JP4820810B2 - 全差動増幅装置 - Google Patents

Description

本発明は、初期動作の安定性を向上させることができる、コモンモードフィードバック回路を備えた全差動増幅装置に関するものである。

近年、通信回路や、ミックスドシグナル回路などで、電源やグラウンド（ＧＮＤ）などからの高周波ノイズやデジタルノイズの除去の観点から、入出力ともに２端子を有し、回路的にまったく対称な全差動増幅装置が多く使われるようになってきている。全差動増幅装置では、出力のＤＣ電圧（コモン電圧）が定まりにくいため、コモンモードフィードバックが必要である。

図５に従来の全差動増幅装置の一構成例を示す。差動増幅器３において、正極性入力信号Ｖinpは正極性入力端子１に入力され、負極性入力信号Ｖinnは負極性入力端子２に入力される。この差動増幅器３は、正極性出力端子２１と負極性出力端子２２より正極性出力信号Ｖoutp1および負極性出力信号Ｖoutn1をそれぞれ発生する。この差動増幅器３の正極性出力信号Ｖoutp1および負極性出力信号Ｖoutn1は、コモン電圧生成回路４に入力される。

コモン電圧生成回路４では、差動増幅器（オペアンプ）３の正極性出力信号Ｖoutp1および負極性出力信号Ｖoutn1をもとに、差動増幅器３の出力コモン電圧を生成する。コモン電圧生成回路４の出力である、差動増幅器３の出力コモン電圧４１は、コモンモードフィードバック用比較器７の反転入力端子に入力される。このコモンモードフィードバック用比較器７の非反転入力端子には、基準電圧５が入力される。符号６はグラウンド（ＧＮＤ）を示している。

コモンモードフィードバック用比較器７は、差動増幅器３の出力コモン電圧４１と基準電圧５とを比較し、それらの比較結果信号であるコモンモードフィードバック信号８を、差動増幅器３のコモンモードフィードバック端子４４に帰還させ、差動増幅器３の出力コモン電圧４１が基準電圧５と一致するように差動増幅器３を動作させる。

図６にコモンモードフィードバックを有する全差動演算増幅装置の具体回路例を示す。図６において、正極性入力信号Ｖinpが正極性入力端子１から入力され、負極性入力信号Ｖinnが負極性入力端子２に入力される。

差動増幅器３は、差動トランジスタ対を構成するＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２と、ＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２に差動増幅用電流を流す共通の電流源となるＭＯＳトランジスタＭ３と、ＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２に個別に電流を流す負荷電流源を構成するＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ５とからなる。正極性入力端子１はＭＯＳトランジスタＭ１のゲートに接続され、負極性入力端子２はＭＯＳトランジスタＭ２のゲートに接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２は、ソースが共通接続され、ＭＯＳトランジスタＭ３のドレインに接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ３のソースはグラウンド６に接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２のドレインは、それぞれＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ５のドレインに接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ５のソースは電源１２に接続され、同ゲートは共通接続されている。

上記した正極性入力信号Ｖinpおよび負極性入力信号Ｖinnは、上記構成を有する差動増幅器３で増幅され、ＭＯＳトランジスタＭ２、Ｍ１のドレインに設けられた正極性出力端子２１および負極性出力端子２２から正極性出力信号Ｖoutp1および負極性出力信号Ｖoutn1がそれぞれ出力される。差動増幅器３から出力される正極性出力信号Ｖoutp1および負極性出力信号Ｖoutn1は、出力コモン電圧生成回路４に入力される。

この出力コモン電圧生成回路４は、反転増幅用のＭＯＳトランジスタＭ１０、Ｍ１１と、電流源となるＭＯＳトランジスタＭ８、Ｍ９と、電圧加算平均用の抵抗Ｒ１、Ｒ２とで構成されている。ＭＯＳトランジスタＭ１０、Ｍ１１のドレインは、ＭＯＳトランジスタＭ８、Ｍ９のドレインとそれぞれ接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ８、Ｍ９のソースはグラウンド６に接続されている。また、ＭＯＳトランジスタＭ１０、Ｍ１１のソースは電源１２に接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ１０、Ｍ１１の両ドレイン間には、抵抗Ｒ１、Ｒ２の直列回路が接続され、抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続点が出力コモン電圧４１を出力するための出力コモン電圧生成回路４の出力端子となっている。また、ＭＯＳトランジスタＭ１０、Ｍ１１の各ドレインには、正極性出力端子４２および負極性出力端子４３が設けられている。そして、正極性出力信号Ｖoutp1がＭＯＳトランジスタＭ１１によって反転増幅された正極性増幅出力信号Ｖoutpが正極性出力端子４２から出力される。また、負極性出力信号Ｖoutn1がＭＯＳトランジスタＭ１１によって反転増幅された負極性増幅出力信号Ｖoutnが負極性出力端子４３から出力される。

以上のような構成の出力コモン電圧生成回路４に、差動増幅器３から出力される正極性出力信号Ｖoutp1および負極性出力信号Ｖoutn1が入力されると、正極性出力信号Ｖoutp1および負極性出力信号Ｖoutn1は、ＭＯＳトランジスタＭ１０、Ｍ１１で反転増幅されると同時に、抵抗Ｒ１、Ｒ２で加算平均され、それによって出力コモン電圧４１が生成される。この出力コモン電圧４１が、コモンモードフィードバック用比較器７に入力され、出力コモン電圧４１と基準電圧５とが比較され、比較結果信号であるコモンモードフィードバック信号８が差動増幅器３にフィードバックされる。

このコモンモードフィードバック用比較器７は、比較用トランジスタ対を構成するＭＯＳトランジスタＭ１４、Ｍ１５と、ＭＯＳトランジスタＭ１４、Ｍ１５に比較用電流を供給する電流源となるＭＯＳトランジスタＭ１３と、ＭＯＳトランジスタＭ１４、Ｍ１５の負荷となるＭＯＳトランジスタＭ１６、Ｍ１７とで構成されている。ＭＯＳトランジスタＭ１４、Ｍ１５は、ソースが共通接続され、ＭＯＳトランジスタＭ１３のドレインに接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ１３のソースはグラウンド６に接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ１４、Ｍ１５のドレインは、ＭＯＳトランジスタＭ１６、Ｍ１７のドレインにそれぞれ接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ１６、Ｍ１７のソースは、電源１２に接続され、ゲートはそれぞれドレインに接続されている。そして、ＭＯＳトランジスタＭ１６のドレイン（ゲート）がコモンモードフィードバック信号８の出力端子となっていて、差動増幅器３のＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ５の共通のゲートに接続されている。ここで、ＭＯＳトランジスタＭ１６とＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ５とがカレントミラー回路を構成している。また、ＭＯＳトランジスタＭ１４のゲートに出力コモン電圧４１が入力され、ＭＯＳトランジスタＭ１５のゲートに基準電圧５が入力される。

以上のような構成を有するコモンモードフィードバック用比較器７で、出力コモン電圧４１と基準電圧５とが比較される。

出力コモン電圧４１が基準電圧５よりも高い場合は、ＭＯＳトランジスタＭ１３の電流はＭＯＳトランジスタＭ１４、Ｍ１６を流れ、ＭＯＳトランジスタＭ１６のドレイン電圧が下がり、ＭＯＳトランジスタＭ１６のゲート電圧が下がる。その結果、差動増幅器３の負荷電流源であるＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ５のゲート電圧が下がり、ＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ５のソース・ゲート間電圧を増加させる。それによってＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ５の電流が増加し、ＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ５のドレイン電圧が上昇する。そのため、ＭＯＳトランジスタＭ１０、Ｍ１１のゲート電圧が高くなり、ＭＯＳトランジスタＭ１０、Ｍ１１の電流が減少し、ＭＯＳトランジスタＭ１０、Ｍ１１のドレイン電圧が低下する。その結果、出力コモン電圧４１が低下する。

また、出力コモン電圧４１が基準電圧５よりも低い場合は、ＭＯＳトランジスタＭ１３の電流は、ＭＯＳトランジスタＭ１５、Ｍ１７を流れるため、ＭＯＳトランジスタＭ１６のドレイン電圧が上がり、ＭＯＳトランジスタＭ１６のゲート電圧が上がる。その結果、ＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ５のゲート電圧が上昇し、ＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ５のソース・ゲート間電圧を減少させる。それによってＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ５の電流は減少し、ＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ５のドレイン電圧が下降する。そのため、ＭＯＳトランジスタＭ１０、Ｍ１１のゲート電圧が低下し、ＭＯＳトランジスタＭ１０、Ｍ１１のドレイン電流は増加し、ＭＯＳトランジスタＭ１０、Ｍ１１のドレイン電圧が上昇する。その結果、出力コモン電圧４１は上昇する。

結局、出力コモン電圧４１が基準電圧５と同じ電圧になるようフィードバックがかけられ、出力コモン電圧４１は基準電圧５と同じとなる。

電流源回路１０は、電流源１１とＭＯＳトランジスタＭ１８とで構成されている。電流源１１は、一端が電源１２に接続され、他端がＭＯＳトランジスタＭ１８のドレインおよびゲートに接続され、ＭＯＳトランジスタＭ１８のソースがグラウンド６に接続されている。そして、ＭＯＳトランジスタＭ１８はＭＯＳトランジスタＭ３、Ｍ８、Ｍ９、Ｍ１３とともにカレントミラー回路を構成し、上記したように、ＭＯＳトランジスタＭ３はＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２よりなる差動増幅器３の電流源を構成し、ＭＯＳトランジスタＭ８、Ｍ９は反転増幅用のＭＯＳトランジスタＭ１０、Ｍ１１の電流源を構成し、ＭＯＳトランジスタＭ１３はコモンモードフィードバック用比較器７の電流源を構成する。

ところで、しばしば、電源の立ち上がり時や、モードの切り替わり時（例えば、入力信号のレベルの切替時）などに、差動増幅器３の出力電圧が所望の基準電圧ではなく、他の電圧、たとえば、グラウンド（ＧＮＤ）や電源電圧（ＶＤＤ）などに固定されてしまうという問題があった。

図８にそのような動作が起こりやすい、オペアンプを利用した増幅器、あるいは高域通過フィルタの回路を示す。図８において、符号３１、３２はそれぞれコンデンサを示し、符号３３〜３６はそれぞれ抵抗を示す。図８でコンデンサ３１、３２の容量をＣ１とし、抵抗３３，３４の抵抗値をＲ３とし、抵抗３５，３６の抵抗値をＲ４とすると、入出力の伝達関数Ｈ（ｓ）は、
Ｈ（ｓ）＝Ｒ４/Ｒ３*｛s/(s+1/（Ｃ１*Ｒ３)）}
（ここで、ｓ＝ｊωである。）
となり、通過帯域の利得Ｒ４／Ｒ３、遮断角周波数ωｃ＝１/(C1*R3)の高域通過フィルタとなる。そのため、直流電圧は伝達されない。それ故、入力直流電圧は出力コモン電圧により与えられなければならない。

そのとき、コモン電圧の安定点が希望のコモン電圧以外の他の電圧、たとえば、グラウンド（ＧＮＤ）にあると、コモン電圧の安定点がその電圧で固定されてしまい、増幅動作を行うことができないという問題があった。

別の例として図９に抵抗とオペアンプで構成された反転増幅器を示す。図９において、符号３３〜３６はそれぞれ抵抗を示す。図９で抵抗３３、３４の抵抗値をＲ３とし、抵抗３５，３６の抵抗値をＲ４とすると、利得Ｒ４／Ｒ３の反転増幅器が構成される。入力直流電圧をＶＩＮとし、出力直流電圧をＶＯとすると、オペアンプの入力端子直流電圧Ｖ１は、
Ｖ１＝ＶＩＮ＊Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）＋ＶＯ＊Ｒ３／（Ｒ３＋Ｒ４）
となる。したがって、反転増幅器の出力が所望のコモン電圧以外となり、この直流電圧Ｖ１がオペアンプの入力ダイナミックレンジを外れていると、動作点がずれてしまい、増幅動作をすることができなくなってしまうことがある。また、モードの切換時などに過渡的に入力直流電圧ＶＩＮがグラウンドＧＮＤや電源電圧ＶＤＤなどになり、抵抗分割された電圧Ｖ１が入力ダイナミックレンジを外れたとき、所望の動作点以外で演算増幅器の入出力電圧が固定されてしまい、正常な増幅動作を行えないという問題があった。

図１０にオペアンプを使用した電流電圧変換回路を示す。この電流電圧変換回路の入力は電流源１３、１４であり、この電流原１３、１４の電流が抵抗３５、３６に流れることにより、電圧出力２１，２２が取り出される。基準電圧５のコモン電圧をＶＣＯＭとするとＶｏｕｔｎ＝ＶＣＯＭ−Ｉｉｎｐ＊Ｒ４となる。Ｉｉｎｐ＝０の時オペアンプの入出力電圧はＶＣＯＭとなり、この場合もコモン電圧が正しく与えられないと、正常な増幅動作を行うことはできない。

そのため、たとえば入力電圧が差動増幅器３のダイナミックレンジを外れた場合は、別の比較器を設け、出力電圧がダイナミックレンジ内に入るまで補助電流を流すことが行われる（特許文献１参照）。

図７にその具体例を示す。図７において、符号１００は上記した、別の比較器を示す。この比較器１００は、比較用のＭＯＳトランジスタＭ２１〜Ｍ２４と、電流源となるＭＯＳトランジスタＭ２０とで構成されている。ＭＯＳトランジスタＭ２１〜Ｍ２４はソースが共通接続され、ＭＯＳトランジスタＭ２０のドレインに接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ２０のソースはグラウンド６に接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ２１のゲートには負極性入力信号Ｖｉｎｎが印加され、ＭＯＳトランジスタＭ２２のゲートには正極性入力信号Ｖｉｎｐが印加され、ＭＯＳトランジスタＭ２３、Ｍ２４のゲートには比較基準電圧２００が印加されている。ＭＯＳトランジスタＭ２１、Ｍ２２のドレインは電源１２に接続され、ＭＯＳトランジスタＭ２３のドレインはＭＯＳトランジスタＭ１０のゲートに接続され、ＭＯＳトランジスタＭ２４のドレインはＭＯＳトランジスタＭ１１のゲートに接続されている。その他の構成は、図６と同様である。

以上のような構成の全差動増幅装置においては、入力ＤＣ電圧が低く、入力ダイナミックレンジ以下である場合、ＭＯＳトランジスタＭ２０〜Ｍ２４からなる回路がないと、ＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２はオフとなり、ＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ５のドレイン電流がＭＯＳトランジスタＭ１０、Ｍ１１のゲートの寄生容量を通して流れている場合、ＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ５のドレイン電圧が上がり、したがってＭＯＳトランジスタＭ１０、Ｍ１１のゲート電圧が上昇する。その結果、ＭＯＳトランジスタＭ１０、Ｍ１１がオフし、ＭＯＳトランジスタＭ１０、Ｍ１１のドレイン電圧がロー電圧まで低下し、出力コモン電圧がロー電圧に固定されてしまうことがある。

この状態は、例えば、電源投入後入力ＤＣ電圧が徐々に上がって入力ダイナミックレンジに入り、ＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２が動作を始めるまで持続する。

つまり、ＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ５のドレイン電流がＭＯＳトランジスタＭ１０、Ｍ１１のゲートの寄生容量に流れ、ＭＯＳトランジスタＭ１０、Ｍ１１のゲート電圧を上昇させ、やがてＭＯＳトランジスタＭ１０、Ｍ１１がオフとなる。それゆえ、ＭＯＳトランジスタＭ１０、Ｍ１１のドレイン電圧も下がり、ＭＯＳトランジスタＭ１４に電流は流れなくなり、ＭＯＳトランジスタＭ１６のドレイン電圧およびゲート電圧が上昇し、ＭＯＳトランジスタＭ１６、Ｍ４、Ｍ５もオフし、ＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ５も電流を流さなくなる。ところが、ＭＯＳトランジスタＭ１０、Ｍ１１のゲート容量に蓄えられた電荷は保持され、ＭＯＳトランジスタＭ１０、Ｍ１１はオフし続ける。そのため、ＭＯＳトランジスタＭ１０、Ｍ１１のドレイン電圧はロー電圧に維持され、したがって、出力コモン電圧がロー電圧に固定される。

そのため、ＭＯＳトランジスタＭ２０の補助電流源とＭＯＳトランジスタＭ２１〜Ｍ２４とからなる比較器１００を付加し、比較基準電圧２００より入力電圧（Ｖｉｎｐ、Ｖｉｎｎ）が低い場合、電流源となるＭＯＳトランジスタＭ２０の電流はＭＯＳトランジスタＭ２３、Ｍ２４を流れ、ＭＯＳトランジスタＭ１０、Ｍ１１のゲート電圧を下げる。そのため、ＭＯＳトランジスタＭ１０、Ｍ１１のドレイン電圧は上がり、コモンモードフィードバック用比較器７のＭＯＳトランジスタＭ１３の電流はＭＯＳトランジスタＭ１４、Ｍ１６を通って流れ、ＭＯＳトランジスタＭ１６のドレイン電圧およびゲート電圧を下げ、ＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ５のゲート電圧を下げる。ＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ５のドレイン電流よりもＭＯＳトランジスタＭ２３、Ｍ２４の電流のほうが大きければ、出力コモン電圧４１はロー電圧に固定されることはなくなる。

電源投入後、入力ＤＣレベルは徐々に上昇し、所定のダイナミックレンジに入れば、トランジスタＭ１、Ｍ２は増幅動作ができるようになる。そのため、入力電圧が所定のダイナミックレンジ内に上昇してくれば、入力電圧は比較基準電圧２００より高くなるため、ＭＯＳトランジスタＭ２０の電流はＭＯＳトランジスタＭ２１、Ｍ２２を通って電源１２に流れる。この後は通常のコモンモードフィードバック動作が行われ、正常な動作が行われる。
特開２０００−３２３９４０号公報

従来、差動増幅器のコモンモードフィードバックの動作が電源の立ち上がり時や、モードの切り替え時などに、正常な動作をせず、電源や、グラウンド（ＧＮＤ）など所望のコモン電圧以外に安定点を持ち、所望のコモン電圧以外に収束してしまうことがあった。そのため、例えば、特許文献１に示すように、入力電圧が差動増幅器（オペアンプ）のダイナミックレンジ以外である場合には、入力電圧がダイナミックレンジ内にあるかどうかを検出する新たな比較器１００を設け、その比較結果を利用してスタートアップのための補助電流を流すことなどが行われていた。

ここで、従来例の図７をもとに再度説明する。特許文献１の例では入力はＰｃｈトランジスタであるが、本発明との比較のため、入力の差動トランジスタはＮｃｈトランジスタの差動増幅器として説明する。特許文献１では、入力電圧がダイナミックレンジ外のとき、すなわちＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２がオフするような低い電圧のとき、ＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ５がオンしていると、ＭＯＳトランジスタＭ１０、Ｍ１１がオフしてしまい、出力コモン電圧４１がローのままで固定されることがある。そのため、入力ダイナミックレンジを比較するＭＯＳトランジスタＭ２０〜Ｍ２４からなる新たな比較器１００を設ける。入力電圧が入力ダイナミックレンジを外れるような低い電圧のときは、入力電圧が比較基準電圧２００より低くなっており、ＭＯＳトランジスタＭ２０の電流をＭＯＳトランジスタＭ２３、Ｍ２４を通して差動増幅器３の正極性出力端子２１と負極性出力端子２２、すなわち出力コモン電圧生成回路４における反転増幅用のＭＯＳトランジスタＭ１０、Ｍ１１のゲートに流し、全差動演算増幅器３の出力コモン電圧４１を上げるよう動作させる。入力電圧がダイナミックレンジ内に入ったときは、比較基準電圧２００よりも入力電圧は高くなるため、ＭＯＳトランジスタＭ２０の電流はＭＯＳトランジスタＭ２１、Ｍ２２を通して電源１２に流しておく。

しかしながら、入力電圧がダイナミックレンジを外れ、基準電圧２００より低い電圧のとき、ＭＯＳトランジスタＭ２０の電流はＭＯＳトランジスタＭ２３、Ｍ２４に流れるが、そのＭＯＳトランジスタＭ２３、Ｍ２４のドレイン電流がＭＯＳトランジスタＭ１０、Ｍ１１をオンできるように、入力電圧が比較基準電圧２００より低い状態でのＭＯＳトランジスタＭ２３、Ｍ２４の過渡的な電流は、ＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ５の過渡的な電流より多く流しておく必要がある。そのため、スタートアップのために多くの電流を使わなければならない。また、正常に立ち上がった後も電源に、無駄な電流として流しておかなければならない。

また、入力に差動増幅用トランジスタ以外に、スタートアップ用ＭＯＳトランジスタＭ２１、Ｍ２２のゲートが接続されるため、入力にＭＯＳトランジスタＭ２１、Ｍ２２による不要な寄生容量が付加され、周波数特性を劣化させる。

また、比較器１００を正常に動作させるために、基準電圧２００はＭＯＳトランジスタＭ２０のオーバードライブ電圧、すなわちＭＯＳトランジスタＭ２０のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ２０から閾値電圧Ｖｔｈを減算した電圧とＭＯＳトランジスタＭ２３，Ｍ２４のゲート・ソース間電圧とを加算した電圧よりも高くしなければならない。また、比較器１００を完全に切り替えるためには、入力電圧はこの基準電圧２００の電圧に加えて、ＭＯＳトランジスタＭ２１、Ｍ２２のオーバードライブ電圧の√２倍を加算した電圧以上でなければならない。そのため、たとえば、入力の下限電圧を１Ｖ（ＭＯＳトランジスタＭ３のオーバードライブ電圧｛Ｖｇｓ３−Ｖｔｈ｝＋ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１）とし、ＭＯＳトランジスタＭ２１〜Ｍ２４のオーバードライブ電圧を０．２Ｖとすれば、比較器１００が完全にスイッチするように、基準電圧２００の電圧は１．３Ｖ程度にしなければならない。

このように設定すると、入力下限電圧は比較器１００を完全に電流切り替える必要があるため、１．６Ｖ程度となってしまう。そのため、結果として、比較器１００の追加によって、入力下限電圧は１．０Ｖから１．６Ｖへと大きくロスしてしまい、入力ダイナミックレンジが減少する。最近のプロセスの微細化に伴って、耐圧の制約からたとえば0.18ミクロンプロセスでは、電源電圧は１．８Ｖが標準であり、従来例のような対策では増幅器を構成することが困難となる。また、オーバードライブ電圧を小さくしようとすれば、トランジスタのサイズを大きくせねばならず、比較器のトランジスタ数の増加に加えてサイズの増加によって、チップ面積の増加を招く。

したがって、本発明の目的は、入力ダイナミックレンジを減少させることなく、小電流、小面積で寄生容量の少ないスタートアップ回路を有するコモンモードフィードバック回路を有する全差動増幅装置を提供することである。

上記課題を解決するために、本発明の全差動増幅装置は、入力直流電圧がダイナミックレンジを外れていても、必ず出力コモン電圧が所望の電圧となるようスタートアップのための必要とされる最低限の補助電流を入力の差動増幅器に流し、安定に立ち上げるものである。コモンモードフィードバック用比較器には、上記の補助電流に対応した補正電流を流しておく。この構成により、新たな比較器は不要となり、入力ダイナミックレンジの減少を招くことなく、また、不要な寄生容量が差動増幅器の入力に付加されることはない。

すなわち、この全差動増幅装置は、正極性入力信号および負極性入力信号を入力して正極性出力信号および負極性出力信号を出力する差動増幅器と、差動増幅器からそれぞれ出力される正極性出力信号および負極性出力信号をそれぞれ入力し増幅して正極性増幅信号および負極性増幅信号を生成するとともに、正極性増幅信号および負極性増幅信号から出力コモン電圧を生成する出力コモン電圧生成回路と、出力コモン電圧生成回路の出力コモン電圧と所定の基準電圧とを比較し、出力コモン電圧と所定の基準電圧との比較結果をコモンモードフィードバック信号として差動増幅器に帰還することにより、出力コモン電圧を基準電圧と一致させるコモンモードフィードバック用比較器と、出力コモン電圧生成回路における正極性出力信号および負極性出力信号の入力部に電流を常時流す電流源を有する補助電流供給回路とを備えている。

この構成によれば、起動時に最小限の電流を流す電流源を設けるだけであり、起動後に電流を流し続けることがなくなり、余分な電流を流す必要がない。先行技術のような比較器を設ける必要がないので、入力ダイナミックレンジの減少を招くこともない。また、入力ＤＣレベルの下限をより下げることが可能となり、低電源電圧化に有利である。これは、電流源用のＭＯＳトランジスタのドレイン電圧は高い電圧にあるため、必ず飽和領域で動作し、入力ダイナミックレンジを減少させることがないからである。また、差動増幅器の入力部の寄生容量を少なくでき、高周波特性を劣化させることもない。また、回路構成も先行技術のような比較器を設ける場合と比べてシンプルであるので、チップ面積の縮小にも有利である。

上記構成においては、差動増幅器は、例えば、差動トランジスタ対と、差動トランジスタ対に共通に接続された差動増幅用電流源と、差動トランジスタ対の各差動トランジスタに個別に各負荷電流源が接続された負荷電流源対とを有し、差動トランジスタ対の各差動トランジスタの制御極に正極性入力信号および負極性入力信号がそれぞれ与えられ、差動トランジスタ対の各差動トランジスタと負荷電流源対の各負荷電流源との接続部から正極性出力信号および負極性出力信号がそれぞれ取り出される構成を有している。

また、上記構成においては、出力コモン電圧生成回路は、例えば入力部に差動増幅器の正極性出力信号および負極性出力信号を各々反転する出力反転増幅用トランジスタ対と、出力反転増幅用トランジスタ対の各トランジスタの出力端の間に接続した第１および第２の抵抗の直列回路とを有し、第１および第２の抵抗の中点から出力コモン電圧を出力する構成を有している。

また、上記構成においては、コモンモードフィードバック用比較器は、例えば、出力コモン電圧生成回路から出力されるコモン電圧と所定の基準電圧とを比較する比較用トランジスタ対と、比較用トランジスタ対に共通に接続された比較用電流源と、比較用トランジスタ対の各比較用トランジスタにそれぞれ個別に電流帰還用トランジスタが接続されて、比較トランジスタ対による比較結果信号に基づいて負荷電流源対に流れる電流を変化させる電流帰還用トランジスタ対とを有する。

ここで、上記の負荷電流源対が負荷電流源トランジスタ対からなり、電流帰還トランジスタ対の一方の電流帰還トランジスタと負荷電流源トランジスタ対の各負荷電流源トランジスタとがカレントミラー回路を構成していることが好ましい。

上記構成においては、差動トランジスタ対がＭＯＳトランジスタ対からなる、もしくはバイポーラトランジスタ対からなることが好ましい。また、出力コモン電圧生成回路が出力反転増幅用トランジスタ対の出力端と前記第１および第２の抵抗の直列回路との間にバイポーラトランジスタからなるバッファ対を有していてもよい。

本発明によって、差動増幅器（オペアンプ）のコモンモードフィードバックを、電源の立ち上がり時や、モードの切り替わり時などに安定に立ち上げることが可能である。また、入力ダイナミックレンジの減少を招くこともない。また、高周波特性を劣化させることなく、新たな比較器も必要ではない。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。

（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１の全差動増幅装置を示すブロック図である。以下図１をもとに説明する。差動増幅器３において、正極性入力信号Ｖｉｎｐは正極性入力端子１に入力され、負極性入力信号Ｖｉｎｎは負極性入力端子２に入力される。この差動増幅器３は、正極性出力端子２１と負極性出力端子２２より正極性出力信号Ｖoutp1および負極性出力信号Ｖoutn1をそれぞれ発生する。この差動増幅器３の正極性出力信号Ｖoutp1および負極性出力信号Ｖoutn1は、コモン電圧生成回路４に入力される。

コモン電圧生成回路４では、差動増幅器（オペアンプ）３の正極性出力信号Ｖoutp1および負極性出力信号Ｖoutn1をもとに、差動増幅器３の出力コモン電圧を生成する。コモン電圧生成回路４の出力である、差動増幅器３の出力コモン電圧４１は、コモンモードフィードバック用比較器７の反転入力端子に入力される。このコモンモードフィードバック用比較器７の非反転入力端子には、基準電圧５が入力される。符号６はグラウンド（ＧＮＤ）を示している。

コモンモードフィードバック用比較器７は、差動増幅器３の出力コモン電圧４１と基準電圧５とを比較し、それらの比較結果信号であるコモンモードフィードバック信号８を、差動増幅器３のコモンモードフィードバック端子４４に帰還させ、差動増幅器３の出力コモン電圧４１が基準電圧５となるように差動増幅器３を動作させる。

また、スタートアップ用補助電流供給回路９が設けられ、このスタートアップ用補助電流供給回路９から差動増幅器３とコモンモードフィードバック用比較器７とに補助電流と補正電流とをそれぞれ供給するようにしている。

図２に本発明の実施の形態１の全差動増幅装置の具体回路例を示す。図６の従来例との違いは、スタートアップ用補助電流供給回路９を構成するＭＯＳトランジスタＭ６、Ｍ７（補助電流源）、ＭＯＳトランジスタＭ１２（補正電流源）を設けた点であり、その他の構成は図６と同様である。

ＭＯＳトランジスタＭ６は、ドレインがＭＯＳトランジスタＭ１０のゲート、つまりＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ４のドレインに接続され、ソースがグラウンド６に接続されている。

また、ＭＯＳトランジスタＭ７は、ドレインがＭＯＳトランジスタＭ１１のゲート、つまりＭＯＳトランジスタＭ２、Ｍ５のドレインに接続され、ソースがグラウンド６に接続されている。

さらに、ＭＯＳトランジスタＭ１２は、ドレインがＭＯＳトランジスタＭ１４、Ｍ１５のソースに共通に接続され、ソースがグラウンド６に接続されている。

また、ＭＯＳトランジスタＭ６、Ｍ７、Ｍ１２のゲートは、カレントミラー回路を構成するため、ＭＯＳトランジスタＭ１８のゲートおよびドレインに接続されている。

なお、ＭＯＳトランジスタＭ１２は、ＭＯＳトランジスタＭ１３が図６の従来例のＭＯＳトランジスタＭ１３と同じサイズであると想定して、ＭＯＳトランジスタＭ６、Ｍ７に流れる電流を補正するために設けたものであるが、ＭＯＳトランジスタＭ１３のサイズをＭＯＳトランジスタＭ６、Ｍ７の電流を考慮して設計すれば、ＭＯＳトランジスタＭ１２は省くことができる。

以下、この全差動増幅装置の動作において、従来例との違いについて説明し、従来例と同様の動作については説明を省略する。

図２において、従来例と同様に、ＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ５よりなる差動増幅器３に正極性入力信号Ｖｉｎｐが正極性入力端子１より入力され、負極性入力信号Ｖｉｎｎが負極性入力端子２より入力される。もしも入力ＤＣ電圧が入力ダイナミックレンジを外れるような低い電圧の場合、ＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２はオフとなるが、ＭＯＳトランジスタＭ６、Ｍ７の電流がＭＯＳトランジスタＭ１０、Ｍ１１のゲート電圧を引き下げる。その結果、ＭＯＳトランジスタＭ１０、Ｍ１１のドレイン電圧が上昇し、そのため、出力コモン電圧４１は上昇し、ＭＯＳトランジスタＭ１４に電流が流れ始める。これによって、ＭＯＳトランジスタＭ１６のドレイン電圧を下げ、ＭＯＳトランジスタＭ１６、Ｍ４、Ｍ５のゲート電圧を引き下げ、ＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ５のドレイン電流を増加させる。そして、ＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ５の電流がＭＯＳトランジスタＭ６、Ｍ７の電流と釣り合う動作点に、動作が収束する。

したがって、ＭＯＳトランジスタＭ６、Ｍ７に流しておく電流はほんの少しの電流でよい。つまり、本発明の実施の形態の場合は、ＭＯＳトランジスタＭ６、Ｍ７の電流は定常電流であるため、ＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ５の電流が過渡的であるなしにかかわらず、少し流しておけば、やがてＭＯＳトランジスタＭ１０、Ｍ１１はオンする。したがって、ＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ５のドレイン電流が、入力電圧がダイナミックレンジ以内になくＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２がオフのときは、ＭＯＳトランジスタＭ６、Ｍ７のドレイン電流と同じとなるように、コモンモードの負帰還がかかる。

その後、入力が正規のダイナミックレンジ内となれば、ＭＯＳトランジスタＭ１の電流とＭＯＳトランジスタＭ６の電流の加算電流と同じとなるようＭＯＳトランジスタＭ４の定常電流は決まる。同様に、ＭＯＳトランジスタＭ２の電流とＭＯＳトランジスタＭ７の電流の加算電流と同じとなるようＭＯＳトランジスタＭ５の定常電流は決まる。

このとき、差動増幅器３の出力コモン電圧４１は所望の基準電圧５よりも少し低い電圧となる。少し低い電圧になる理由について以下に説明する。正しくバランスした場合は、ＭＯＳトランジスタＭ１２とＭＯＳトランジスタＭ１３の加算電流の半分がＭＯＳトランジスタＭ１４に流れることによって、出力コモン電圧４１は基準電圧５と同じ電圧となる。いま、ＭＯＳトランジスタＭ６、Ｍ７の電流が少なく、ＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ５の電流も少ない状態に収束したとすると、ＭＯＳトランジスタＭ１４を流れる電流はＭＯＳトランジスタＭ１２、Ｍ１３の加算電流の半分よりも少なくなる。したがって、例えば、ＭＯＳトランジスタＭ１２とＭＯＳトランジスタＭ１３の加算電流をIoとし、その１／４がＭＯＳトランジスタＭ１４を流れるとし、β＝μCox（W/L）とすると、ＭＯＳトランジスタＭ１４のゲート・ソース間電圧Vgs14はＭＯＳトランジスタＭ１５のゲート・ソース間電圧Vgs15より小さくなり、その差電圧である√（2Io/β）＊（√3−1）/2だけ基準電圧５より出力コモン電圧は低くなる。

ところが、入力ＤＣ電圧がダイナミックレンジ内に入り、ＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２が差動増幅器として動作し始めれば、ＭＯＳトランジスタＭ３の電流がＭＯＳトランジスタＭ１０、Ｍ１１のゲートに供給されるため、その電流と釣り合うようにＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ５の電流は流れる。コモンモードループは負帰還であるため、例えば、ＭＯＳトランジスタＭ３の電流がＭＯＳトランジスタＭ１を通して流れ始めると、ＭＯＳトランジスタＭ１０、Ｍ１１のゲート電圧は下がり、出力コモン電圧は上昇する。それゆえ、ＭＯＳトランジスタＭ１４、Ｍ１６のドレイン電流が増加し、ＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ５の電流も増加する。ＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ５の電流がＭＯＳトランジスタＭ３の電流の半分とＭＯＳトランジスタＭ６の電流の和よりも多くなれば、ＭＯＳトランジスタＭ１０のゲート電圧は上昇し、同様にＭＯＳトランジスタＭ１１のゲート電圧も上昇するため、ＭＯＳトランジスタＭ１０、Ｍ１１のドレイン電流は減少し、出力コモン電圧４１は低下する。すると、今度はＭＯＳトランジスタＭ１４、Ｍ１６の電流が減少し、ＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ５の電流も減少する。結局、ＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ５の電流はＭＯＳトランジスタＭ３の電流の半分とＭＯＳトランジスタＭ６の電流を加算した電流となるようコモンモードループは働く。

したがって、ちょうど差動増幅器３の出力コモン電圧４１が、所望の基準電圧５と同じとなるときに、ＭＯＳトランジスタＭ３の電流の半分と、ＭＯＳトランジスタＭ６、Ｍ７の加算電流とをそれぞれ加えたものと同じだけＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ５の電流が流れるようＭＯＳトランジスタＭ１２、Ｍ１３の電流、およびＭＯＳトランジスタＭ１６とＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ５のカレントミラー比を設定しておく。そのように構成することによって安定に立ち上げることが可能となり、図７のＭＯＳトランジスタＭ２１、Ｍ２２に流したような余分な電流を電源に流しておく必要はなくなる。またＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２に、図７のＭＯＳトランジスタＭ２３、Ｍ２４のような素子が接続されることはないので、入力に不要な寄生容量が付加されることもない。

以上説明したように、この全差動増幅装置は、ＭＯＳトランジスタＭ６、Ｍ７、Ｍ１２からなる電流源を設けたことにより、スタートアップ機能をもたせ、入力電圧や、出力電圧が増幅器のダイナミックレンジ外であっても、出力コモン電圧４１を正常な所望の電圧に収束することを可能とする。

この構成によれば、起動時に最小限の電流を流す補助電流源を設けるだけであり、起動後に電流を流し続けることがなくなり、余分な電流を流す必要がない。先行技術のような比較器を設ける必要がないので、入力ダイナミックレンジの減少を招くこともない。また、入力ＤＣレベルの加減をより下げることが可能となり、低電源電圧化に有利である。これは、補助電流源用のＭＯＳトランジスタのドレイン電圧は高い電圧にあるため、必ず飽和領域で動作し、入力ダイナミックレンジを減少させることがないからである。また、差動増幅器の入力部の寄生容量を少なくでき、高周波特性を劣化させることもない。また、回路構成も先行技術のような比較器を設ける場合と比べてシンプルであるので、チップ面積の縮小にも有利である。

（実施の形態２）
図３に入力差動トランジスタとしてバイポーラＮＰＮトランジスタＱ１、Ｑ２を使用した本発明の実施の形態２を示す。他の構成は図１と同じである。バイポーラＮＰＮトランジスタはＭＯＳトランジスタよりも同じ電流で相互コンダクタンスｇｍを高くすることが可能であり、またＳｉＧｅなどＨＢＴ（ヘテロジャンクショントランジスタ）を用いると高い周波数特性を得ることが可能であり、高周波回路ではしばしば使われる。

しかしながら、バイポーラＮＰＮトランジスタはベース電流が流れるため、図９や、図１０の例のように入力が高いインピーダンスで駆動されると、ベース電流により電位ドロップが発生し、しばしばバイポーラＮＰＮトランジスタＱ１、Ｑ２がオフよりスタートすることがある。このときＭＯＳトランジスタＭ６、Ｍ７がないときには、ＭＯＳトランジスタＭ１０、Ｍ１１がオフとなりＭＯＳトランジスタＭ１４もオフ、ＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ５もオフとなり出力コモン電圧４１はグラウンド（ＧＮＤ）付近の低い電圧に固定されてしまう。

そのため、ＭＯＳトランジスタＭ６、Ｍ７の電流をＭＯＳトランジスタＭ１０、Ｍ１１のゲートに流しておけば、ＭＯＳトランジスタＭ１０、Ｍ１１のゲート電圧を引き下げることができ、ＭＯＳトランジスタＭ１０、Ｍ１１はオンし、出力コモン電圧４１は上昇する。そのためＭＯＳトランジスタＭ１４がオンし、ＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ５もオンしＭＯＳトランジスタＭ６、Ｍ７と同じ電流となる動作点に収束する。入力電圧が所望の電圧になった後は、バイポーラＮＰＮトランジスタＱ１、Ｑ２はオンし、ちょうどＭＯＳトランジスタＭ１４とＭＯＳトランジスタＭ１５とがバランスしたとき、ＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ５に流れる電流とバイポーラＮＰＮトランジスタＱ１、Ｑ２、ＭＯＳトランジスタＭ６、Ｍ７に流れる電流とを等しくしておけば、差動増幅器（オペアンプ）の出力コモン電圧４１は所望の基準電圧５と同電位となる。

この実施の形態の効果は実施の形態１と同様である。

（実施の形態３）
図４に実施の形態３を示す。図４ではバイポーラＮＰＮトランジスタＱ３、Ｑ４はオペアンプの出力バッファを構成し、オペアンプの出力インピーダンスを下げる効果を有している。

つまり、本実施の形態の全差動増幅装置は、差動増幅器３の負極性出力信号Ｖoutn1がＭＯＳトランジスタＭ１０で反転増幅された後、バイポーラＮＰＮトランジスタＱ３で増幅され、出力インピーダンスを下げた状態で正極性出力端子４２から正極性出力信号Ｖoutpとして出力されることになる。

同様に差動増幅器３の正極性出力信号Ｖoutp1がＭＯＳトランジスタＭ１１で反転増幅された後、バイポーラＮＰＮトランジスタＱ４で増幅され、出力インピーダンスを下げた状態で負極性出力端子４３から負極性出力信号Ｖoutnとして出力されることになる。

しかしながら、このような出力バッファを付加した場合、バイポーラＮＰＮトランジスタＱ３、Ｑ４のベース電流が少しでも不足すると、出力コモン電圧４１が低い電位に固定される可能性が多くなる。そのため、この構成に対しては、ＭＯＳトランジスタＭ６、Ｍ７、Ｍ１２の効果はより大きくなり、安定に差動増幅器（オペアンプ）の出力動作点を所望のコモン電圧に収束させることができる。

この実施の形態の効果は実施の形態１と同様である。

なお、ＭＯＳトランジスタおよびバイポーラトランジスタの導電形式については、全差動増幅装置の回路設計の仕方によって、どちらの形式でも使用可能である。

以上のように本発明の全差動増幅装置は、差動増幅器のコモンモードフィードバックを安定的に立ち上げることが可能である。通信システムや、ミックストシグナル処理システムなどに有用である。

本発明の実施の形態１におけるコモンモードフィードバックを有する全差動増幅装置の概要を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１におけるコモンモードフィードバックを有する全差動増幅装置の具体回路を示す回路図である。 本発明の実施の形態２におけるコモンモードフィードバックを有する全差動増幅装置の具体回路を示す回路図である。 本発明の実施の形態３におけるコモンモードフィードバックを有する全差動増幅装置の具体回路を示す回路図である。 従来のコモンモードフィードバックを有する全差動増幅装置の概要を示すブロック図である。 従来のコモンモードフィードバックを有する全差動増幅装置の具体回路を示す回路図である。 従来のコモンモードフィードバックを有する他の全差動増幅装置の具体回路を示す回路図である。 従来のコモンモードフィードバックを有するさらに他の全差動増幅装置の具体回路を示す回路図である。 従来のコモンモードフィードバックを有するさらに他の全差動増幅装置の具体回路を示す回路図である。 従来のコモンモードフィードバックを有するさらに他の全差動増幅装置の具体回路を示す回路図である。

符号の説明

１ 正極性入力
２ 負極性入力
３ 差動増幅器
４ 出力コモン電圧生成回路
５ コモン電圧
６ グラウンド（ＧＮＤ）
７ コモンモードフィードバック用比較器
８ コモンモードフィードバック信号
９ スタートアップ用補助電流供給回路
１０ 電流源回路
１１ 基準電流源
１２ 電源
１３ 正極性電流入力
１４ 負極性電流入力
２１ 正極性出力
２２ 負極性出力
３１、３２ コンデンサ
４１ 出力コモン電圧

Claims (8)

1. 正極性入力信号および負極性入力信号を入力して正極性出力信号および負極性出力信号を出力する差動増幅器と、
   前記差動増幅器からそれぞれ出力される正極性出力信号および負極性出力信号をそれぞれ入力し増幅して正極性増幅信号および負極性増幅信号を生成するとともに、前記正極性増幅信号および負極性増幅信号から出力コモン電圧を生成する出力コモン電圧生成回路と、
   前記出力コモン電圧生成回路の出力コモン電圧と所定の基準電圧とを比較し、前記出力コモン電圧と前記所定の基準電圧との比較結果をコモンモードフィードバック信号として前記差動増幅器に帰還することにより、前記出力コモン電圧を前記基準電圧と一致させるコモンモードフィードバック用比較器と、
   前記出力コモン電圧生成回路における前記正極性出力信号および前記負極性出力信号の入力部に電流を常時流す電流源とを備えた全差動増幅装置。
2. 前記差動増幅器は、差動トランジスタ対と、前記差動トランジスタ対に共通に接続された差動増幅用電流源と、前記差動トランジスタ対の各差動トランジスタに個別に各負荷電流源が接続された負荷電流源対とを有し、前記差動トランジスタ対の各差動トランジスタの制御極に前記正極性入力信号および前記負極性入力信号がそれぞれ与えられ、前記差動トランジスタ対の各差動トランジスタと前記負荷電流源対の各負荷電流源との接続部から正極性出力信号および負極性出力信号がそれぞれ取り出される請求項１記載の全差動増幅装置。
3. 前記出力コモン電圧生成回路は、入力部に前記差動増幅器の正極性出力信号および負極性出力信号を各々反転する出力反転増幅用トランジスタ対と、前記出力反転増幅用トランジスタ対の各トランジスタの出力端の間に接続した第１および第２の抵抗の直列回路とを有し、前記第１および第２の抵抗の中点から前記出力コモン電圧を出力する請求項１記載の全差動増幅装置。
4. 前記コモンモードフィードバック用比較器は、前記出力コモン電圧生成回路から出力されるコモン電圧と所定の基準電圧とを比較する比較用トランジスタ対と、前記比較用トランジスタ対に共通に接続された比較用電流源と、前記比較用トランジスタ対の各比較用トランジスタにそれぞれ個別に電流帰還用トランジスタが接続されて、前記比較トランジスタ対による比較結果信号に基づいて前記負荷電流源対に流れる電流を変化させる電流帰還用トランジスタ対とを有する請求項２記載の全差動増幅装置。
5. 前記負荷電流源対が負荷電流源トランジスタ対からなり、前記電流帰還トランジスタ対の一方の電流帰還トランジスタと前記負荷電流源トランジスタ対の各負荷電流源トランジスタとがカレントミラー回路を構成している請求項４記載の全差動増幅装置。
6. 前記差動トランジスタ対がＭＯＳトランジスタ対からなる請求項２記載の全差動増幅装置。
7. 前記差動トランジスタ対がバイポーラトランジスタ対からなる請求項２記載の全差動増幅装置。
8. 前記出力コモン電圧生成回路が出力反転増幅用トランジスタ対の出力端と前記第１および第２の抵抗の直列回路との間にバイポーラトランジスタからなるバッファ対を有する請求項３記載の全差動増幅装置。
   

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