JP2004538682A - ワイヤレス通信システムにおいて適応アルゴリズムを使用して合成器重みを調整するシステムおよび方法 - Google Patents

Abstract

【課題】適応アルゴリズムを使用するワイヤレス通信システムのための合成係数を計算する方法および装置。
【解決手段】１つの実施形態は、信号がフルパワーで送信される高データレート（ＨＤＲ）システムにおけるパイロット信号のような他の信号で、時間多重化されるアプリオリに知られた信号上で重みを訓練する。適応アルゴリズムはパイロットインターバル中に重みを再帰的に計算し、発生した重みをトラフィック信号に適用する。１つの実施形態では、このアルゴリズムはトランスバーサルフィルタと重み計算ユニットを採用した再帰最小自乗アルゴリズムである。
【選択図】図１６

Description

【技術分野】
【０００１】
本発明は通信システムに関する。特に本発明はワイヤレス通信システムで受信信号を復号する方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ワイヤレス通信システムにおいて、送信信号は送信チャネルのみならずフィルタリングや復調のような動作を処理する受信機により変更を受ける。受信機は正確な通信のために受信データを復号する際これらの影響を考慮しなければならない。受信機は送信信号と受信信号との関係を決定する。この関係は連続受信信号にも適用することができる。この関係は“シグネチャ”と呼ばれ、信号の送信を変化させるさまざまな影響がシグネチャに含まれる。
【０００３】
受信信号へのシグネチャの適用は一般的に複雑なマトリクス計算を含んでいる。この問題を簡単化するため、さまざまな試行を応用することによりさまざまな技術が開発されてきた。それらの試行には雑音エネルギーを参照しているものが多い。それらの試行はあるタイプの無線システムで送信に正しく適用されるものもあるが、そうでないものもある。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
このように受信信号を正確かつ効率的に決定する必要性がある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
１つの観点にしたがうと、それぞれがレイク受信機と各レイク受信機のレイクフィンガーからの信号を合成する合成器とに結合された複数の受信アンテナを持つワイヤレス通信システムにおいて、合成器に適用される合成器重みを決定する方法であって、第１のタイプのシンボルのサンプルと第２のタイプのシンボルのサンプルとを有するフレームを受信し、適応アルゴリズムを使用し、第１のタイプのシンボルのサンプルから合成器重みを決定し、合成器重みを使用して第２のタイプのシンボルのサンプルを処理することを含む方法が提供される。
【０００６】
別の観点では、遠隔局装置は複数のフィンガーを持つ第１のレイク受信機と、複数のフィンガーを持つ第２のレイク受信機と、第１のレイク受信機の複数のフィンガーのうちの１つと第２のレイク受信機の複数のフィンガーのうちの１つとに結合された第１のパス処理ユニットとを含む。
【発明の効果】
【０００７】
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
ワイヤレス通信システムは１つ以上の基地局と通信する複数の移動局により特徴付けられる。信号は基地局と１つ以上の移動局との間でチャネルを通じて送信される。移動局と基地局における受信機はチャネルが送信信号にもたらす雑音を推定して送信信号を効率的に復号しなければならない。
【０００９】
符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）通信システムのような拡散スペクトルシステムにおいて、信号は擬似雑音（ＰＮ）拡散シーケンスのような符号を使用して広帯域に拡散する。拡散信号がチャネルを通じて送信されるとき、信号は基地局から移動局へ複数のパスをとる。異なるパスからの信号は移動局で受信され、復号され、レイク受信機のようなパス合成回路によって構成的に再合成される。パス合成回路は重みと呼ばれる利得ファクタを各復号パスに適用してスループットを最大にし、パス遅延とフェージングを補償する。
【００１０】
レイクストラクチャはその簡潔性と頑強性ゆえに特に移動通信におけるデジタル通信受信機で広く使用されている。レイクの背後にある概念は非常にシンプルであり、おおまかには次のように説明される。（１）異なるパスの到着時間を判断する。（２）個々の相関器（一般的には“フィンガー”と呼ばれる）をその到着時間に割り当てる。そして、（３）個々の相関器の出力を合成して最終シンボル推定値を形成する。一般的にこの推定値はフィンガーごとのシンボル推定値のうちすべてのアクティブなフィンガーの重み付けされた和となる。
【００１１】
１組の時間オフセットが与えられると最適な１組の重みが存する。この最適な１組の重みは最終シンボル推定値の信号対干渉および雑音比（ＳＩＮＲ）を最大にする。非静止無線チャネルにおいて、最適な時間オフセットと重みは時間とともに変化し、これにより両方の組のパラメータが受信機でダイナミックに計算される。所定の時間オフセットに関する重みベクトルを得る従来的な方法は最大比率合成（ＭＲＣ）と呼ばれ、異なるフィンガーにおける干渉（各フィンガーの出力は望ましい信号プラス干渉からなる）がフィンガー間で相関されないという固有の仮定を有する。
【００１２】
通信システム送信にはパイロットインターバル、電力制御インターバル、およびデータインターバルが含まれることが多い。パイロットインターバル中、基地局は予め確立された基準信号を移動局に送信する。移動局は受信基準信号すなわちパイロット信号からの情報と送信パイロット信号からの情報とを合成して、チャネル干渉や信号対雑音比（ＳＮＲ）のようなチャネルに関する情報を抽出する。移動局はチャネルの特性を分析し、続く電力制御インターバル中にこの特性に応じて基地局に電力制御信号を連続的に送信する。例えば、基地局が現在のチャネル特性とすれば過度の電力で送信している場合、移動局は送信電力レベルを下げるよう要求する制御信号を基地局に送信する。一般的に高データレート（ＨＤＲ）として参照されるパケット化データ送信システムの１つの実施形態では、システムは時間ゲート化パイロットを有し、パイロット情報はトラフィック信号とは別にもっぱら使用可能である点に留意されたい。
【００１３】
デジタル通信システムは受信信号を正確に復号するために対数尤度比（ＬＬＲ）を使用することが多い。ＳＮＲ測定値または推定値は一般的に受信信号についてＬＬＲを正確に計算するために使用される。正確なＳＮＲ推定値はチャネルの雑音特性に関する正確な情報を必要とし、パイロット信号を使用することによって推定することができる。
【００１４】
基地局または移動局が信号をブロードキャストするレートまたは電力はチャネルの雑音特性に左右される。最大容量のために基地局および移動局のトランシーバはチャネルによりもたらされる雑音の推定値にしたがい送信信号の電力を制御する。雑音の推定値すなわち送信信号の異なるマルチパス成分の干渉スペクトル密度が正確でないと、トランシーバは過大または過小な電力でブロードキャストすることになるかもしれない。過大電力でのブロードキャストは、ネットワークリソースを非効率的に使用することとなり、ネットワーク容量の縮小を生じ、さらに移動局のバッテリ寿命が短縮されるおそれも生じる。過小電力によるブロードキャストはスループットの減少、呼のドロップ、サービス品質の低下を生じ、カスタマに不満足を感じさせることになるかも知れない。
【００１５】
用語“例”はここでは“具体例、代表例、実例として働く”という意味で使用される。ここで“例”として開示される実施形態は、必ずしも他の実施形態よりも好ましいあるいは有利な実施形態として解釈されるべきものではない。
【００１６】
“デュアルモード広帯域拡散スペクトルセルラシステム用ＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−９５移動局−基地局互換性標準規格”は以下で“ＩＳ−９５標準規格”として参照され、“ｃｄｍａ２０００拡散スペクトルシステム用ＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−２０００標準規格”は以下で“ｃｄｍａ２０００標準規格”として参照され、いずれも拡散スペクトルＣＤＭＡシステムを詳述している。さらに、ＣＤＭＡシステムの動作は、“衛星または地上中継器を用いた拡散スペクトル多元接続通信システム”と題された米国特許番号第４、９０１、３０７号で説明されており、本願の譲受人に譲渡され、参照によりここに明示的に取り込まれる。
【００１７】
データ送信に適応した通信システムの１つのタイプはＨＤＲ加入者システムとして参照され、“ＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−８５６ｃｄｍａ２０００高レートパケットデータ無線インターフェース仕様”において詳述されている。これは以下でＨＤＲシステムを詳述する“ＨＤＲ標準規格”として参照される。ＨＤＲシステムにおいては、アクセス端末（ＡＴ）はモバイルあるいはステーショナリーであってよく、ここでモデムプールトランシーバ（ＭＰＴ）として参照される１つ以上のＨＤＲ基地局と通信することができる。アクセス端末は１つ以上のモデムプールトランシーバを介してここでモデムプール制御装置（ＭＰＣ）として参照されるＨＤＲ基地局制御装置とデータパケットを送受信する。
【００１８】
モデムプールトランシーバおよびモデムプール制御装置はアクセスネットワーク（ＡＮ）と呼ばれるネットワークの一部をなす。アクセスネットワークはデータパケットを複数のアクセス端末間で転送する。アクセスネットワークは企業内イントラネットまたはインターネットのようなアクセスネットワーク以外の追加的なネットワークにさらに接続されていてもよく、各アクセス端末とそのような外部ネットワーク間でデータパケットを転送することができる。
【００１９】
１つ以上のモデムプールトランシーバとのアクティブなトラフィックチャネル接続を確立したアクセス端末はアクティブアクセス端末と呼ばれ、トラフィック状態にあると言える。１つ以上のモデムプートランシーバと通信するアクティブトラフィックチャネルを確立する処理過程にあるアクセス端末は接続セットアップ状態にあると言える。アクセス端末は無線チャネルを通じてあるいは光ファイバーまたは同軸ケーブルなどを使用した有線チャネルを通じて通信する任意のデータ装置であってよい。アクセス端末は多くのタイプの装置のうちの任意のものであってもよく、ＰＣカード、コンパクトフラッシュ、外部または内部モデム、あるいは無線または有線電話機などが含まれるがこれらに限定されない。アクセス端末がモデムプールトランシーバへ信号を送信する通信リンクはリバースリンクと呼ばれる。モデムプールトランシーバがアクセス端末に信号を送信する通信リンクはフォワードリンクと呼ばれる。
【００２０】
ＣＤＭＡワイヤレス通信システムや特にＨＤＲシステムのような拡散スペクトルシステムにおいては、受信信号と信号の送信により生じたエコーまたはマルチパスとを処理するための時間ダイバーシティを達成するためにレイク受信機を組み込むことが好ましい。ＣＤＭＡ無線システムにおける無線インターフェースチャネルはマルチパス信号伝搬の結果として分散する。このマルチパス信号伝搬はレイク受信機を使用して独立復調を可能にする１つ以上の拡散チップ期間だけ互いに異なっている。
【００２１】
加えて、一般的に密集地域の建物や他の障害物が信号を分散させる。さらに、いくつかの入来波間の相互作用の結果信号はアンテナで急速かつディープなフェージングの対象となる。フェージングは都市環境のひどく密集した地域で最も激しい。これらの地域では信号包絡線は短距離ではレイリー（Rayleigh）分布にしたがい、長距離では正規対数分布にしたがっている。
【００２２】
レイク受信機の使用は、“ＣＤＭＡセルラ電話機システムにおけるダイバーシティ受信機”と題された米国特許番号第５，１０９，３９０号で説明されており、本願の譲受人に譲り受けられ、その結果ここに参照により明示的に取り込まれる。レイク受信機は個々のマルチパス信号を処理し、これらを合成して合成信号を形成する。レイク受信機は無線システムの空間および時間ダイバーシティの両方を使用してよい。時間の経過により信号がエアインターフェースにより変更を受けるのにつれて時間ダイバーシティが生じ、マルチパスを形成する。レイク受信機は到着時間にしたがって信号を処理し、各経時変化マルチパス伝搬からのエネルギーを効率的に再合成することによりそのような時間ダイバーシティを利用する。
【００２３】
レイク受信機を組み込むことに加え、無線システムは受信信号のＳＮＲを向上させるダイバーシティ技術を採用することが多い。ダイバーシティ受信は通信のＳＮＲを向上させるための複数の信号の合成に関連する。時間ダイバーシティはＩＳ−９５ＣＤＭＡシステム用のシステムパフォーマンスを向上させるために使用される。ダイバーシティ受信技術は、フェージングの影響を低減し送信機の電力またはチャネル帯域のいずれも増大させることなく通信の信頼性を高めるために使用される。
【００２４】
ダイバーシティ受信の基本概念は、２つ以上の独立した信号のサンプルがあるときにこれらのサンプルが非相関的にフェードするという点にある。これは、すべてのサンプルが一度に所定のレベルを下回る確率が任意の個々のサンプルがそのレベルを下回る確率よりもかなり低いことを意味する。Ｍ個のサンプルのすべてが一度に所定のレベルを下回る確率はp^Mであり、pは１つのサンプルがそのレベルを下回る確率である。そうすると、さまざまなサンプルの適切な合成からなる信号が任意の個々のサンプルよりもシビアさのかなり少ないフェージング特性を持つことが分かる。
【００２５】
理論的にはダイバーシティ受信技術は基地局または移動局のいずれでも適用可能であるが、各適用のタイプは対処すべき異なる課題を有している。ダイバーシティ合成器は複数の受信機が必要な場合には特に費用がかさむ。また、移動局の電力出力はそのバッテリ寿命により制限を受ける。しかしながら基地局はその電力出力またはアンテナ高を上げて移動局のカバーレッジを広げることができる。移動局と基地局間のパスは相互的であると仮定されるので、移動局において構成されるダイバーシティシステムは基地局において構成されるものと同様に働く。
【００２６】
受信機で複数の受信アンテナを使用して空間ダイバーシティを達成し、各アンテナにおける受信信号エネルギーのマルチパスフェードを解決するのが望ましい。合成器重みの適切な選択により、複数の受信アンテナは空間ドメイン内の干渉の抑制を可能にする。特に、フルパワーで送信されるゲート化パイロット信号を持つＣＤＭＡ波形を使用するワイヤレス通信システムに対して空間−時間合成係数（すなわち各受信機アンテナの各レイクフィンガーについて）を計算する必要がある。ＨＤＲシステムで使用されるゲート化パイロット信号は図１４で示されており、ここでパイロットは周期的に送信される。図示されているように、パイロットはインターバルｔ_１からｔ_２、およびｔ_３からｔ_４の間に送信されている。示されている実施形態では、パイロットはＰＮシーケンスにより拡散される一連の論理シーケンスである。代替実施形態では異なるパイロット信号が採用されてもよく、ここでパイロットスキームは送信機と受信機の両方でアプリオリに知られている。パイロットが非アクティブの間にデータまたはトラフィックが送信される。データ信号には所定のシステムの構成に特化した他のさまざまな信号が含まれていてもよい。図１４が示すようにフル送信電力信号はデータとパイロットの両方で使用することができる。
【００２７】
１つの実施形態において、システムは平均自乗誤差の最小化（ＭＭＳＥ）の合成器重みを特定する非再帰的な方法を利用する。合成器重みの非再帰計算はフレームのパイロット部分の間における相関統計値の計算に基づいて雑音相関マトリクスの推定値を形成する。この相関は複数のパイロットバースト間で平均化あるいはフィルタされ平均化と追跡チャネル変化の機能により雑音抑制をトレードオフする。１つの実施形態では、雑音相関マトリクスを反転させ、望ましい信号ベクトルの推定値でその反転結果を乗算することにより、合成器重みはパイロットバーストごとに１回ずつ計算される。
【００２８】
例示的な実施形態では、データ情報はフィルタリングおよびスムージングにより受信信号から抽出される。フィルタは１つの物理ハードウェアまたはソフトウェアからなる装置であって、対象となっている規定量に関する情報を抽出するために１組の雑音データが適用されている。雑音はさまざまな原因から生じる。例えばデータは雑音のあるセンサにより導出されているかも知れないし、あるいは有効な信号成分が通信チャネルを通じた送信により破損されていると表すかも知れない。
【００２９】
フィルタはフィルタリング、スムージング、および予測という３つの基本情報処理タスクを実行するよう設計されている。フィルタリングは、時間ｔまでに測定されたデータ（時間ｔのデータを含む）を使用して、時間ｔにおける対象量に関する情報を抽出することを意味する。スムージングは、フィルタリングと異なり対象量に関する情報が時間ｔで使用可能である必要はなく、時間ｔより後に測定されたデータをこの情報を得る際に使用することができる。これは、スムージングの場合に対象となる結果の生成に遅延が生じることを意味する。スムージング処理において、データは時間ｔより後の時間から使用できる。言いかえれば、時間ｔまでに得られたデータだけでなく、時間ｔより後に得られたデータも使用することができる。スムージングはいくつかの点でフィルタリングよりも正確と言える。最後に、予測は情報処理の予想の側面である。ここでその目的は、何らかのτ＞０とするとき、将来の何らかの（ｔ＋τ）での対象量がどうなっているかに関する情報を時間ｔまでに測定されたデータ（時間ｔのデータを含む）を利用して導き出すことである。
【００３０】
フィルタは一般的に線形および非線形として分類できる。装置の出力においてフィルタされ、スムージングされ、あるいは予測された量が、フィルタ入力に適用される観測値の線形関数である場合にはフィルタは線形であると言える。そうでない場合には、フィルタは非線形である。
【００３１】
線形フィルタリング問題の解への統計的アプローチにおいて、有効な信号および必要のない付加的な雑音のある統計パラメータ（すなわち平均および相関関数）を使用することができると仮定する。線形フィルタは雑音のあるデータを入力として受けとり、ある統計基準にしたがってフィルタ出力においてその雑音の影響を最小にするよう設計されている。このフィルタ最適化問題への有効なアプローチは、ある望ましい応答と実際のフィルタ出力との差として定義される誤差信号の平均自乗値を最小にすること、すなわちＭＭＳＥである。静止入力に関して、結果として得られる解は平均自乗の趣旨からは最適だと考えられる。線形フィルタの調整可能なパラメータに対する誤差信号の平均自乗値のプロットは誤差性能平面と呼ばれる。この平面の最小値が解を表す。
【００３２】
信号および／または雑音の非静止性が問題に対して本質的なものである場合、最適フィルタは経時変化の形式を前提とする必要がある。線形フィルタ理論は連続する時間について議論されてもよいが、実際には離散時間表現が好まれることが多い。この表現の方法では、入力および出力信号はフィルタ自体の特性と同様にすべて離散的な瞬間で定義される。連続する時間の信号は均一な間隔の瞬間で信号を観察することにより導出される一連のサンプルで表されてもよい。サンプリング定理を満たす場合この変換処理中に情報の損失を招くことはなく、サンプリング定理にしたがうとサンプリングレートは連続する時間の信号の最高周波数成分の２倍よりも大きくなければならない。したがって、連続する時間の信号u(t)はシーケンスu(n), u=2,…,で表すことができる。ここで便宜のためサンプリング期間は１に正規化される。
【００３３】
フィルタの設計は一般的に処理すべきデータの統計値に関するアプリオリな情報を使用する。フィルタは入力データの統計的特性がフィルタの設計が基礎とするアプリオリな情報と一致するときだけ最適となる。この情報が完全に知られていないとフィルタを設計することは難しく、あるいはそうでなければ設計はもはや最適なものではないだろう。このような状況で用いることのできる直接的アプローチは“推定およびプラグ”プロシージャである。これは２段階の処理であり、フィルタはまず関連信号の統計パラメータを“推定”し、その後このように得られた結果を非再帰方程式に“プラグ”してフィルタパラメータを計算する。リアルタイムな動作のために、このプロシージャはマトリクス反転を必要とする。適応フィルタを用いた方法が効率的である。そのような装置によって、適応フィルタが自身の動作に関し再帰アルゴリズムに依拠するという自己設計により、関連信号特性に関する完全な情報が利用できない環境でフィルタが十分動作できるようにすることが意図される。
【００３４】
適応アルゴリズムは、その環境について知られたすべてを表すある所定の組の初期条件から開始する。すでに、静止環境においては、アルゴリズムの連続的な反復の後、ある統計的意味において最適な解に収束することが分かっている。非静止環境では、アルゴリズムは追跡能力を提供し、変化が十分に緩やかな場合には入力データの統計値の経時変化を追跡することができる。
【００３５】
適応フィルタのパラメータがある反転から次の反転へ更新されるという再帰アルゴリズムの適用の直接の結果として、パラメータはデータ従属となる。したがってこのことは、重ね合わせの原理にしたがっていないという点で適応フィルタが実際には非線形装置であることを意味する。この特性にも関わらず、適応フィルタは通常線形または非線形として分類される。適応フィルタは、対象量の推定値がフィルタ出力に適用される使用可能な１組の観察値の線形合成として適応可能なように（例えば、フィルタの出力において）計算される場合には線形であると言える。そうでなければ適応フィルタは非線形であると言える。
【００３６】
線形適応フィルタの動作のためにさまざまな再帰アルゴリズムが開発されてきた。特定のアプリケーションのためのアルゴリズムの選択は、システムのいくつかのパラメータのうちの任意の１つに基づく。第１のパラメータは収束レートであり、静止入力に応じて平均自乗の意味で最適な解に“十分に近く”収束するためにアルゴリズムに必要とされる反復の回数として定義される。速い収束レートは、アルゴリズムが未知の統計値についての静止環境に急速に適応するのを可能にする。第２のパラメータはミスアジャストメントと呼ばれる。対象アルゴリズムについて、このパラメータは適応フィルタの集合全体にわたって平均化された平均自乗誤差の最終値がフィルタから生成される最小平均自乗誤差から偏差する量の量的尺度を提供する。第３のパラメータは追跡である。適応フィルタリングアルゴリズムが非静止環境で動作するとき、アルゴリズムはその環境の総計的変化を追跡するよう要求される。しかしながらアルゴリズムの追跡性能は２つの矛盾する特徴によって影響を受ける。収束のレートと、アルゴリズムの雑音による安定状態の変動である。
【００３７】
追加的なパラメータは障害を低減する適応フィルタの頑強性である。頑強であるべき適応フィルタについて、小規模な障害（すなわち少ないエネルギーを持つ障害）は少ない推定誤差を生じるのみである。障害はフィルタの内部または外部のさまざまな要因から生じる可能性がある。
【００３８】
さらに、計算上の要件はいくつかの問題を提起する。これには、アルゴリズム、ある完全な反復を行うのに必要な動作（すなわち乗算、除算、および加算／減算）の数、データやプログラムを記憶するのに必要なメモリ位置のサイズ、およびコンピュータ内のアルゴリズムをプログラムするのに必要なインベストメントなどが含まれる。
【００３９】
さらに別のパラメータはアルゴリズム内の情報フローのストラクチャである。このストラクチャはアルゴリズムをハードウェアで実行する方法を決定する。例えば、高モジュラリティ、並列処理または同時処理を示すストラクチャを持つアルゴリズムは超大規模集積回路（ＶＬＳＩ）を用いる構成に大変適している。
【００４０】
さらに別のパラメータはアルゴリズムの数値特性を考慮している。アルゴリズムが数値的に構成される場合数値化の誤差のせいで不正確さが生じる。この誤差は入力データのデジタルアナログ変換や内部計算のデジタル表現によるものである。デジタル表現は重大な設計課題を生る。数値的安定性と数値的正確性という２つの検討すべき課題がある。数値的安定性は適応フィルリングアルゴリズムの本質的な特性である。数値的正確性はデータサンプルおよびフィルタ係数の数値的表現で使用されるビット数により決定される。適応フィルタリングアルゴリズムはデジタル構成で使用される語長の変化の影響を受けないとき数値的に頑強と言える。
【００４１】
適応フィルタリングには、２つの基本処理が含まれる。一連の入力データサンプルをフィルタリングして出力応答を生成すること、およびフィルタリング処理で使用される適応可能な１組のパラメータの適応制御である。
【００４２】
上述のように、受信信号のＳＮＲを大きくするためにダイバーシティ技術やレイク受信機の使用などを含むさまざまな方法を用いることができる。特定のシステムの設計においては、コストおよび／または複雑さと正確さとの間でトレードオフがなされることが多い。以下では、レイク受信機での応用のために合成器重みを決定するさまざまな方法が説明される。それぞれの方法はさまざまな状況に対してコストおよび／または複雑さと正確さとのバランスをとっている。まず、ＭＲＣアプローチが説明される。このアプローチでは合成器重み決定の計算上の複雑さを簡単化するために受信信号の雑音エネルギーを考慮した仮定がなされる。次にＭＭＳＥアプローチが説明される。このアプローチでは合成器重み決定の計算上の複雑さをさらに簡単化するための別の仮定がなされる。第３に、他の方法の仮定を用いることなくマトリクス反転計算を効率的に回避する適応アルゴリズムが説明される。
【００４３】
Ｉ．最大比率合成
１つの実施形態では、受信機がレイク受信機を採用するワイヤレス通信において、レイク受信機の合成器重みを計算するために適応フィルタリングが適用される。理想的には、合成器重みの計算はマルチパス、他のユーザからの干渉、および雑音エネルギーを含むシステムにおけるすべてのエネルギー提供を検討する。このような計算の複雑さは簡単化の仮定を用いることを助長してきた。例えば合成器重みを計算する１つの方法は最大比率合成（ＭＲＣ）スキームを利用する。ここで重みはパスとアンテナの合成に特化して計算される。この方法では、Ａ個のアンテナとＬ個のパスを持つシステムについて、システムを表す（ＡＬ×ＡＬ）マトリクスがＡＬ（１×１）マトリクスに小さくなる。ここで各パスは互いに無関係の雑音を有すると仮定される。ＭＲＣ生成された重みは各アンテナの各パスについて計算される。
【００４４】
図１は正確なキャリア信号−干渉（Ｃ／Ｉ）と干渉エネルギー（Ｎ_ｔ）の計算回路１２を持つ遠隔通信トランシーバシステムの図である。システム１０はＣＤＭＡ移動局で使用するよう構成されている。本発明の特定の実施形態では、トランシーバシステム１０で受信される信号は基地局（示されていない）とシステム１０間のフォワード通信リンクを介して受信される。トランシーバシステム１０が送信する信号はトランシーバシステム１０から関連基地局へのリバース通信リンクを介して送信される。
【００４５】
明確にするために、クロッキング回路、マイクロフォン、スピーカなどトランシーバシステム１０の詳細の多くが省略されている。当業者であれば必要以上の実験をしなくても追加的な回路を容易に構成できるだろう。
【００４６】
トランシーバシステム１０はデュアル変換遠隔通信トランシーバであり、デュプレクサ１６に接続されたアンテナ１４を含む。デュプレクサ１６は受信パスに接続しており、このパスは左から右の順に受信アンプ１８、無線周波数（ＲＦ）−中間周波数（ＩＦ）ミキサ２０、受信バンドパスフィルタ２２、受信自動利得制御回路（ＡＧＣ）２４およびＩＦ−ベースバンド回路２６を含む。ＩＦ−ベースバンド回路２６はＣ／ＩおよびＮ_ｔ推定回路１２でベースバンドコンピュータ２８と接続している。
【００４７】
デュプレクサ１６は送信パス６６にも接続しており、このパスは送信アンプ３０、ＩＦ−ＲＦミキサ３２、送信バンドパスフィルタ３４、送信ＡＧＣ３６、およびベースバンド−ＩＦ回路３８を含む。送信ベースバンド−ＩＦ回路３８はエンコーダ４０でベースバンドコンピュータ２８と接続している。
【００４８】
ベースバンドコンピュータ１８内のＣ／ＩおよびＮｔ推定回路１２はパス重み付けおよび合成回路４２、レート／電力要求発生回路４４、および対数尤度比（ＬＬＲ）回路４６に接続している。ＬＬＲ回路４６はさらにパス重み付けおよび合成回路４２とデコーダ４８に接続している。デコーダ４８は制御装置５０に接続し、この制御装置５０はレート／電力要求発生回路４４とエンコーダ４０とに接続している。
【００４９】
アンテナ１４はＲＦ信号を送受信する。アンテナ１４に接続されたデュプレクサ１６は受信ＲＦ信号５２を送信ＲＦ信号５４から分離するのを容易にする。
【００５０】
アンテナ１４が受信したＲＦ信号５２は受信パス６４に導かれ、信号は受信アンプ１８により増幅され、ＩＦ−ＲＦミキサ２０によりミキシングされて中間周波数となり、受信バンドパスフィルタ２２によりフィルタされ、受信ＡＧＣ２４により利得調整され、さらにＩＦ−ベースバンド回路２６によりデジタルベースバンド信号５６に変換される。デジタルベースバンド信号５６はその後デジタルベースバンドコンピュータ２８に入力される。
【００５１】
本実施形態では、受信機システム１０は直角位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）変調および復調技術で使用するために調整されており、デジタルベースバンド信号５６は、同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）信号成分の両方を含む直角位相振幅変調（ＱＡＭ）信号である。ＩおよびＱベースバンド信号５６は、基地局で採用されるトランシーバのようなＣＤＭＡ遠隔通信トランシーバから送信されるパイロット信号とデータ信号の両方を表す。ＨＤＲタイプのシステムは８−ＰＳＫまたは１６−ＱＡＭ変調スキームを使用することが多い。
【００５２】
送信パス６６では、デジタルベースバンドコンピュータ出力信号５８がベースバンド−ＩＦ回路３８によりアナログ信号に変換され、ＩＦ信号にミキシングされ、送信バンドパスフィルタ３４によりフィルタされ、ＩＦ−ＲＦミキサ３２によりミキシングされてＲＦとなり、送信アンプ３０により増幅され、そしてデュプレクサ１６とアンテナ１４を通して送信される。
【００５３】
受信パス６４と送信パス６６の両方は、それぞれデジタルベースバンドコンピュータ２８に接続している。デジタルベースバンドコンピュータ２８は受信ベースバンドデジタル信号５６を処理し、デジタルベースバンドコンピュータ出力信号５８を出力する。ベースバンドコンピュータ２８は信号−音声変換などの機能を備えていてもよい。
【００５４】
ベースバンド−ＩＦ回路３８にはデジタルアナログコンバータ（ＤＡＣ）、ミキサ、加算器、フィルタ、シフタ、およびローカル発振器のようなさまざまな成分（示されていない）が含まれる。ベースバンドコンピュータ出力信号５８には、同相（Ｉ）および９０°位相のずれた直角位相（Ｑ）信号成分の両方が含まれる。出力信号５８はアナログベースバンド−ＩＦ回路３８内のＤＡＣに入力され、ここでこの信号はアナログ信号に変換されてその後ミキシングの準備のためにローパスフィルタによりフィルタされる。出力信号５８の位相は、ベースバンド−ＩＦ回路３８内に含まれている９０°シフタ（示されていない）、ベースバンド−ＩＦミキサ（示されていない）、および加算器（示されていない）によってそれぞれ調整、ミキシング、および加算される。
【００５５】
加算器はＩＦ信号を送信ＡＧＣ回路３６に出力する。この回路３６では、ミキシングされたＩＦ信号の利得を、送信バンドパスフィルタ３４でフィルタし、ＩＦ−送信ミキサ３２でミキシングしてＲＦとし、送信アンプ２０で増幅し、最終的にデュプレクサ１６とアンテナ１４により無線送信するために調整する。
【００５６】
同様に、受信パス６４内のＩＦ−ベースバンド回路２６にはアナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ）、発振器、およびミキサのような回路（示されていない）が含まれる。受信ＡＧＣ回路２４から出力された受信利得調整信号はＩＦ−ベースバンド回路２６に転送される。この回路２６では、受信利得調整信号がミキシング回路によりベースバンドにミキシングされ、その後ＡＤＣによりデジタル信号に変換される。
【００５７】
ベースバンド−ＩＦ回路３８とＩＦ−ベースバンド回路３６のいずれも第１の発振器６０により提供された発振器信号を採用してミキシング機能を容易にしている。受信ＲＦ−ＩＦミキサ２０および送信ＩＦ−ＲＦミキサ３２は第２の発振器６２から入力された発振器信号を採用する。第１の発振器６０と第２の発振器６２はそれぞれ位相がロックされたループとして構成されてもよい。このループはマスタ基準発振器信号から出力信号を導出する。
【００５８】
当業者であれば、本発明の範囲から逸脱することなく代わりに他のタイプの受信パス６４および送信パス６６を採用してもよいことを認めるだろう。アンプ１８および３０、ミキサ２０および３２、フィルタ２２および３４、ＡＧＣ回路２４および３６、および周波数変換回路２６および３８のようなさまざまな成分が標準的な成分であり、当業者によって容易に構成され、本発明の教示を使用することができる。
【００５９】
ベースバンドコンピュータ２８において、受信ＩおよびＱ信号５６はＣ／ＩおよびＮ_ｔ推定回路１２に入力される。Ｃ／ＩおよびＮ_ｔ推定回路１２はパイロット信号に基づいてＩおよびＱ信号５６の干渉エネルギーを正確に決定し、これに応じてキャリア信号−干渉比を決定する。Ｃ／ＩはＳＮＲに類似しており、より低い干渉および雑音成分を持つ受信ＩおよびＱ信号５６のエネルギーと受信ＩおよびＱ信号５６の干渉エネルギーとの比である。従来的なＣ／Ｉ推定回路では、マルチパス干渉エネルギーの正確な推定ができないことが多い。
【００６０】
Ｃ／ＩおよびＮ_ｔ推定回路１２はレート／電力要求発生回路４４およびＬＬＲ回路４６にＣ／Ｉ信号を出力する。Ｃ／ＩおよびＮ_ｔ推定回路１２はさらに、干渉エネルギーの逆数（１／Ｎ_ｔ）、逆拡散されデカバーされたデータチャネル信号、および逆拡散されデカバーされたパイロットチャネル信号をパス重み付けおよび合成回路４２に出力する。逆拡散されデカバーされたデータチャネル信号はデコーダ４８にも提供され、ここで復号されて制御装置５０に転送される。制御装置５０では、復号信号が処理されて音声またはデータを出力し、あるいは関連基地局（示されていない）に転送するためのリバースリンク信号を生成する。
【００６１】
パス重み付けおよび合成回路４２は、ある仮定の下でデータチャネル信号に対応する受信データ信号のマルチパス成分に関する最適比率パス−合成器重みを計算し、適切なパスを重み付け、複数のパスを合成し、加算され重み付けられたパスをメトリックとしてＬＬＲ回路４６に提供する。
【００６２】
ＬＬＲ回路４６はパス重み付けおよび合成回路４２からのメトリックを使用して、Ｃ／ＩおよびＮ_ｔ推定回路１２から提供されたＣ／Ｉ推定値により最適ＬＬＲおよび軟デコーダ判定値を発生させる。最適ＬＬＲおよび軟デコーダ判定値はデコーダ４８に提供されて、受信データチャネル信号の復号を容易にする。制御装置５０はその後復号データチャネル信号を処理して音声またはデータをスピーカまたは他の装置（示されていない）を通じて出力する。制御装置５０は送信の準備として入力装置（示されていない）からエンコーダ４０へスピーチ信号およびデータ信号を送ることも制御する。
【００６３】
レート／電力要求発生回路４４はＣ／ＩおよびＮ_ｔ推定回路１２から入力されたＣ／Ｉ信号に基づいて、レート制御または電力フラクション要求メッセージを発生させる。レート／電力要求発生回路４４はＣ／Ｉを１組の予め定められたしきい値で比較する。レート／電力要求発生回路４４は異なるしきい値に対するＣ／Ｉ信号の相対的な大きさに基づいてレート要求または電力制御メッセージを発生させる。レート／電力要求発生回路４４の実際の詳細は特定用途向けであり、所定のアプリケーションの要求に適合するよう当業者により容易に決定かつ構成される。
【００６４】
結果的に得られたレート制御または電力フラクション要求メッセージはその後制御装置５０に転送される。制御装置５０はエンコーダ４０により符号化して、送信パス６６、デュプレクサ１６、およびアンテナ１４によりデータレート要求チャネル（ＤＲＣ）を通じて関連基地局（示されていない）に最終的に送信するために、電力フラクションメッセージを準備する。基地局がレート制御または電力フラクション要求メッセージを受信すると、基地局はこれにしたがって送信信号のレートおよび／または電力を調整する。
【００６５】
Ｃ／ＩおよびＮ_ｔ推定回路１２からの正確なＣ／ＩおよびＮ_ｔ推定値はレート／電力要求発生回路４４のパフォーマンスを向上させ、デコーダ４８のパフォーマンスを向上させる。これにより、トランシーバシステム１０および関連遠隔通信システムのスループットおよび効率を向上させる。
【００６６】
図２は、フォワードリンク送信で使用するよう構成された図１のＣ／ＩおよびＮ_ｔ推定回路１２、ＬＬＲ回路４６、およびパス合成回路４２のより詳細な図である。
【００６７】
Ｃ／ＩおよびＮ_ｔ推定回路１２には、左から右かつ上から下の順番に、ＰＮ逆拡散器７０、Ｍ−ａｒｙウォルシュデカバー回路７２、合計受信信号エネルギー（I_o）計算回路７４、第１の定数回路８４、パイロットフィルタ７６、減算器８０、第１のマルチプライヤ８２、パイロットエネルギー計算回路８６、ルックアップテーブル（ＬＵＴ）８８、第２のマルチプライヤ９０、およびＣ／Ｉ累算回路９２が含まれる。Ｃ／ＩおよびＮ_ｔ推定回路１２においてＰＮ逆拡散器７０は図１のＩＦ−ベースバンド２６回路からＩおよびＱ信号５６を受信する。ＰＮ逆拡散器７０はＭ−ａｒｙウォルシュデカバー回路７２およびI_o計算回路７４に入力を並行して提供する。Ｍ−ａｒｙウォルシュデカバー回路７２はパイロットフィルタ７６へ入力を提供し、パス重み付けおよび合成回路４２内の定数分周回路７８に入力を提供する。
【００６８】
エネルギー計算回路７４の出力は減算器回路８０の正の端子に接続している。減算器回路８０の負の端子は第１のマルチプライヤ８２の出力端子に接続している。第１のマルチプライヤ８２の第１の入力は第１の定数回路８４の出力に接続している。第１のマルチプライヤ８２の第２の入力はパイロットエネルギー計算回路８６の出力に接続している。パイロットフィルタ７６はパイロットエネルギー計算回路８６に入力を提供する。
【００６９】
減算器８０の出力はＬＵＴ８８に接続している。ＬＵＴ８８の出力は第２のマルチプライヤ９０の第１の入力とパス重み付けおよび合成回路４２内の第３のマルチプライヤ９４の第１の入力とに並列に接続している。第２のマルチプライヤ９０の第２の入力は第１のマルチプライヤ８２の出力に接続している。第２のマルチプライヤ９０の出力はＣ／Ｉ累算回路９２に接続しており、この回路９２の出力はＬＬＲ回路４６に入力を提供する。
【００７０】
パス重み付けおよび合成回路４２には、第２の定数発生回路９８、第４のマルチプライヤ９６、第３のマルチプライヤ９４、定数分周回路７８、複素共役回路１００、第５のマルチプライヤ１０２およびパス累算回路１０４が含まれる。パス重み付けおよび合成回路４２において、第４のマルチプライヤ９６の第１の端子はパイロットフィルタ７６の出力に接続し、Ｃ／ＩおよびＮ_ｔ推定回路１２内のパイロットエネルギー計算回路８６の入力にも接続している。第４のマルチプライヤ９６の第２の端子は第２の定数発生回路９８に接続している。第４のマルチプライヤ９６の出力は第３のマルチプライヤ９４の第２の入力に接続している。第３のマルチプライヤ９４の出力は複素共役回路１００に入力を提供する。複素共役回路１００の出力は第５のマルチプライヤ１０２の第１の入力に接続している。定数分周回路７８の出力は第５のマルチプライヤ１０２の第２の入力に接続している。第５のマルチプライヤ１０２の出力はパス累算回路１０４の入力に接続している。パス累算回路１０４の出力はＬＬＲ回路４６の第２の入力に接続している。ＬＬＲ回路の出力はデコーダ（図１の４８参照）の入力に接続している。
【００７１】
動作において、ＰＮ逆拡散器７０はＩおよびＱ信号を受信してＬフィンガー、すなわちパス（／）を逆拡散する。ＰＮ逆拡散器７０はチャネルを通じて送信する前にＩおよびＱ信号を拡散するのに使用される擬似雑音シーケンスの逆シーケンスを使用してＩおよびＱ信号を逆拡散する。ＰＮ逆拡散器７０の構成および動作も技術的によく知られている。
【００７２】
逆拡散信号はＰＮ逆拡散器７０から出力され、Ｍ−ａｒｙウォルシュデカバー７２とI_o計算回路７４とに入力される。I_o計算回路７４は合計受信エネルギーI_oをチップごとに計算する。この合計受信エネルギーI_oには望ましい信号成分と干渉および雑音成分との両方が含まれる。I_o計算回路は以下の式にしたがってI_oの推定値I_o^を提供する。
【００７３】
【数２】

ここでNはパイロットバーストごとのチップ数であり、本発明の特定の実施形態では６４である。・はＰＮ逆拡散器７０から出力された受信逆拡散信号を表す。
【００７４】
当業者であれば、I_oは本発明の範囲から逸脱することなくＰＮ逆拡散器７０による逆拡散の前に計算されてもよいことを認めるだろう。例えばIo計算回路７４はＰＮ逆拡散器７０により提供される入力の代わりにＩおよびＱ信号５６から直接の入力を受信してもよく、この場合にはI_oに相当する推定値がI_o計算回路７４の出力で提供されるだろう。
【００７５】
Ｍ−ａｒｙウォルシュデカバー回路７２はデータチャネルと呼ばれる直交データとパイロットチャネルと呼ばれるパイロット信号とを技術的に知られた方法にしたがってデカバーする。本発明の特定の実施形態では、直交データ信号は以下の式で表される、あるデータチャネルに対応している。
【００７６】
【数３】

ここでＭはウォルシュシンボルごとのチップ数であり、E_s,l^はl番目のマルチパス成分の変調シンボルエネルギーであり、θ_l^はデータチャネルsの位相であり、X_tはデータチャネルsの情報搬送成分である。式（２）で表されるデカバーされたデータチャネルはデコーダ（図１の４８参照）に提供され、パス重み付けおよび合成回路４２の定数分周回路７８にも提供される。
【００７７】
例示的な実施形態は異なるウォルシュ符号を有する信号で使用するよう構成されて示されているが、本発明は当業者によって他のタイプの符号で使用するためにも容易に構成させることができる。
【００７８】
パイロットチャネルはパイロットフィルタ７６に出力される。パイロットフィルタ７６はローパスフィルタとして働く平均化フィルタであり、より高い周波数雑音および干渉成分をパイロットチャネルから除去する。パイロットフィルタ７６の出力(p)は以下の式で表される。
【００７９】
【数４】

ここでMはウォルシュシンボルごとのチップ数であり、E_p,l^はl番目のマルチパス成分のパイロットチップエネルギーであり、θ_lはフィルタされたパイロットチャネルpの位相である。
【００８０】
フィルタパイロットチャネルpのエネルギーの推定値はパイロットエネルギー計算回路８６により計算され、式（３）で表すフィルタパイロットチャネルpの複素振幅の自乗である。フィルタパイロットチャネルpの複素振幅の自乗は以下の式で表す予め定められたスケールファクタcで乗算される。
【００８１】
【数５】

ここでI_orは望ましい信号の受信エネルギーであり、すなわち低い雑音および干渉のないI_o成分に等しい。E_pはパイロットチップエネルギーである。スケールファクタcは多くのワイヤレス通信システムにおける既知のフォワードリンク定数である。
【００８２】
スケールファクタcは第１のマルチプライヤ８２によりフィルタパイロット信号pのエネルギーで乗算され、受信信号５６のl番目のマルチパス成分に関連する受信された望ましい信号（I_oのより低い雑音および干渉成分）のエネルギーの正確な推定値I_or,l^を算出する。
【００８３】
正確な推定値I_or,l^は減算器８０によりI_oの推定値から減算され、l番目のマルチパス成分に関連する干渉エネルギー（N_t,l）の正確な測定値を算出する。N_t,lはその後ＬＵＴ８８に提供され、このＬＵＴ８８はパス重み付けおよび合成回路４２内の第３のマルチプライヤ９４と第２のマルチプライヤ９０の第１の入力にN_t,lの逆数を出力する。第２のマルチプライヤ９０の第２の入力は第１のマルチプライヤ８２の出力に接続しており、このマルチプライヤ８２は第２のマルチプライヤ９０の第２の入力端子でI_or,l^を提供する。第２のマルチプライヤ９０は以下の式にしたがってl番目のマルチパス成分に関連するキャリア信号−干渉比すなわち(C/I)_lの正確な推定値を出力する。
【００８４】
【数６】

その後正確なＣ／Ｉ値は、Ｃ／Ｉ累算回路９２により受信信号中のＬ個のパスにわたって累算される。累算されたＣ／Ｉ値はその後ＬＬＲ回路４６とレート／電力要求発生回路（図１の４４参照）とに提供される。
【００８５】
パス重み付けおよび合成回路４２において、第４のマルチプライヤ９６は第２の定数発生回路９８により提供された定数kでフィルタパイロット信号pを乗算する。定数kは以下の式にしたがって計算される。
【００８６】
【数７】

ここでE_sは変調シンボルエネルギーであり、E_pはパイロットシンボルエネルギーであり、Ｍは上述したチップごとのウォルシュシンボルの数である。E_s対E_p比はリバースリンク送信とフォワードリンク送信の両方に対する既知の定数であることが多い。
【００８７】
第４のマルチプライヤ９６の出力は以下の式で示されるチャネル係数(α^)の推定値を提供する。
【００８８】
【数８】

ここでE_s,l^はl番目のマルチパス成分の変調シンボルエネルギーの推定値であり、θ_l^はパイロット信号の位相の推定値である。チャネルα^はパイロットフィルタ７６の出力の複素振幅のスケーリングされた推定値である。
【００８９】
チャネル推定値はその後第３のマルチプライヤ９４によりl番目のマルチパス成分に関連する干渉エネルギーN_t,lの逆数で乗算される。干渉エネルギーN_t,lには干渉および雑音成分の両方が含まれる。複素共役回路１００はその後第３のマルチプライヤ９４の出力の共役を計算し、これは最大比率パス合成器重みを表す。最大比率パス合成器重みはその後第５のマルチプライヤ１０２により分周回路７８から出力された対応データシンボルで乗算される。データシンボル(d)は以下の式で表される。
【００９０】
【数９】

各変数は式（２）および（７）で与えられている。
第５のマルチプライヤ１０２の出力は最適に重み付けられたデータ信号を表し、その後パス合成回路１０４によりこの信号を有するＬ個のパスにわたって累算される。結果として最適に合成されたデータ信号はＬＬＲ回路４６に提供され、デコーダ（図１の４８を参照）に対する最適な軟デコーダ入力の計算を容易にする。
【００９１】
当業者であれば第１の定数発生回路８４と第２の定数発生回路９８とによりそれぞれ提供される定数cおよびkが、本発明の範囲から逸脱することなく式（３）および式（６）により表されている定数以外の定数または変数であってもよいことを認めるだろう。
【００９２】
図３はリバースリンク送信のために最適化された正確な干渉エネルギー計算回路１１０の図であり、図２のパス重み付けおよび合成回路４２とＬＬＲ回路４６とを含んでいる。
【００９３】
干渉エネルギー計算回路１１０の動作はＮ_ｔの計算を除いて図２のＣ／ＩおよびＮ_ｔ推定回路１２の動作と類似している。干渉エネルギー計算回路１１０には、ＰＮ逆拡散器７０、Ｍ−ａｒｙウォルシュデカバー回路７２、およびパイロットフィルタ７６が含まれる。Ｍ−ａｒｙウォルシュデカバー回路７２はＰＮ逆拡散器７０から出力された逆拡散ＩおよびＱ信号サンプルからパイロットチャネルとデータチャネルとをデカバー、すなわち抽出する。
【００９４】
干渉エネルギー計算回路１１０において、パイロットチャネルはパイロット減算器回路１１２の正の入力とパイロットフィルタ７６とに提供される。パイロットフィルタ７６はパイロットチャネル内の雑音および干渉成分を抑制し、パイロット減算器回路１１２の負の入力にフィルタされたパイロット信号を提供する。パイロット減算器回路１１２はフィルタされたパイロットチャネルからパイロットチャネルを減算し、送信基地局（示されていない）と干渉エネルギー計算回路１１０が使用されているトランシーバシステム（図１の１０を参照）との間のチャネルによって導入される、シンボルごとに干渉および雑音を表す信号を出力する。各シンボルに対する干渉および雑音のエネルギー(N_t,l)は以下の式にしたがって干渉エネルギー計算回路１１４により計算される。
【００９５】
【数１０】

ここでＭはウォルシュシンボルごとのチップ数であり、Nはパイロットバースト中のチップ数（６４チップ）であり、・はパイロット減算器回路１１２の出力である。
【００９６】
図２の第１の定数発生回路８４により提供される定数値cが未知のときに干渉エネルギー計算回路１１０が採用される。これは多くのリバースリンクアプリケーションに当てはまる。
【００９７】
図４は、図２の正確な干渉エネルギー推定回路と最大比率パス合成回路それぞれの代替実施形態１２０および１２２を示す図であり、フォワードリンクで使用するよう構成されている。代替Ｃ／ＩおよびＮ_ｔ推定回路１２０には、パイロットエネルギー計算回路８６とパイロット信号マルチプライヤ１２６の入力とに並列に接続されたパイロットフィンガーフィルタ１２４が含まれる。パイロットエネルギー計算回路８６の出力はＬＵＴ８８とパイロットエネルギー信号マルチプライヤ１２８の入力とに並列に接続されている。
【００９８】
ＬＵＴ８８の出力はパイロットエネルギー信号マルチプライヤ１２８の別の入力とパイロット信号マルチプライヤ１２６の別の入力とに並列に接続されている。パイロットエネルギー信号マルチプライヤ１２８の出力はＣ／Ｉパス累算回路１３０に入力される。Ｃ／Ｉパス累算回路１３０の出力は図１のレート／電力要求発生回路４４の入力と汎用型デュアル最大回路１３２の入力とに並列に接続されている。
【００９９】
パイロット信号乗算器１２６の出力は内積回路１３４の入力に接続されている。内積回路１３４の別の入力は図３のＭ−ａｒｙウォルシュデカバー回路７２の出力に接続されている。内積回路１３４の出力はＩおよびＱ信号デマルチプラクサ（ＤＥＭＵＸ）１３６の入力に接続されている。ＩおよびＱ信号ＤＥＭＵＸ１３６は直角位相出力(Y_Q)と同相出力(Y_I)とを提供し、ＩおよびＱＤＥＭＵＸ１３６の直角位相出力(Y_Q)と同相出力(Y_I)は汎用型デュアル最大回路１３２の入力に接続している。汎用型デュアル最大回路１３２の同相メトリック(m_I)と直角位相メトリック(m_Q)はＬＬＲ回路（図１、２および３の４６を参照）に接続している。ＩおよびＱＤＥＭＵＸ１３６は直角位相出力(Y_Q)と同相出力(Y_I)とを提供し、ＩおよびＱ信号ＤＥＭＵＸ１３６の直角位相出力(Y_Q)と同相出力(Y_I)は汎用型デュアル最大回路１３２の入力に接続している。
【０１００】
動作において、パイロットフィンガーフィルタ１２４は図３のＭ−ａｒｙウォルシュデカバー回路７２の出力から逆拡散パイロット信号を受信し、以下の式にしたがってフィルタ信号(p)を出力する。
【０１０１】
【数１１】

ここでP_lは受信パイロット信号のl番目のマルチパス成分に関連したパイロット信号であり、I₀は以下の式で定義されるチップごとの合計受信エネルギーである。
【０１０２】
I₀=I_or,l+N_{t,l （１１）}
ここでN_t,lは上述のように受信信号のl番目のマルチパス成分に関連する干渉および雑音成分を表し、I_orはl番目のマルチパス成分に関連する受信信号の望ましい成分のエネルギーを表す。
【０１０３】
フィルタ信号pはパイロットエネルギー計算回路８６に入力される。ここで信号pの大きさが自乗されてＬＵＴ８８に出力される。ＬＵＴ８８は自乗された信号p²を１から減算し、その結果を反転して以下の式を成立させる。
【０１０４】
【数１２】

ここでP_lおよびI₀は式（１０）と（１１）により与えられている。N_t,lは上述のようにl番目のマルチパス成分に関連する受信信号の干渉および雑音成分に関連したエネルギーを表す。|P_l|²はI_orの正確な推定値を提供する。
【０１０５】
ＬＵＴ８８の結果として得られた出力はパイロットエネルギー信号マルチプライヤ１２８によりパイロットエネルギー計算回路８６の出力で乗算され、図１のシステム２０が受信するl番目のマルチパス成分に対する正確なＣ／Ｉ値を算出する。Ｃ／Ｉ値はＣ／Ｉパス累算回路１３０により受信信号を有するＬ個のマルチパスにわたって加算される。Ｃ／Ｉパス累算回路１３０は合計Ｃ／Ｉの正確な推定値を図１のレート／電力要求発生回路４４とデュアル最大計算回路１３２とに提供する。
【０１０６】
パイロット信号マルチプライヤ１２６はパイロットフィンガーフィルタ１２４の出力とＬＵＴ８８の出力とを乗算し、以下の出力(y)を算出する。
【０１０７】
【数１３】

ここで各変数は式（１２）により与えられている。
パイロット信号マルチプライヤ１２６の出力は式１３で与えられているように内積回路１３４に提供される。内積回路１３４は図２のＭ−ａｒｙウォルシュデカバー回路７２からデータ信号(d)を入力として受信する。本発明の実施形態ではデータ信号dは以下の式で表される。
【０１０８】
【数１４】

ここでX_lは図１のシステム２０が受信する信号のl番目のマルチパス成分に関連する直角位相振幅変調（ＱＡＭ）信号であり、I₀は式（１１）で与えられている。
【０１０９】
図４のシステムは、図４のシステムが自動利得制御回路（図１参照）によるスケーリングを明確に示している点を除き、図２のシステムと同様のアルゴリズムを構成している。図４のシステムは図２のようにI_oを明確に計算することなく(I_or,l)/(I_o)を(I_or,l)/(N_t,l)と(N_t,l)/(I_o)の逆数とに変換するために使用されるＬＵＴ８８ことを示している。(I_or,l)/(I_o)は図４のパイロットエネルギー計算回路８６からの出力として(|P_l|²)/(I_o)にほぼ等しく、E_p/I_or=1のときE_p/I_oに等しい。ここでE_pは上述のパイロットシンボルエネルギーである。
【０１１０】
内積回路１３４は信号ｄと信号ｙの内積をとる。信号ｄと信号ｙはそれぞれ式（１４）と（１３）で定義されており、以下の式にしたがって出力信号（Y）を提供する。
【０１１１】
【数１５】

ここでＬはマルチパスの合計数であり、lはカウンタでありＬ個のマルチパスの特定のlパスを表す。Y_lは受信データ信号の同相成分を表し、Y_Qは受信データ信号の特定の直角位相成分を表す。他の変数、すなわちX_l, P_l, N_t,lは式（１３）と（１４）で与えられている。
【０１１２】
ＤＥＭＵＸ１３６は、汎用型デュアル最大回路１３２へ提供される別々のパス上で式（１５）により定義される出力ＹのＩ（Y_I）とＱ（Y_Q）成分を選択的に切り換える。この汎用型デュアル最大回路１３２はこれに応じてメトリックm_I^とm_Q^をそれぞれ図１のＬＬＲ回路４６へ出力する。
【０１１３】
図５は、図２の正確なＣ／ＩおよびＮ_ｔ推定回路１２で使用するよう構成され、干渉エネルギーの推定値（Ｎ_ｔ）を向上させるフレームアクティビティ制御（ＦＡＣ）回路１４０の図である。
【０１１４】
図２および図５を参照すると、ＦＡＣ回路１４０はＬＵＴ８８の入力で図２のＣ／ＩおよびＮ_ｔ推定回路１２に挿入されてもよい。ＦＡＣ回路１４０は減算回路８０の出力からのN_t,lと、Ｍ−ａｒｙウォルシュデカバー７２から出力されたデータチャネルと、第１のマルチプライヤ８２の出力とを受信し、N_t,lの新しい推定値すなわちN_t ^Dataを出力する。この新しい推定値はパイロットインターバル中にブロードキャストし、データインターバル中にはブロードキャストしない基地局があるという事実のために修正された干渉（雑音を含む）推定値である。パイロットインターバル中にブロードキャストする基地局はチャネルに関連しパイロットチャネルを通じて測定された雑音および干渉の一因となる。データインターバル中にはブロードキャストしないがパイロットインターバル中にはブロードキャストする基地局がある場合、パイロットインターバルに基づくチャネル雑音および干渉の推定値は過大となる。すなわちN_t,data<N_t,pilotおよび(C/I)_data<(C/I)_pilotとなる。
【０１１５】
基地局によってブロードキャストされる波形にはＦＡＣビットが含まれる。ＦＡＣビットは図１のシステム１０のような移動局に対して関連パイロット信号のトラフィックチャネルが次のハーフフレームに続くハーフフレーム中に送信しているか否かを示す。ＦＡＣビットが例えば論理１に設定されている場合、フォワードトラフィックチャネルは非アクティブとなるだろう。ＦＡＣビットがクリア、すなわち論理０に対応する場合、対応フォワードチャネルは非アクティブである。ｉ番目の基地局に対するハーフフレームn中に送信されるＦＡＣビット、すなわちFAC_i(n)は次のフレームすなわちハーフフレーム(n+2)に対するフォワードデータチャネルアクティビティを特定する。
【０１１６】
ＦＡＣビットの使用はパイロットインターバル中にブロードキャストしてデータインターバル中にはブロードキャストしない基地局がある通信システムにおけるＣ／Ｉ推定値を向上させる。結果として、ＦＡＣビットの使用により図１のレート／電力要求発生回路４４により実現されるような優れたデータレート制御がもたらされる。ＦＡＣビットの使用は、ハーフフレームn+1で始まりＦＡＣビットを通じて基地局の非アクティビティに対処するデータレート制御メッセージに基づく８スロットまでのデータチャネル送信を確実に有効とすることも助ける。
【０１１７】
ＦＡＣ回路１４０は以下の式にしたがいデータインターバル中にはブロードキャストしない基地局から干渉の原因を除去する。
【０１１８】
【数１６】

ここでiは基地局のインデックス、すなわちN_t,i ^Dataが推定されているセクタである。ｊはカウントされた各基地局だけ増加するカウンタである。N_t,i ^Dataはl番目のマルチパス成分に対する干渉エネルギーを表し、ｊ番目の基地局に対するデータ送信に関連付けられている。同様に、N_t,i ^Piloはl番目のマルチパス成分に対する干渉エネルギーを表し、ｊ番目の基地局に対するパイロット送信に関連付けられている。I_or,j^はｊ番目の基地局から受信された望ましい信号成分のエネルギーである。
【０１１９】
本発明の教示に接すれば、当業者ならば必要以上の実験を行うことなくＦＡＣ回路１４０を容易に構成することができるだろう。
【０１２０】
パイロットインターバル中に干渉エネルギーN_tが推定されているときには、図１のトランシーバシステム１０と通信するすべての基地局はフルパワーで送信している。特定の基地局がパイロットインターバルの前後のデータインターバル中に待機状態である場合、大きなマルチパス拡散が存在し、基地局からの干渉は別の基地局からのパイロット信号の期間全体においては受信されないようにすることができる。結果的にN_tの推定値が不正確となるのを避けるため、基地局はパイロットバーストの前後および待機データインターバル中に待機スカート信号を送信する。待機スカート信号の長さはチャネルに関連した予想されるマルチパス拡散よりも長い。好ましい実施形態では、待機スカート信号の長さは最短０から最長１２８チップの間で構成することができる。
【０１２１】
図６はアクティブスロット１５０および待機スロット１５２を示す例示的なタイミングの図である。パイロットスカート１５４は第１のパイロットバースト１５６の前後かつ待機スロット１５２の間に示されている。第１のパイロットバースト１５６はアクティブスロット１５０内の第２のパイロットバースト１５８に対応している。
【０１２２】
ＦＡＣ信号１６４すなわちリバース電力制御チャネル（ＲＰＣ）信号も待機スロット１５２中の第３のパイロットバースト１６０の前後に示され、アクティブスロット１５０内の第４のパイロットバースト１６２に対応している。
【０１２３】
図７はトラフィックチャネル信号１７０、パイロットチャネル信号１７２、ＦＡＣ信号１７８、および図６のスロットの待機チャネルスカート信号１８０を示す例示的なタイミングの図である。
【０１２４】
ＩＩ．平均自乗誤差の空間最小化
ＨＤＲシステムのようなＣＤＭＡワイヤレス通信システムにおいては、レイク受信機を組み込んで時間ダイバーシティを達成するのが望ましい。ここでレイク受信機は上述のように経時変化マルチパス伝搬からのエネルギーを合成する。複数の受信機アンテナにより受信ダイバーシティを実現して空間ダイバーシティを達成し、各アンテナでの受信信号エネルギーのマルチパスフェードを克服することも望ましい。さらに、レイク受信機に対する合成器重みの適切な選択および複数のアンテナ受信機の構成は、空間ドメインにおける干渉の抑制を考慮する。
【０１２５】
図８は空間−時間解のためのワイヤレス通信システムに対する合成係数（すなわち各受信アンテナの各パスまたはレイクフィンガー）を計算する技術を採用したＨＤＲ通信可能なワイヤレス通信システムを示す。このシステムはフルパワーで送信される時間ゲート化パイロット信号を持つＣＤＭＡ波形に取り入れられている。パイロット信号は重みを決定するか受信機を訓練するために使用され、重みはトラフィックおよびレイク受信機により受信され処理される他の信号を処理するために適用される。
【０１２６】
図８は基地局（ＢＳ）２０２、複数の移動局（ＭＳ）２０４、２０６を有するワイヤレス通信システム２００を示す。情報シンボルは送信信号としてＢＳ２０２からＭＳ２０４、２０６に送信される。シンボルy[n]は情報を搬送し、通信のアルファベットが考慮されてもよい。シンボルはパイロットシンボルまたはデータシンボルであってよい。例えば１６直角位相振幅変調（ＱＡＭ）タイプの変調スキームを使用するシステムで、シンボルはそれぞれ４ビットの情報に基づいている。直角位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）タイプの変調を使用するシステムでは、シンボルはそれぞれ２ビットの情報に基づいている。シンボルは信号x(t)または連続時間波形として通信チャネルを通じて送信される。受信機で受信された信号には通信チャネルにより加えられるだけでなく送受信処理により加えられる雑音および干渉を含むすべての原因となるものも含まれている。受信信号は受信機でサンプル化される。ここでサンプルはサンプリング期間T_sを持つサンプリングレートで取得される。サンプルx(nTs)は周期的な時点で信号値を表す。受信機はパイロットシンボルに関する予備的情報を有しているが、受信機はデータシンボルのアプリオリな情報は有していない。受信サンプルに基づいて、受信機はシンボル推定値y’を発生させる。
【０１２７】
受信機はパイロットシンボルを使用してデータシンボル推定値を決定する。例示的な実施形態では、ＨＤＲシステムは時間ゲート化パイロットを有し、ここでパイロットはフルパワーで送信される。図１４はデータおよびパイロット送信が相互に排他的であり、このことにより受信データシンボルを推定する準備のために、受信機を訓練するためにパイロット信号を使用できるようにする１つの実施形態を示す。受信機はパイロットシンボルのアプリオリな情報を利用して送信チャネルのシグネチャを決定する。パイロットが受信機にアプリオリに知られた時間で発生し、パイロットが受信機にアプリオリに知られたエネルギーレベルで送信されるので、パイロットは訓練のために有用な情報を提供する。チャネルに関連したシグネチャは所定のパスに関する送信信号の変化を追跡する。シグネチャは送信チャネルと受信機の処理効率とを考慮する。この議論を通じて、シグネチャは各パスに関連した個々のc _iからなるベクトルcとして与えられる。
【０１２８】
図８に示すように、ＢＳ２０２はパイロットおよびデータシンボルをＭＳ２０４、２０６に送信する。特定の構成にしたがうと、ＢＳ２０２はさまざまな情報を送信することができ、ページングシンボル、同期シンボル、他のトラフィックシンボルなどが含まれるがこれらに限定されない。ＢＳ２０２はシンボルを信号として送信する。ここでＢＳ２０２からの所定の信号送信は複数の送信パスを形成する。第１のダイレクトパス２１２はＢＳ２０２からＭＳ２０４に対して生じ、第２のダイレクトパス２１４はＢＳ２０２からＭＳ２０６に対して生じている。ＢＳ２０２からの送信信号はエコーがこの環境中の構造物からはね返るときにマルチパスを形成する。マルチパス２１６、２１８は送信信号が地理的構造物２１０を経験するときに形成される。マルチパス２２０、２２２は送信信号が建造構造物２０８を経験するときに形成される。ここでエコーが構造物２０８ではね返る。ＭＳ２０４、２０６のそれぞれはこのようにして形成されたマルチパスを受信し、さまざまな受信信号の中から区別しなければならない。地理的構造物２１０および建造物構造物２０８は無線システム環境内の任意の構造物または建造物であってよい点に留意されたい。ＭＳ２０４について、パス２１２はPATH1として参照され、パス２１６はPATH2として参照され、パス２２２はPATH3として参照される。同様に、ＭＳ２０６について、パス２１４はPATH1として参照され、パス２１８はPATH2として参照され、パス２２２はPATH3として参照される。
【０１２９】
一連のデータシンボルy[n]が通信チャネルを通って受信機に送信される通信システムについて検討する。図９において、ＭＳ２０４は複数のアンテナを有する。各アンテナのプリプロセッサ（示されていない）は一般的に、無線受信機、無線周波数（ＲＦ）−ベースバンド変換、受信機ローパスフィルタリング、自動利得制御（ＡＧＣ）、およびＡＤＣを備えている。プリプロセッサ出力における複素信号の同相（I）および直角位相（Ｑ）サンプルはベースバンドプロセッサに入力される。上記で一例が示されたシンボル推定値が各パス−アンテナ合成に対して決定されるＭＲＣ計算とは対照的に、ＭＳ２０４は平均自乗誤差の最小化（ＭＭＳＥ）アプローチを用いてシンボル推定値を決定する。ＭＭＳＥ方法はパス特定合成器重みを発生させる。システムを定義する（ＡＬ×ＡＬ）マトリクスは以下で説明される図１２Ｂで示すようにＬ（Ａ×Ａ）マトリクスに小さくなる。再び説明すると、Ｌは図８で示したようにパスの数であり、Ａは受信アンテナの数である。例示的な実施形態は、３つのパスと２つの受信アンテナの設定を検討しているが、代替実施形態は任意の構成からなっていてもよい。この構成には、所定の通信リンクが１つの送信アンテナと１つの受信アンテナを持つ単一入力単一出力（ＳＩＳＯ）、所定の通信リンクが１つの送信アンテナと複数の受信アンテナを持つ単一入力多重出力（ＳＩＭＯ）、所定の通信リンクが１つ以上の送信アンテナと１つの受信アンテナを持つ多重入力単一出力（ＭＩＳＯ）、所定の通信リンクが１つ以上の送信アンテナと１つ以上の受信アンテナを持つ多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）が含まれる。
【０１３０】
ＭＭＳＥ方法により、ＭＳ２０４は複数のアンテナで受信される信号を考慮することによって各パスに対するシンボル推定値を発生させることができる。ＭＳ２０４は２つのアンテナ２３０、２３２を有し、レイク受信機２３４、２３６にそれぞれ結合している。各レイク受信機は異なる送信パスを識別する３つのフィンガーを持つ。これら３つのフィンガーのそれぞれは、パスの１つずつに対応している。例えば、レイク受信機２３４と２３６において、フィンガーはパス２１２、２１６、２２０すなわちPATH1,PATH2,PATH3を追跡する。パス２１２、２１６、２２０はレイク受信機２３４でそれぞれ受信されるPATH1,PATH2,PATH3の一種である点に留意されたい。代替実施形態が任意の数のアンテナと受信機を有していてもよい点にも留意されたい。
【０１３１】
引き続き図９のＭＳ２０４において、レイク受信機２３４とレイク受信機２３６の両方からのPATH1信号はユニット２３８により処理される。PATH2信号はユニット２４０により処理され、PATH3信号はユニット２４２により処理される。このようにしてＭＳ２０４は合成器重みと他のパラメータの決定のために各パスを分析する。代替実施形態では合成器重みを発生させるために他のパラメータが使用されてもよく、同様に合成器重みはＭＳ２０４やシステム２００で使用されるようにさらに他のパラメータを発生するために使用されてもよい点に留意されたい。
【０１３２】
引き続き図９において、ユニット２３８、２４０、２４２は各PATH1, PATH2, PATH3についてシンボル推定値y’_iとＳＮＲ値とをそれぞれ発生させる。ユニット２３８はy’₁とＳＨＲ₁を発生させ、ユニット２４０はy’₂とＳＮＲ₂を発生させ、ユニット２４２はy’₃とＳＮＲ₃を発生させる。シンボル推定値は加算ノード２４２で合成され、合成推定値y’として出力される。ＳＮＲ値は加算ノード２４４で合成され、合成ＳＮＲとして出力される。これらの値はその後ＭＳ２０４内での別の処理に使用することができる。１つの実施形態では、ＭＳ２０４はチャネル環境の統計分析のような別の処理のためにＳＮＲおよび／または合成推定値y’をＢＳ２０２に提供する。
【０１３３】
図１０は図９のユニット２３８を示す。パイロット信号インジケータがユニット２３８の制御を提供する。一連のデータサンプルx₁はレイク受信機２３４の１つのフィンガーによりユニット２３８に提供される。一連のデータサンプルx₂はレイク受信機２３６の１つのフィンガーによりユニット２３８に提供される。データサンプルx₁およびx₂はPATH1に関連づけられている。ユニット２４０、２４２も同様に構成されている。各レイク受信機２３４、２３６は３つのフィンガーを持ち、各フィンガーはパスに対応している。各フィンガーにより処理されるサンプルはユニット２３８、２４０、２４２の１つに提供される。図１１はユニット２３８の詳細な説明を提供する。
【０１３４】
ユニット２３８には、相互相関計算ユニット２５０、重み計算ユニット２５２、空間シグネチャ発生器２５４、およびＳＮＲ計算ユニット２５８が含まれる。データサンプルx₁およびx₂はユニット２５０、２５４に提供される。相互相関計算ユニット２５０は受信データサンプルx₁およびx₂に基づいて受信信号自己相関マトリクスを決定する際に使用するための値を発生させる。ユニット２５０はＭＳ２０４のすべてのアンテナ、本実施形態では特にアンテナ２３０と２３２との間の相互相関E_CROSSを発生させる。さらに、ユニット２５０は各パスに対する期待値E_TOTAL-1、E_TOTAL-2をそれぞれ発生させる。
【０１３５】
引き続き図１１で値E_CROSS、E_TOTAL-1、およびE_TOTAL-2が重み計算ユニット２５２に提供される。ユニット２５０は図１２で与えられるような自己相関マトリクスR_xxを形成する。図１２は自己相関マトリクスを発生させるために１つの実施形態で使用される式を提供する。雑音相関R_nnは自己相関マトリクスR_xxとシグネチャとの関数として決定される。１つの実施形態にしたがったRnnの計算は図１２で示される。さらに、ユニット２５２はPATH1に適用されるべき重みw ₁を発生させる。重み計算は雑音相関と空間シグネチャc₁とを使用する。空間シグネチャc ₁は空間シグネチャ発生器２５４により発生する。この発生器２５４はシグネチャベクトルc ₁を重み計算ユニット２５２とＳＮＲ計算ユニット２５８とに提供する。このＳＮＲ計算ユニット２５８はPATH1に関連するＳＮＲ₁を発生する。重み計算ユニットは重みベクトルw ₁をＳＮＲ計算ユニット２５８に提供する。
【０１３６】
ユニット２５２は重みw ₁をPATH1上で受信したデータサンプルへの適用のためにマルチプライヤ２５６に提供する。その後２３０からのデータサンプルx₁とアンテナ２３２からのデータサンプルx₂も計算された重みw ₁の適用のためにマルチプライヤ２５６に提供される。マルチプライヤ２５６はy’₁とラベル付けされたPATH1に対する推定値を出力する。ユニット２４０および２４２の動作はPATH2およびPATH3に関するユニット２３８の動作と同様である。
【０１３７】
パスごとに合成器重みを計算する方法はハードウェア、ソフトウェア、および／またはファームウェアで実行することができる。ユニット２３８、２４０、２４２内の各モジュールの動作はデジタル信号プロセッサまたは他の処理ユニットで実現することができる。ワイヤレス通信システムにおいて合成器重みを計算する方法３００が図１３で示される。ＭＳはステップ３０２で送信信号を受信する。受信信号はデジタルドメインに変換されてデータサンプルを形成する。データサンプルからＭＳはすべての受信アンテナを考慮した相互相関を計算する。
【０１３８】
引き続き図１３において、共通パスに対する複数のアンテナの相互相関は図１２のように与えられる。ステップ３０６で、受信機は図１２で与えられたように各アンテナに対する信号期待値E_TOTALを計算する。自己相関マトリクスのすべての要素が計算されると、受信機は所定のパスの受信信号に関する自己相関マトリクスR_xxを構築する。自己相関マトリクスは図１２で与えられる。ステップ３１０で受信機は受信信号の雑音相関マトリクスを計算する。雑音相関マトリクスは自己相関マトリクスからシグネチャマトリクスを引いたものに等しい。ここでシグネチャマトリクスはヘルミート値で空間シグネチャを乗算することによって形成される。最後に受信機は所定のパスに関する重みを計算する。
【０１３９】
基本的に方法３００は相関を計算して雑音自己相関マトリクスと望ましいシグネチャとを推定する。このＭＭＳＥアプローチはマトリクス反転によりパス合成器重みごとのＭＭＳＥを計算する。計算された重みはその後受信機のすべての受信アンテナに対するレイク受信機フィンガーからの信号パスを合成するために使用される。さらにＳＮＲ推定値は望ましい信号シグネチャとＭＭＳＥ重みとに基づいて計算される。ＳＮＲ推定値はレートおよび／または電力制御のために使用されてもよい。ＬＬＲはＳＮＲ推定値とＭＭＳＥ合成信号パスとに基づいて計算されてもよい。ＬＬＲはチャネルデコーダ回路（示されていない）に与えられる。
【０１４０】
ＰＮ拡散とウォルシュカバーリングを備えたＣＤＭＡシステムにおいては、異なるパスに関連した干渉がすべてのアンテナに関して非相関であるが、同一パスに関連した干渉は異なるアンテナ間で相関であると仮定するのが合理的といえる場合が多い。この仮定により、Ｌ個のパスのそれぞれに対するＡ個の合成器重みを別々に計算して、図１２Ｂで示すようにＬ個の異なるＡ×Ａマトリクスに反転することが可能である。このような計算はＬ個のパスのそれぞれに対する空間ＭＭＳＥ重み、すなわち異なるパス上の非相関な干渉に対する空間ＭＭＳＥのためのものである。結果として得られた自己相関マトリクスの１つの実施形態は図１２Ｂで示されており、各パスは自己相関マトリクスの対角上により小さなマトリクスを持つ。ＭＲＣ方法よりもまだなお複雑ではあるものの、これらのより小さなマトリクスはフルマトリクスよりもより処理しやすく、反転させやすい。したがって、Ｌ（Ａ×Ａ）マトリクス反転に対する問題を減らすことができる。
【０１４１】
再び図９を参照し、２つのアンテナとアンテナごとにＬ本のレイクフィンガーを持つ受信機について異なるパスに関連した干渉は非相関であると仮定する。l番目のパスに関して、以下の式により２×１の複素合成ベクトルｗ _lを計算する。
【０１４２】
【数１７】

ＣＤＭＡシステムがＰＮ拡散とウォルシュカバーリングを有するとき、ベースバンドプロセッサは、ａ番目のアンテナとl番目のパスに対するほぼ補間されおよび／または調整したベースバンドサンプルをまずＰＮ逆拡散してその後ウォルシュデカバーし、チップレートサンプルZ_a,l[n]を算出する。空間シグネチャは、Ｎ−チップパイロットインターバルに対応する受信サンプルをパイロットフィルタリングすることにより計算される。
【０１４３】
【数１８】

受信信号の自己相関マトリクスは以下の式のようにＮ−チップパイロットインターバルから計算される。
【０１４４】
【数１９】

雑音自己相関マトリクスは受信信号の自己相関マトリクスから空間シグネチャの外積を減算することによって計算される。
【０１４５】
【数２０】

合成器重みを計算するためにR_nn,lが反転されるが、連続したパイロットバーストからR_nn,lを平均化またはフィルタし、その結果の平均化またはフィルタ化マトリクスを反転することも可能である。２×２R_nn,lを反転しl番目のパスに対するＭＭＳＥ合成器重みを計算し、単純結果を使用することは、以下の式となる。
【０１４６】
【数２１】

これによりマトリクス反転が効率的に計算される。
【０１４７】
l番目のパスに対するＳＮＲを以下のように計算することもできる。
SNR_l=wl ^H c _l （２２）
雑音がパス間で非相関的であることを前提にすると、合計SNRは以下の和から求められる。
【０１４８】
【数２２】

ＭＭＳＥ合成された信号は以下の式により与えられる。
【０１４９】
【数２３】

チャネルデコーダに与えられるＬＬＲは式（１５）で計算されたＳＮＲと式（２４）で計算される合成信号パスとに基づく。
【０１５０】
受信チップレートサンプルが以下のように与えられる代替実施形態を検討する。
【０１５１】
【数２４】

u_l[n]はl番目のレイクフィンガーにより追跡されているＰＮ拡散データ信号を表す。このモデルはすべての干渉パスと他の基地局の信号がＬ個のレイクフィンガーによって追跡されている場合に生じる。ＰＮ拡散データがすべてのパスE{u_l[n]}=0と非相関のE{u_l[n] u_p[m]}=δ_l,pδ_m,nのゼロ平均であると仮定すると、受信信号の自己相関マトリクスはすべてのパスに対して同一である。すなわち、
【０１５２】
【数２５】

雑音自己相関マトリクスR_nn,lは一般的にパスごとに異なる。なぜなら、パスの原因は式（２０）ごとに除去されるからである。この実施形態ではすべてのフィンガーに対してσ_N ²を推定し、
【０１５３】
【数２６】

を計算することにより、パスごとの空間ＭＭＳＥ係数の計算することができる。この処理がすべての望ましくかつ干渉しているマルチパスを追跡する場合、式（１９）の対角にない項を推定することは必ずしも必要でないことに留意されたい。
【０１５４】
上述した受信信号の各推定方法はさまざまな仮定を用いている。ＭＲＣアプローチはすべての雑音を互いに無関係であると考えている。このような仮定は特に音声通信システムに適用することができ、ここでパイロットに対する信号の比率は高い。ＣＤＭＡまたは拡散スペクトルタイプシステムにおいて他のユーザが雑音として扱われると仮定するのは合理的である。しかしながらデータ通信システムではこの仮定がいつも正確とはかぎらない。したがってＭＭＳＥアプローチがＨＤＲ環境においてより正確かつ効率的であるということが証明できる。ＭＲＣ方法とは対照的にＭＭＳＥアプローチはチャネルごとに実行され、各受信アンテナ上で受信されたエネルギーのすべてを考慮している。ＭＭＳＥアプローチは適応フィルタを訓練するのにフルパワーのパイロットを使用し、その結果の値を受信データに適用する。ＭＭＳＥアプローチはＣ／Ｉ推定値を向上させ、これにより、より正確かつ効率的なデータレート制御（ＤＲＣ）決定を可能にする。ＭＭＳＥは重みと結果の信号の推定値も向上させる。ＭＲＣアプローチと同じく、ＭＭＳＥアプローチも互いに無関係な雑音を前提にしている。
【０１５５】
ＩＩＩ．ＣＤＭＡタイプパイロットへのＭＭＳＥアプローチ
合成器重みを決定する空間ＭＭＳＥアプローチを、パイロットがトラフィック信号のような他の信号と同時に送信されるシステムに適応させるのが望ましい。ｃｄｍａ２０００タイプのシステムでは、パイロット信号は連続的に送信され、トラフィック情報と送信機の電力を共有する。パイロット信号が時間ゲートされていない、すなわち時分割多元化されていないシステムでは、パイロットエネルギーの抽出は簡単ではない。１つの例はＣＤＭＡタイプシステムであり、これはパイロット信号または送信機および受信機によってアプリオリに知られた他の信号を有している。すなわちこのシステムは時間ゲートされていない、つまり他の信号と時間多重化されていない。
【０１５６】
このような拡散スペクトルシステムに適用することのできる代替実施形態は上述の式（２３）の類似形を考慮することにより実現される。
【０１５７】
【数２７】

ここでsは空間シグネチャである。共分散項は雑音の自己相関R_nnと類似である。式の右辺の第１の項は信号の自己相関R_xxと類似である。式の右辺の第２の項には、他のチャネルのエネルギーに対するパイロット信号の相対エネルギーを表す第１の項と、補正項を表す第２の項とが含まれる。式（２８）で与えられるようにxはサンプル値、mは時間インデックス、dはデータシンボル、Nはウォルシュ符号長である。式（２８）の共分散は逆拡散前の信号の相関に基づく。逆拡散信号は以下のように与えられる。
【０１５８】
【数２８】

空間シグネチャはパイロットチャネルを逆拡散およびデカバーする。すなわちＣＤＭＡシステムではパイロット信号または他の既知の信号をフィルタリングすることにより計算され、以下のように与えられる。
【０１５９】
【数２９】

ここでパイロットチャネルについてl=0である。
この相関を決定するために、以下の期待値が考慮される。
【０１６０】
【数３０】

さらに
E[P_i[n]・P_i[n’]]=δ_{i,l ’}・δ_{n,n ’ （３２）}
ここでPはＰＮ符号であり、iはＰＮ符号に関連するユーザインデックスであり、jはウォルシュ符号のインデックスであり、δは以下のように定義される。
【０１６１】
i=jのときδ_i,j=1であり、i≠jならばδ_i,j=0 （３３）
x(t)の値は以下のように展開される。
【０１６２】
【数３１】

ここでiはユーザまたは送信機インデックス、すなわち各送信機に関連する固有のＰＮ符号を持つＣＤＭＡシステムにおけるＰＮ符号インデックスであり、jは受信機インデックス、すなわち受信機に対するウォルシュ符号割当てを持つＣＤＭＡシステムにおけるウォルシュ符号インデックスであり、nは時間インデックスであり、dはユーザiのj番目のチャネルに対するデータシンボルであり、wはユーザiのj番目のチャネルに対するウォルシュ符号であり、pはユーザiのすべてのチャネルに対して同一なＰＮ符号であり、c _iはチャネルの空間シグネチャであり、ここでc _iはユーザiのすべてのチャネルjに対して同一である。チャネルjのうちの１つはパイロットチャネルに対応している。最後の項は雑音に対応している。１つの実施形態では、フォワードリンク（ＦＬ）について、システムlが基地局に対応しjがウォルシュチャネルに対応している。代替実施形態では、リバースリンク（ＲＬ）システムについて、lは移動局に対応しjは移動局が送信する平行ウォルシュチャネルに対応している。
【０１６３】
式（３４）の関係性に基づき、データサンプルは以下のように定義される。
【０１６４】
【数３２】

さらに、代入により、式（３５）は以下のようになる。
【０１６５】
【数３３】

ここでT_cはチップ期間であり、τ_kはk番目のパスに対するオフセットである。したがってサンプル定義は以下のように縮小される。
【０１６６】
【数３４】

ここでmは時間インデックスである。
式（３１）に戻ると、以下の関係性が導かれる。
【０１６７】
【数３５】

ここでNはウォルシュ符号長であり、σ²は白色雑音の分散である。
【０１６８】
【数３６】

ここで式（４０）と式（３９）の差は誤差相関項である。k番目のユーザのl番目のサブチャネルに対する合成器重みは以下のように与えられる。
【０１６９】
【数３７】

他の項に対するパイロットの相対エネルギーを考慮する調整項を適用することにより以下のようになる。
【０１７０】
【数３８】

この式は合成器重みの反復定義、すなわち合成器重みの解を提供する。合成器重みの解は逆拡散信号の共分散マトリクスと空間シグネチャとの積である。
【０１７１】
式（４２）の適用により、合成器重みを決定するための空間ＭＭＳＥアプローチは、パイロットがトラフィック信号のような他の信号と同時に送信されるシステムに適用されてもよい。
【０１７２】
IV. フルマトリクス反転
一般的に、Ａ個のアンテナとアンテナごとにＬ個のレイクフィンガーを持つシステムでは、ＭＭＳＥ合成器重みを特定するのに（各パスの各アンテナごとに１つの）ＡＬ個の複素重みを計算することが必要である。アンテナaおよびパスlに対するn番目の受信複素サンプルを検討する。ここでこれらのサンプルはベースバンドプロセッサに入力されるＩ／Ｑベースバンドサンプルストリームの適切な補間および／または整列により計算されうる。例示的な実施形態では、サンプルx[m]はＣＤＭＡチップレート（例えば、１．２２８８Mcps）またはこれより高いレート（例えば、２×１．２２８８Mcps）で発生する一方、送信データシンボルy[n]はそのチップレートで発生しうる。l番目のパスで整列されたチップレートサンプルは以下のように与えられる。
【０１７３】
x_a,l[n]=s_a,l[n] y[n]+n_a,l[n] （４３）
ここでs_a,l[n]は望ましい信号の複素振幅であり、y[n]は送信シンボルストリームであり、n_a,l[n]は他のすべての追加的な雑音（および干渉）項からなる。サンプルnに対するＡＬ個の合成器重みW_a,lを選択してシンボル推定値を形成するのが好ましい。
【０１７４】
【数３９】

受信サンプルおよび合成器重みに対するＡＬ個のカラムベクトルの長さを形成することにより、式（４１）を以下のように書き換えることができる。
【０１７５】
x[n]=s[n] y[n]+n[n] （４５）
そして式（４２）を以下のように書き換えることができる。
【０１７６】
y^[n]=(w[n])^H x[n] （４６）
ここで()^Hは共役転置を表す。受信信号の統計値がパイロットバースト中に変化しないぐらい非常に緩やかにチャネルおよび干渉が変化するものとする。この仮定のもと、式（３１）を以下のように書き換えることができる。
【０１７７】
x[n]=sy[n]+n[n] （４７）
（ＡＬ×１）の望ましい信号シグネチャベクトルはc=sと定義される。（ＡＬ×ＡＬ）の雑音自己相関マトリクスR_nnを計算することによって、合成器重みベクトルに対するＭＭＳＥの選択は以下のように表すことができる。
【０１７８】
w=R_nn ^-1 c （４８）
式（３１）に基づいて、雑音自己相関マトリクスは以下のように計算される。
【０１７９】
【数４０】

したがって、R_nnおよびcの正確な推定値を受け、およびＡＬ×ＡＬマトリクスを反転することにより、ＭＭＳＥ合成器重みを決定することができる。さらに、ＭＭＳＥ合成器の出力でＳＮＲ（すなわちＣ／Ｉ）を以下のように計算することができる。
【０１８０】
SNR=w ^H c （５０）
端末で計算されるこのＳＮＲ測定値は電力制御およびレート制御情報をリバース送信リンク上で端末から基地局へ送信するために使用することができる。
【０１８１】
V. 適応アルゴリズム
上述のような合成器重みを決定する多くの方法は、受信機で受信される雑音および干渉を考慮したさまざまな仮定を立てる。代替実施形態にしたがうと、異なるフィンガー間の相関について仮定を立てないで１組の重みを得るために信号推定には最小自乗平均（ＬＭＳ）、または再帰最小自乗（ＲＬＳ）のようなＭＭＳＥベースのダイナミックアルゴリズムが使用される。言い換えれば、この方法にはパス間の雑音相関が含まれる。このような方法は、ＭＲＣアルゴリズムにより達成されるよりも高いＳＩＮＲを達成する１組の重みを導く。例示的な実施形態はＩＳ−８５６フォワードリンクのようなフルパワーで送信される時間ゲート化パイロットを持つＣＤＭＡ波形を採用する。フィンガーごとに特定の処理を考慮しなくても、レイク受信機の動作の最終ステップには、フィンガー出力を合成して最終シンボル推定値を生成することが含まれる。以下の信号モデルは合成器の直前の所定のフィンガーの出力に適用することができ、以下のように与えられる。
【０１８２】
【数４１】

ここで、
fはレイク受信機のフィンガーインデックスであり、f=1からF。
kはチップレートで時間的な間隔をおいたサンプルを示す時間インデックスであるが、代替実施形態では他の任意のサンプリングレートを表してもよい。
y(k)は望ましいシンボルである。
n(k)は干渉であって、n(k)はy(k)と非相関である。
c_f(k)はフィンガーfの時間オフセットにおけるチャネル利得と見ることができる。
【０１８３】
このモデルはさまざまな状況に適用できるほどに一般的である点に留意されたい。
【０１８４】
雑音相関マトリクスは以下のように与えられる。
R_nn(k)=E{N(k) N(k)^H} （５２）
ここでN(k)はf=1…Fのとき項n_f(k)により形成されるベクトルであり、
【０１８５】
【数４２】

E{}は統計期待値演算子である。
合成動作は１組の重みとＦ個のフィンガーから得られる１組のサンプルとの単純な複素内積とみることができる。
【０１８６】
【数４３】

ここで
Xは時間のk番目の時点において各フィンガーのサンプルにより形成されたF次元の複素ベクトルである。
Wは重みのF次元複素ベクトルである。
()^Hは複素共役および転置を示す。
y(k)の合成推定値のＳＩＮＲは以下の通りである。
【０１８７】
【数４４】

ここでc(k)はチャネル係数を含むF次元の複素ベクトル、すなわち以下で示されるシグネチャである。
【０１８８】
【数４５】

式（５４）を最大化する１組の重みは以下で与えられる。
W(k)=[R_nn(k)]^-1 c(k) （５５）
チャネル利得ベクトルおよび雑音相関マトリクスは時間インデックスkに左右される点に留意されたい。しかしながら、最も実際的な状況（すなわち、送信機／受信機の異なる速度、マルチパスプロファイルなど）では、これらの量はチップレートに関して緩やかに変化するのみである。実際、数千ものチップに対する静止度を仮定するのが一般的である。このアプローチを適用およびベクトルの時間インデックスをドロップすることにより、結果として得られるＭＭＳＥ重みはkの影響を受けない。
【０１８９】
W=R_nn ^-1 c （５６）
従来的なＭＲＣ方法は既知のシンボルを持つパイロットシーケンスを使用することによって、cの推定値とR_nnの対角項、すなわち各フィンガーの出力における個々の雑音の分散を得て、この反転を避ける。この情報と、R_nnの対角にない項がすべてゼロであると仮定することとによって、フィンガーfに対する合成器重みは以下のように計算される。
【０１９０】
【数４６】

ここでσ_wf ²はR_nnのf番目の対角要素である。対角にないマトリクス要素がゼロであるという仮定はフィンガーのオフセットが遠く離れている場合にのみ有効である。この仮定はフィンガーが近接すればするほど正確性を欠く。マルチパスエネルギーを収集するためにフィンガーを互いに近接させて配置することの必要なチャネルでは、式（５５）のＭＲＣ合成器重みの適用はかなりのパフォーマンスの低下を招く。
【０１９１】
動作を向上させるために、この仮定を立てることをやめ、ダイナミックアルゴリズムに基づいて平均自乗誤差（ＭＳＥ）方法を使用して重みのベクトルを計算することが望ましい。ダイレクトマトリクス反転、ＬＭＳアルゴリズム、ＲＬＳアルゴリズム、およびこれらの変形のように、式（５６）のさまざまな異なる解き方がある。
【０１９２】
ダイレクトマトリクス反転はパス全体の雑音訂正と仮定をなさずにフル自己相関マトリクスとを考慮する。ダイレクトマトリクス反転は最も正確な重み値の決定方法であるが、ダイレクトマトリクス反転は処理時間を増し、非常に大量の処理電力を消費する複雑な複素マトリクス演算を必要とする。他の方法は仮定を簡単化するか、あるいは適応アルゴリズムまたはマトリクス反転の問題のショートカットな解法を可能にするこれらの組み合わせを使用する。これらの方法には他のものよりもデジタル受信機での実現に適しているものもある。
【０１９３】
ベクトルcが干渉Nのベクトルと非相関であると仮定すると、解のＳＩＮＲパフォーマンスの点で式（５６）を解くことは以下で与えられる式（５８）を解くことに等しい。なぜなら２つの解は以下の定数が異なっているだけだからである。
【０１９４】
W=R_xx ^-1 c （５８）
ここで
R_xx(k)=E{X(k) X(k)^H} （５９）
ＲＬＳアルゴリズムを使用して未知のデータで時分割多元化された既知のパイロットシーケンスに基づいてＷを計算すると、適応アルゴリズムはパイロットバースト中にフィルタ係数を変化させ、重みは未知のシンボルの推定値を生成するためのデータの復調のために一定に維持されるだろう。言い換えれば、重みはパイロットバースト上で訓練され、訓練された重みはトラフィックを処理するために使用される。
【０１９５】
代替実施形態は自乗平均誤差を決定するために他の再帰アルゴリズムを適用するのみならずこれらのアルゴリズムを構成する代替的な方法も適用してよい点に留意されたい。ＲＬＳアルゴリズムはその優先値、入力データ、既知のシンボルおよびアルゴリズムが同様に更新し続けるマトリクスに基づいて、各パイロットシンボルで再帰的に推定値W(k)^を更新する。
【０１９６】
【数４７】

ここで、Ｐは共分散マトリクスの反転にほぼ等しいＦ×Ｆの複素マトリクスである。
【０１９７】
Ｋは重み計算の反復に適用されるＦ×１の複素カラムベクトルの利得項である。
λは１以下の実数である。
【０１９８】
シンボル^＊は複素共役を示す。
K()は式（６０）で示されるように重み更新に適用される利得項である。利得項K()はλの関数であり、λはアルゴリズムに対する履歴利得ファクタであり、履歴利得はアルゴリズムにより維持される過去の反復情報の量を決定する。
【０１９９】
適切な条件のもと、合成係数ベクトルW(k)^は式（５８）で定義されるＷへと収束する。合成器重みを選択するこのＭＭＳＥアプローチがＭＲＣアプローチよりも優れた重要なパフォーマンスを提供することがシミュレーションにより示された。特に、フィンガーがわずかなチップ内で間隔をおいて配置されるときおよび／または付加的な熱雑音や他のユーザの干渉よりもむしろ所定のフィンガー軸における干渉の支配的な成分がマルチパスから生じるときに、利得は重要となることがある。
【０２００】
図１５Ａ、１５Ｂ、および１５Ｃで示される１つの実施形態では、ＲＬＳアルゴリズムは適応トランスバーサルフィルタに適用される。これにより、反復ｎ−１におけるフィルタの重みベクトル（すなわちタップ重みのベクトル）の最小自乗推定値が与えられると、更新された推定値は新しい入力を受けて反復ｎについて計算される。ＲＬＳアルゴリズムの重要な特徴はアルゴリズムが開始した時点まで戻る入力データに含まれる情報を使用することである。これにより結果的な収束レートは一般的に単純ＬＭＳアルゴリズムよりも速い大きさのオーダーである。
【０２０１】
図１５Ａに示すように、システム４００には重み制御ユニット４０４に結合されたトランスバーサルフィルタ４０２が含まれる。入力x(k)に対してトランスバーサルフィルタ４０２は重みベクトルW(k-1)を適用する。ここで重みベクトルにはトランスバーサルフィルタ４０２のさまざまなタップに割り当てられた重みが含まれる。入力x(k)はアルゴリズムにしたがって重みベクトルの重みを適応させる重み制御ユニット４０４にも提供される。その後トランスバーサルフィルタ４０２の出力は入力x(k)に重みが適用されたものとなる。トランスバーサルフィルタ４０２の出力は加算ノード４０６に提供される。加算ノードは望ましい信号を受け取り、トランスバーサルフィルタ４０２の出力を減算して誤差信号を重み制御ユニット４０４に提供する。重み制御ユニット４０４はこの情報をＲＬＳアルゴリズムへの適用されるものとして使用し、トランスバーサルフィルタ４０２のタップに対する重みを更新する。１つの実施形態にしたがうと、重み制御ユニット４０４は時間ゲート化パイロット信号を使用して訓練し、ここでタップ重みの更新はパイロットインターバル中に生じる点に留意されたい。
【０２０２】
図１５Ｂは図１５Ａのシステム４００に関する信号フローグラフ５００を示す。望ましい応答y*(k)が加算ノード５０２へ提供される。加算ノード５０２はトランスバーサルフィルタ４０２の出力と望ましい応答y*(k)との差を決定する。フローグラフは単一の負のフィードバック構成を考慮する。ここで、トランスバーサルフィルタ４０２の出力、形態x^H(k)W(k-1)におけるフィルタされた入力は加算ノード５０２で減算され、望ましい信号y*(k)とともに入力の一部分として提供される。ノード５０４で、利得K(k)は加算ノード５０２の出力、すなわちX^H(k) W(k)とy*(k)との差に適用される。ノード５０４の結果は加算ノード５０６に提供される。ノード５０６は重みベクトルの前の反復バージョンW(k-1)を受け取って、重みベクトルの次の反復W(k)を発生させる。ノード５０６の出力はW(k-1)の発生のために遅延素子５０８に提供される。これは反復処理なので、遅延素子５０８の出力は、入力データ、特にX^H(k) W(k-1)に適用するためにノード５１０に提供される重みベクトルである。ノード５１０はトランスバーサルフィルタ４０２の動作を表し、フローグラフで実行される他の動作は重み制御ユニット４０４により実行される。図１５Ａおよび１５Ｂにおいて適用されるＲＬＳアルゴリズムは、利得を持つ誤差項を使用して古い値を増分させることによって、トランスバーサルフィルタ４０２の重みを適応的に更新する。
【０２０３】
ＲＬＳ方法は図１５Ｃでさらに示され、ここで処理５５０はステップ５５２でパイロットとトラフィック情報とを含むフレームｎを受信することにより開始する。フィルタはステップ５５４でパイロットシンボルを使用してフィルタに適用するための重みを決定するために訓練される。フィルタはその後重みを使用してデータ情報を含むトラフィックを復調する。訓練には上記で提供されたＲＬＳ方程式を適用して、アルゴリズムの各反復上で新しい重みベクトルを決定することが含まれる。代替実施形態は代わりの適応アルゴリズムを使用してもよく、ここでフィルタの重みは複素マトリクス反転を必要とすることなく反復的に調整される。
【０２０４】
拡散スペクトルシステムに対するＲＬＳアルゴリズムを実現するシステムは図１６で示され、それぞれがレイクタイプの受信機６０６、６０８にそれぞれ結合された２つのアンテナ６０２、６０４を有している。レイク受信機６０６、６０８のそれぞれは受信信号を処理するために３つのフィンガーを持つように示されている。レイク受信機６０６、６０８の出力は推定ユニット６１０に提供される。推定ユニット６１０はパイロット基準y(k)も受信する。推定ユニット６１０は各パス上で受信される信号を合成することによってレイク受信機６０６、６０８から受信した信号を処理する。各パスは合成に先だって他のパスからの重み付け信号で重み付けされる。これらの合成器重みの調整はＲＬＳアルゴリズムを使用して行われる。推定ユニット６１０はアプリオリに知られた信号を使用して合成器重みを訓練する。推定ユニット６１０の出力は推定値y’(n)および受信信号のＳＮＲの推定値である。代替実施形態は合成器重みを決定する代わりの適応アルゴリズムを実現してもよく、アルゴリズムは推定信号と送信信号との平均自乗誤差を最小化しようとする。
【０２０５】
このようにして、合成器重みを決定するさまざまな方法がこれまでに示されてきた。各方法は所定のシステムの設計やリソースの規定にしたがった応用を見出す。正確さと計算の複雑さすなわちコストとの間にはトレードオフが存する。上述されたさまざまな方法および無線システムは向上した正確さを提供しつつ計算の複雑さを緩和している。さまざまな実施形態はＣＤＭＡタイプの拡散スペクトル通信システムを参照して説明されてきたが、その概念は代替的な拡散スペクトルタイプシステムだけでなく、他のタイプの通信システムにも適用可能である。上記で提供された方法およびアルゴリズムはハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、あるいはこれらの組み合わせで構成されてもよい。例えば、非時間ゲート化パイロットにＭＭＳＥアプローチを使用すると、合成器重みの解を求める式は、計算を行うためにソフトウェアまたはデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）を使用して実行されてもよい。同様に、適応アルゴリズムはコンピュータ読み取り可能媒体上に記憶されたコンピュータ読み取り可能指令の形式のソフトウェアで実現されてもよい。ＤＳＰコアのような中央処理装置は指令を実行して、これに応じて信号推定値を提供するよう動作する。代替実施形態は実行可能な特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）のようなハードウェアを構成してもよい。
【０２０６】
当業者であれば、情報や信号はさまざまな異なる技術や技能を使用して表されてよいことを理解するだろう。例えば、上述の記載を通じて参照されうるデータ、指令、命令、情報、信号、ビット、シンボル、およびチップは電圧、電流、電磁波、磁界、または磁粒、光学フィールドまたは光粒子、あるいはこれらの任意の組み合わせによって表すことができる。
【０２０７】
当業者であれば、ここに開示された実施形態に関して説明されたさまざまな例示的な論理ブロック、モジュール、回路、およびアルゴリズムステップは電気的ハードウェア、コンピュータソフトウェア、または両方の組み合わせとして構成されてもよいこともさらに認めるだろう。ハードウェアとソフトウェアのこの互換性を明確に示すために、さまざまな例示的な成分、ブロック、モジュール、回路、およびステップが一般的にそれらの機能の点から説明されてきた。このような機能がハードウェアまたはソフトウェアのいずれで構成されるかは、特定のアプリケーションやシステム全体に課された設計制限に左右される。当業者は説明された機能を特定のアプリケーションのそれぞれに対してさまざまな方法で実現してもよいが、このような構成の決定は本発明の範囲からの逸脱を生じさせるようには解釈されるべきでない。
【０２０８】
ここに開示された実施形態に関連してさまざまな例示的な論理ブロック、モジュール、および回路は、汎用プロセッサ、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、書換え可能ゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、または他のプログラマブル論理装置、別個のゲートまたはトランジスタ論理、別個のハードウェア成分、またはここに説明された機能を実行するためのこれらの任意の組み合わせにより構成または実現されてもよい。汎用プロセッサはマイクロプロセッサであってもよいが、代替的にこのプロセッサは従来型のプロセッサ、制御装置、マイクロコントローラ、または状態機械であってもよい。プロセッサは計算装置の組み合わせとして構成されてもよい。例えば、ＤＳＰとマイクロプロセッサ、複数のマイクロプロセッサ、ＤＳＰコアに結合された１つ以上のマイクロプロセッサ、あるいはそのような他の任意の構成などがある。
【０２０９】
ここに開示された実施形態に関して説明された方法またはアルゴリズムのステップはハードウェアで直接具体化されてもよいし、プロセッサで実行されるソフトウェアモジュールあるいはこれら２つの組み合わせで具体化されてもよい。ソフトウェアモジュールは、ＲＡＭメモリ、フラッシュメモリ、ＲＯＭメモリＥＰＲＯＭメモリ、ＥＥＰＲＯＭメモリ、レジスタ、ハードディスク、リムーバブルディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、あるいは技術的に知られた他の任意の形式の記憶媒体に存していてよい。例示的な記憶媒体はプロセッサに結合しており、そのようなプロセッサは記憶媒体から情報を読み出し、記憶媒体に情報を書き込むことができる。代替的に、記憶媒体はプロセッサの集積部品であってもよい。プロセッサおよび記憶媒体はＡＳＩＣ内に存していてもよい。ＡＳＩＣはユーザ端末内に存していてもよい。代替的には、プロセッサおよび記憶媒体はユーザ端末の別個の成分として存在していてもよい。
【０２１０】
開示された実施形態についての以上の説明は当業者が本発明を作成しあるいは使用することができるように提供されている。これらの実施形態に対するさまざまな修正は当業者にとって容易に想到でき、ここに定義される一般原理は本発明の精神または範囲を逸脱することなく他の実施形態に適用することができる。したがって、本発明はここに示された実施形態に限定されることを意図するものではなく、ここに開示された原理と新規な特徴とに一致する最も広い範囲に一致すべきである。
【図面の簡単な説明】
【０２１１】
【図１】図１は、正確な干渉エネルギー計算回路を有する遠隔通信システムである。
【図２】図２は、フォワードリンク送信で使用するよう構成された図１の正確な干渉エネルギー計算回路と、対数尤度（ＬＬＲ）回路と、パス合成回路の詳細な図である。
【図３】図３は、リバースリンク送信のために最適化され、パス重み付け・合成回路と図２のＬＬＲ回路とを含む正確な干渉エネルギー計算回路である。
【図４】図４は、図２の正確な干渉エネルギー推定回路と最大比率のパス合成回路の代替実施形態を示す。
【図５】図５は、干渉エネルギーの推定を向上させ、図２の正確な干渉エネルギー計算回路で使用するよう構成されたフレームアクティビティ制御回路のブロック図である。
【図６】図６は、アクティブスロットと待機スロットとを示す例示的なタイミングの図である。
【図７】図７は、トラフィックチャネル信号、パイロットチャネル信号、フレームアクティビティ制御（ＦＡＣ）信号（リバース電力制御チャネルとしても知られる）、および図６のスロットの待機チャネルスカートを示す例示的なタイミングの図である。
【図８】図８は、ワイヤレス通信システムである。
【図９】図９は、ワイヤレス通信システムにおける受信機である。
【図１０】図１０は、ワイヤレス通信システムの１つのパスに関する処理ユニットである。
【図１１】図１１は、ワイヤレス通信システムの１つのパスに関する処理ユニットの詳細な図である。
【図１２Ａ】図１２Ａは、レイク受信機で使用するための合成器重みを決定するために使用される自己相関マトリクスである。
【図１２Ｂ】図１２Ａは、レイク受信機で使用するための合成器重みを決定するために使用される自己相関マトリクスである。
【図１３】図１３は、レイク受信機で使用するための合成器重みを決定する１つの方法のフローチャートである。
【図１４】図１４は、高データレートシステムにおけるチャネル割当てのタイミングの図である。
【図１５Ａ】図１５Ａは適応フィルタと、合成器重みを決定する方法の図である。
【図１５Ｂ】図１５Ｂは適応フィルタと、合成器重みを決定する方法の図である。
【図１５Ｃ】図１５Ｃは適応フィルタと、合成器重みを決定する方法の図である。
【図１６】図１６は、ワイヤレス通信システムにおける受信機である。

Claims (10)

1. それぞれがレイク受信機に結合された複数の受信アンテナと各レイク受信機のレイクフィンガーからの信号を合成する合成器とを有するワイヤレス通信システムにおいて、合成器に適用される合成器重みを決定する方法であって、
   第１のタイプのシンボルのサンプルと第２のタイプのシンボルのサンプルとを有するフレームを受信し、
   適応アルゴリズムを使用し、第１のタイプのシンボルのサンプルを用いて合成器重みを決定し、
   合成器重みを使用して、第２のタイプのシンボルのサンプルを処理することを含む方法。
2. 適応アルゴリズムは再帰最小自乗アルゴリズムである請求項１記載の方法。
3. 前記決定することは、複数のタップを持つトランスバーサルフィルタを使用して第１のタイプのシンボルのサンプルをフィルタリングすることを含み、合成器重みが複数のタップに適用される請求項２記載の方法。
4. 前記決定することは、望ましいシンボルと第１のタイプのシンボルのフィルタされたサンプルとの誤差を決定することをさらに含み、この誤差は合成器重みを決定するために使用される請求項３記載の方法。
5. 前記決定することは、少なくとも１つの前の合成器重みと第１のタイプのシンボルを有する受信信号との関数として、合成器重みを反復計算することを含む請求項２記載の方法。
6. 反復kについて合成器重みW（）を計算することは以下のように与えられ、
   W(k+1)=W(k)-K(k+1)W^H(k)X (k+1)-y(k+1)
   ここでＫ（）は重み反復に適用される利得であり、X（）は受信データであり、y（）は望ましいデータである請求項５記載の方法。
7. 利得K（）は以下のように計算され：
   

   

   ここでλは１より小さいかあるいは１に等しいアルゴリズムに対する履歴利得ファクタであり、この履歴利得ファクタはアルゴリズムにより保持されている過去の反復情報の量を決定する請求項６記載の方法。
8. アンテナと、
   アンテナに結合されたレイク受信機と、
   アンテナで受信された信号のシンボル推定値を発生させるトランスバーサルフィルタと、このトランスバーサルフィルタに結合され、適応アルゴリズムにしたがってトランスバーサルフィルタの重みを調整するよう動作する重み付けユニットとを有する、第１の受信機に結合された信号推定ユニットとを具備する無線装置。
9. 適応アルゴリズムは再帰最小自乗アルゴリズムである請求項８記載の装置。
10. 重み付けユニットは、この装置によりアプリオリに知られる時間ゲートされた信号上で適応アルゴリズムを実行することによってトランスバーサルフィルタの重みを調整する請求項９記載の装置。

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