、ベクトル変調器に接続される複素重みを制御することが可能である。

デュアル送信機／アップコンバータを、より詳細に図１１に示す。アップコンバータは、出力がＢＰＦを通過する状態でシンセサイザ８０８に接続される幾つかのミキサーを含む。

ＩＦマルチプレクサ、ＡＤＣおよびデジタルダウンコンバータの信号処理演算を、第１および第２のチャネル上で信号が受信される種々のシナリオについて図１２−図１７に示す。図１８を参照すると、シミュレーション結果は、ＩＦマルチプレクサによって生成された合成ＩＦ信号からの望ましいベースバンド信号の回復を示した。

図１９を参照すると、ハイブリッドカプラおよび合成器により実行される例示の受信信号合成が示される。ハイブリッドカプラ（受信重み付け回路）は、第１および第２の受信アンテナにそれぞれ接続された第１および第２の受信パスについて受信された受信信号Ｒａ，Ｒｂに第１および第２のウエイトを適用することが可能である。信号合成器は、種々数学的な合成に従って第１および第２の加重受信信号を合成し、複数の合成受信信号（Ｓｏ１，Ｓｏ２，Ｓｏ３，Ｓｏ４）を生成する。該合成受信信号のうちの最良の１つ（Ｓｏ）が出力される。

信号合成器を、より詳細に図２０に示す。信号合成器は、第１の受信アンテナで受信された受信信号の第１のサンプル、および第２の受信アンテナで受信された受信信号の第２のサンプルを格納し、かつスイッチに従ってデジタルフィルタに第１のサンプルまたは第２のサンプルのうちの１つをロードするように構成されることができる。該スイッチは、信号検出装置が受信信号の存在を検出した、第１の受信アンテナおよび第２の受信アンテナのうちの１つに基づき、信号検出装置により制御されることができる。

通常動作中に中継器によって送信されたビーコンのようなメトリックを、重み値の決定のために用いることが可能である。例えば、２つの周波数チャネルについて動作する周波数変換中継器では、２本の送信アンテナがビーコンのような自己生成信号を送信しつつ、受信機で一のチャネル上の受信信号の強度を測定することが可能である。送信機から受信機への分離の初期の量を、自己生成送信の間に決定することが可能である。ウエイトは、送信機から受信機に対する初期の分離に基づいて送信機と受信機の間のカップリングを最小化する（分離を増大する）ための、急降下法(steep descent)、またはＬＭＳアルゴリズムのような統計グラディエントベースのアルゴリズムといった幾つかの既知の最小化適応アルゴリズムを用いて、後の送信間で調整することが可能である。特定のパラメータ（ここではウエイトという）を調整し、派生メトリックを最小化する他の従来の適応アルゴリズムが用いられてもよい。

図２１を参照すると、中継器のコンポーネントの各々の遅延が示される。遅延量は、合計でおよそ６００ナノセカンドになる。遅延は、フィルタによって明白に左右される。ＩＦ ＢＰＦが１５０ナノセカンドの遅延を有する（高損失）ＳＡＷであると仮定される場合、全体的な遅延は、このＳＡＷをなくすことにより１００ナノセカンドほど減らすことが可能である。検出器フィルタは、検出器に関して実質的にすべての隣接チャネルリジェクションを提供するロングＦＩＲフィルタである。２０ＭＨｚのＢＷで動作する場合、４０ＭＨｚのＢＷを有するＳＡＷには遅延がない。ベースバンドのＦＩＲフィルタには、隣接チャネル干渉をリジェクト(reject;排斥)し、線形位相を提供（または前段フィルタの位相非線形性について補正）しなければならないことから、かなりの遅延がある。しかし、この遅延は、検出された後の信号が格納されたサンプルを当該フィルタにプレローディングすることによって減らすことが可能である。その遅延は、したがって遅延量には含まれない。

図２２を参照すると、サンプルごとの繰り返しについてのタイミング動作が示される。開始時点ｔ＝０は、（受信信号における）パケットプリアンブルの最初のシンボルが、受信機Ａの最初のＩＦに到着する時として定義される。ｔ＝２５０ナノセカンドで、最初のシンボルはＡＤＣを出て検出器フィルタおよび検出器に入る。ｔ＝４５０ナノセカンドで、パケットが検出される。またその際、受信機Ｂは異なるＷＩＦＩ周波数チャネル上のパケットをリッスンしていたが、（この例では）何も受信しなかった。受信機Ａが信号を検出した時、両方の受信機が異なるパスを通して同信号を受信するように、受信機Ｂは受信機Ａと同じＷＩＦＩチャネルに切り替えられた。信号検出装置による検出に従って周波数を切り替えるために、制御回路（不図示）が信号検出装置、受信機またはアンテナに接続されてもよい。

ｔ＝７００で、受信機Ｂ上の信号はＡＤＣを出る。両方の受信機からのＡＤＣ出力は合成器に接続される。受信機Ａからの信号はｔ＝２５０ナノセカンドで到着し、受信機Ｂからの信号はｔ＝７００ナノセカンド後に到着する。これは、受信機Ｂからの信号が遅いのではなく、受信機Ｂが「不適当な」チャネルに調整されたことが理由である。合成器は、受信機Ａからの信号の終わりの１５０ナノセカンドのサンプルおよび受信機Ｂからの信号の終わりの１５０ナノセカンドのサンプルを格納する２つのメモリを含む。検出ヒットが生起する場合、合成器は、適切な受信機（この場合は受信機Ａ）からの、格納されたサンプルを直ちにデジタルフィルタにロードする。次いで、それはｔ＝４５０ナノセカンドからｔ＝４７５ナノセカンドまでの間に、受信機Ａからのサンプルを出力し始める。

ｔ＝７００ナノセカンドで、受信機Ｂからの信号が到着する。合成器は、いくつかの入力信号合成における最良のものを選択する処理を始め、ｔ＝９００ナノセカンドで最良の合成が選択される。合成信号の振幅は、受信機Ａからの信号のそれと一致するように調整される。合成信号は、受信機Ａからの信号の代わりに用いられ、デジタルフィルタに出力される。

デジタルフィルタ出力を、（検出後まもなく）ｔ＝４７５ナノセカンドで開始する。それは、受信機Ａからの信号の、格納された１５０ナノセカンドのサンプルと、信号Ａの現在の４００ナノセカンドサンプルとから成り、合成信号のサンプルが続く。このデジタルフィルタ出力は、ＡＧＣによって調節され、デジタルフィルタ出力の時点での信号のおよそ２０ｄｂｍサンプルの、送信アンテナでの一定出力が得られる。該サンプルは、ＡＧＣ制御電圧を生成するために平均化される。平均化は、当初は格納されたサンプルの平均化で始まり、該平均化に対してより多くのサンプルが追加されると、当該処理は継続する。最終的には、送信アンテナでの信号は、ＤＡＣおよび送信機の遅延により遅延したデジタルフィルタ出力である。それは、ｔ＝５７５ナノセカンドで始まる。

一般に、ｔ＝０でＷＩＦＩパケットの最初のシンボルがＲｘアンテナに到着し、ｔ＜＝５７５ナノセカンドで送信信号が送信アンテナを発つ。Ｔｘ信号は、当初はＲｘ信号の完全なレプリカではないが、該信号を精密に(closely)模写する。さらに、Ｔｘ信号は時とともに改善する（信号合成はＳＮＲを向上する。また、ＡＧＣの時間平均化はより長い）。

サンプル繰り返しのための例示の周波数プランを、図２３に示す。第１のオーダーのプロダクトおよび配線上の信号に関して、該周波数プランには自己干渉がない。

図２５を参照して、例示の中継器に関して例示の低発振シンセサイザを説明する。図２４に示した、シンセサイザ関連技術と比較すると、本実施形態に従うシンセサイザは、図２６により詳細に示されるアナログデュアル複素乗算器を含んでいる。

該シンセサイザは、単一固定周波数シンセサイザを利用して、分周器を用いて固定シンセサイザが除算することで得られる２つ以上の信号の積を求めることによって可変ＬＯを生成する。分周器は整数ベースであり、複数の分周信号間で乗算を行って新たな周波数を生成する。分周器は、乗算結果周波数が調整されるように調整可能またはプログラマブルであってもよい。

シンセサイザは、異なる周波数で複数のＬＯを得ることが可能である。不所望の乗算（ミキシング）結果を抑制するために、リミッターが後続する帯域通過フィルタを利用してもよい。ＬＯは、最終的なＬＯにおける残余のスプリアス信号の操作を可能にするため、分周周波数の複数の合成によって得られる。

図２７を参照すると、低周波シンセサイザに関して例示的構成が示される。種々の極構成に関して、低周波シンセサイザの周波数スプレッドを図２８−３３および３５に示す。比較検討のために、低周波シンセサイザ関連技術の周波数スプレッドを図３４に示す。図３６は、制限前後について、シンセサイザの周波数スプレッドを示す。

図３７を参照すると、受信機および送信機について、信号レベル、雑音、および送信リークが示される。ＡＧＣ特性は図３８に示される。雑音ペデスタルは図３９に示される。

いくつかの実施形態に従って、複数のアンテナモジュールは、同じ中継器または装置内に、複数の指向性アンテナまたは以上説明したようなアンテナ対、例えばＭＩＭＯ環境またはシステムで用いる複数のオムニアンテナまたは準オムニアンテナとして構成されることができる。これらと同じアンテナ技術は、ダウンリンクが１つの周波数上にあり、アップリンクが別の周波数上に存在するＦＤＤベースシステムのような多重周波数中継器に用いられてもよい。

しかるべく、本開示は無線通信ネットワークのための中継器に関わる。中継器は、例えば図８に示したように、異なるパス上の複数の多入力多出力（ＭＩＭＯ）信号ストリームを受信するための第１および第２の送信アンテナに接続される第１および第２の受信機と、第１および第２の受信アンテナに接続される第１および第２の送信機とを含む。該中継器は、種々の数学的合成に従い複数のＭＩＭＯ信号ストリームを合成して、複数の合成ＭＩＭＯ信号ストリームを生成するための信号合成器と、複数のＭＩＭＯ信号ストリームの各々にウエイトを適用して複数の加重ＭＩＭＯ信号ストリームを生成するための重み付け回路と、加重ＭＩＭＯ信号ストリームにおける優位信号ストリームを決定するためのデジタルプロセッサと、をさらに含む。優位信号ストリームが第１の送信アンテナで送信され、残るＭＩＭＯ加重信号ストリームが第２の送信アンテナで送信されてもよい。

デジタルプロセッサは、信号強度、信号対雑音比、および遅延スプレッドの少なくとも１つに基づいて優位信号ストリームを決定することが可能である。

本開示は、本発明の真の、意図される、および公平な範囲と精神を限定するためというよりもむしろ本発明に従う種々の実施形態の形作り方と使用法を説明することが意図される。前記の説明は、包括的であることは意図されておらず、また、本発明を開示された精確な形式に限定することは意図されてない。修正または変更は、上記の教えるところに照らして可能である。（諸）実施形態は、本発明の原理とその実際的な適用の最良の説明を提供するために、そして当業者が、種々の実施形態においてそして企図される個々の使用に適合されるような種々の変更を加えて、本発明を利用することを可能にするために、選択されそして説明された。全てのその様な修正および変更は、本発明の範囲内である。上記で説明された種々の回路は、個別的回路または集積回路において実装されることができる。更に、本発明の複数の部分は、当業者により理解されるようにソフトウェアまたは類似のものにおいて実装されることができ、そして本明細書で説明された内容と関係付けられる方法として具体化されることができる。
［付記］
（１）アクセスポイント、別の中継器、または無線局装置のうちのいずれかからの第１のパスについて受信信号を受信するための第１の受信アンテナと、
前記アクセスポイント、前記別の中継器、または前記無線局装置のいずれかからの第２のパスについて前記受信信号を受信するための第２の受信アンテナと、
前記第１および第２のパスについて受信された前記受信信号に第１および第２のウエイトを適用して第１の加重信号および第２の加重信号を生成するための受信重み付け回路と、
種々数学的な合成に従って前記第１および第２の加重受信信号を合成して複数の合成受信信号を生成するための信号合成器と、
前記合成受信信号のうちのいずれかに対応する送信信号を前記アクセスポイント、前記別の中継器、または前記無線局装置いずれかに送信するための送信アンテナとを具備する無線通信ネットワークのための中継器。
（２） 前記第１の受信アンテナは、第１の周波数チャネルを通じて前記第１のパスについての前記受信信号を受信するよう初期に設定され、前記第２の受信アンテナは、第２の周波数チャネルを通じて前記第２のパスについての前記受信信号を受信するよう初期に設定される（１）の中継器。
（３） 前記第１の受信アンテナおよび前記第２の受信アンテナに接続され、前記第１の受信アンテナおよび前記第２の受信アンテナのいずれかについて前記受信信号の存在を検出するように構成される信号検出装置と、
前記信号検出装置および前記第１および第２の受信アンテナに接続され、前記第２の周波数チャネル上の前記受信信号を受信するために第１の受信アンテナを切り替え、または前記信号検出装置の検出に従って、前記第１の周波数チャネル上の前記受信信号を受信するために前記第２の受信アンテナを切り替えるように構成される制御回路と、をさらに具備する（２）の中継器。
（４） 前記合成受信信号のいずれかをフィルタするためのデジタルフィルタをさらに具備し、
前記信号合成器は、前記第１の受信アンテナで受信された前記受信信号の第１のサンプルおよび前記第２の受信アンテナで受信された前記受信信号の第２のサンプルを格納し、前記信号検出装置が前記受信信号の存在を検出した、前記第１の受信アンテナおよび前記第２の受信アンテナのいずれかに従って前記第１のサンプルまたは前記第２のサンプルのいずれかを前記デジタルフィルタにロードするように構成され、
前記デジタルフィルタは、前記第１のサンプルまたは前記第２のサンプルのいずれかに従って前記合成受信信号の前記いずれかをフィルタする（３）の中継器。
（５） 前記第１および第２の受信アンテナは第１および第２のパッチアンテナであり、前記送信アンテナはダイポールアンテナである（１）の中継器。
（６） 前記第１および第２の受信アンテナは第１および第２のダイポールアンテナであり、前記送信アンテナはパッチアンテナである（１）の中継器。
（７） 所定の信号メトリックに基づいて前記合成受信信号の前記いずれかにウエイトを適用して、前記送信信号を生成するための送信ウエイトコントローラをさらに具備する（１）の中継器。
（８） 前記受信重み付け回路は、前記第１および第２の受信信号の前記いずれかの位相を調整するための可変位相シフターと前記第１および第２の受信信号の前記いずれかの利得を調整するための可変アッテネータとのいずれかを含む（１）の中継器。
（９） 前記第１および第２のパスは、異なる到来角を持つ（１）の中継器。
（１０） 第１および第２のパスについて第１の受信信号を受信するための第１および第２の受信アンテナと、第１および第２の送信アンテナとを含む、無線通信ネットワークのための中継器であって、
第１および第２の受信パスについて受信された前記受信信号に第１および第２のウエイトを適用して第１の加重信号および第２の加重信号を生成するための受信重み付け回路と、
種々数学的な合成に従って前記第１および第２の加重受信信号を合成して複数の合成受信信号を生成し、前記複数の合成受信信号の所定の１つを出力するための信号合成器と、
前記複数の合成受信信号の前記所定の１つを第１および第２の送信信号に分割するためのスプリッタと、
前記第１および第２の送信信号に送信ウエイトを適用して第１および第２の加重送信信号を生成するための送信重み付け回路と、を具備し、
前記第１および第２の送信アンテナは、前記第１および第２の加重送信信号を送信する無線通信ネットワークのための中継器。
（１１） 前記第１および第２のパスは、異なる到来角を持つ（１０）の中継器。
（１２） 前記第１および第２の送信アンテナ上に送信される自己生成信号の測定値に従って、前記受信重み付け回路を制御するためのコントローラをさらに具備する（１０）の中継器。
（１３） 異なるパス上の複数の多入力多出力（ＭＩＭＯ）信号ストリームを受信するための第１および第２の受信アンテナに接続される第１および第２の受信機と、第１および第２の送信アンテナに接続される第１および第２の送信機とを含む、無線通信ネットワークのための中継器であって、
種々数学的な合成に従って前記複数のＭＩＭＯ信号ストリームを合成し、複数の合成ＭＩＭＯ信号ストリームを生成するための信号合成器と、
前記複数のＭＩＭＯ信号ストリームの各々にウエイトを適用して複数の加重ＭＩＭＯ信号ストリームを生成するための重み付け回路と、
前記加重ＭＩＭＯ信号ストリームにおける優位信号ストリームを決定するためのデジタルプロセッサと、を具備し、
優位信号ストリームは、前記第１送信アンテナ上に送信され、残余の前記ＭＩＭＯ加重信号ストリームは前記第２送信アンテナ上に送信される無線通信ネットワークのための中継器。
（１４） 前記デジタルプロセッサは、信号強度、信号対雑音比、および遅延スプレッドの少なくともいずれかに基づいて前記優位信号ストリームを決定する（１３）の中継器。

Claims (8)

1. アクセスポイント、別の中継器、または無線局装置のうちのいずれかからの第１のパスについて受信信号(s1*h11)を受信するための第１の受信アンテナと、
   前記アクセスポイント、前記別の中継器、または前記無線局装置のいずれかからの第２のパスについて前記受信信号(s1*h21)を受信するための第２の受信アンテナと、
   前記第１および第２のパスについて受信された前記受信信号に第１および第２のウエイトを適用して第１の加重信号(Sa_f)および第２の加重信号(Sb_f)、
   Sa_f = (s1*h11)_pi/2 + (s1*h21)_pi,
   Sb_f = (s1*h11)_pi + (s1*h21)_pi/2,
   （ただし、_pi = exp(j*pi), hはチャネル応答であって、中継器は第１の周波数s1に調整）を生成するための受信重み付け回路と、
   種々数学的な合成に従って前記第１および第２の加重受信信号を合成して複数の合成受信信号を生成するための信号合成器と、
   前記合成受信信号のうちのいずれかに対応する送信信号を前記アクセスポイント、前記別の中継器、または前記無線局装置いずれかに送信するための送信アンテナとを具備し、
   前記第１の受信アンテナは、第１の周波数チャネルを通じて前記第１のパスについての前記受信信号を受信するよう初期設定され、前記第２の受信アンテナは、第２の周波数チャネルを通じて前記第２のパスについての前記受信信号を受信するよう初期設定されて送信器−受信機間分離の初期値を決定し、
   前記第１の受信アンテナと前記第２の受信アンテナの間のカップリングを前記送信器−受信機間分離の初期値に基づいて最小化する、無線通信ネットワークのための中継器。
2. 前記第１の受信アンテナおよび前記第２の受信アンテナに接続され、前記第１の受信アンテナおよび前記第２の受信アンテナのいずれかについて前記受信信号の存在を検出するように構成される信号検出装置と、
   前記信号検出装置および前記第１および第２の受信アンテナに接続され、前記第２の周波数チャネル上の前記受信信号を受信するために第１の受信アンテナを切り替え、または前記信号検出装置の検出に従って、前記第１の周波数チャネル上の前記受信信号を受信するために前記第２の受信アンテナを切り替えるように構成される制御回路と、をさらに具備する請求項１の中継器。
3. 前記合成受信信号のいずれかをフィルタするためのデジタルフィルタをさらに具備し、該デジタルフィルタは遅延特性を有し、
   前記信号合成器は、前記第１の受信アンテナで受信された前記受信信号の第１のサンプルおよび前記第２の受信アンテナで受信された前記受信信号の第２のサンプルを格納し、前記信号検出装置が前記受信信号の存在を検出した、前記第１の受信アンテナおよび前記第２の受信アンテナのいずれかに従って前記第１のサンプルまたは前記第２のサンプルのいずれかを前記デジタルフィルタにロードするように構成され、
   前記デジタルフィルタは、前記第１のサンプルまたは前記第２のサンプルのいずれかに従って前記合成受信信号の前記いずれかをフィルタする請求項２の中継器。
4. 前記第１および第２の受信アンテナは第１および第２のパッチアンテナであり、前記送信アンテナはダイポールアンテナである請求項１の中継器。
5. 前記第１および第２の受信アンテナは第１および第２のダイポールアンテナであり、前記送信アンテナはパッチアンテナである請求項１の中継器。
6. 所定の信号メトリックに基づいて前記合成受信信号の前記いずれかにウエイトを適用して、前記送信信号を生成するための送信ウエイトコントローラをさらに具備する請求項１の中継器。
7. 前記受信重み付け回路は、前記第１および第２の受信信号の前記いずれかの位相を調整するための可変位相シフターと前記第１および第２の受信信号の前記いずれかの利得を調整するための可変アッテネータとのいずれかを含む請求項１の中継器。
8. 前記第１および第２のパスは、異なる到来角を持つ請求項１の中継器。

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