JP4797664B2 - ブラシレスｄｃモータの制御装置および熱交換型冷却機および換気送風装置 - Google Patents

Description

本発明は、換気送風装置、例えば、携帯基地局等の機器冷却に使用される熱交換型冷却機に使用されるブラシレスＤＣモータの制御装置に係り、矩形波の通電期間を長くして通電重なり期間を設けた広角通電で回転させる制御装置において、位置センサを用いることなくセンサレス駆動によりブラシレスＤＣモータの転流タイミングを好適に制御することに関するものである。

近年、この種の換気送風装置は、２４時間３６５日の連続換気と、換気量の調節のため、効率が高く、回転数が連続的に変更できるブラシレスＤＣモータが採用されている。また、市場のコスト要求、設置スペースを少なくすることや夜間も含めた連続運転のため、装置の低コスト化、小型化、低騒音化や高信頼性が求められ、更には、ブラシレスＤＣモータやその制御装置の低コスト化、小型化、低騒音化や高信頼性が求められている。

例えば、具体的に熱交換型冷却機では、発熱体収納箱内の空気を取込んだ後、熱交換素子内を通過させて熱交換させ、再び発熱体収納箱内に戻し循環させる内気風路と、外気を取込み、熱交換素子内を通過させて熱交換させた後、再び外気に排出する外気風路を有しこれら両風路は仕切板にて独立しており、それぞれの風路内には、それぞれの空気を搬送する換気送風装置が設置されたものが知られている（例えば、特許文献１参照）。

通常このような構成の熱交換型冷却機は、携帯基地局等の冷却に使用され、携帯基地局本体側から、熱交換型冷却機に直流の低圧電源が供給され、ブラシレスＤＣモータを搭載した換気送風装置等を駆動している。

以下、その熱交換型冷却機の動作について、図１８を参照しながら説明する。

図１８に示すように、発熱体収納箱１０１内の熱せられた空気（以下、これを内気と称する）は熱交換型冷却機１０２の内気吸込口１０３より、室内側ブラシレスＤＣモータ１０４を搭載した室内側送風機１０５によって吸込まれ、熱交換素子１０６を通過したのち、内気吐出口１０７より発熱体収納箱１０１内に戻る循環風路を循環している。一方、室外側ブラシレスＤＣモータ１０８を搭載した室外側送風機１０９によって、外気吸込口１１０より吸込まれた外気は、熱交換素子１０６を通過したのち、外気吹出口１１１より、外気に再度排出されている。内気風路と外気風路は仕切板１１２によって両風路が独立するよう略気密状態に仕切られ、また内気風路と外気風路の交点には外気と内気の顕熱を交換する熱交換素子１０６が配置されている。上記構成により、熱交換型冷却機１０２は、低温外気を取り入れ、発熱体収納箱１０１内部の暖かい空気との間で熱交換素子１０６にて熱交換をおこない、暖かくなった外気は排気し、冷たくなった空気を箱内に給気する。

また、室内側ブラシレスＤＣモータ１０４及び室外側ブラシレスＤＣモータ１０８は、通常ホール素子等の磁極センサを内蔵したブラシレスＤＣモータを使用し、そのブラシレスＤＣモータを駆動する制御装置１１３は、基地局を設置する場所の低温外気や粉塵の影響を受けないように、熱交換型冷却機１０２の内気風路内に設置され、外気にさらされる室外側ブラシレスＤＣモータ１０８とは、長い中継の動力リード線１１４とセンサ信号リード線１１５とで接続されていた。制御装置１１３には、発熱体収納箱１０１内等に設置された低圧の直流電源１１６より、駆動電力が供給されている。

ブラシレスＤＣモータの広角通電制御は、前記構成の通常ホール素子等の３つの磁極センサを内蔵したブラシレスＤＣモータを使用し、その磁気センサの磁極位置検出信号の時間間隔より所定の電気角に相当する通電重なり期間を算出し、それに応じて固定子コイルの通電期間を制御し、所定の電気角の通電重なり期間をもうけてブラシレスＤＣモータを駆動して、駆動トルクのリップルを少なくし、振動や騒音を少なくする広角通電制御が行われている（例えば、特許文献２参照）。

以下、その広角通電制御の動作について、図１９及び図２０を参照しながら説明する。図１９に示すように、インバータ回路１１７は３相インバータブリッジの構成であり、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３はそれぞれＵ、Ｖ、Ｗ相の上アームスイッチング素子であり、同様にＱ４、Ｑ５、Ｑ６はそれぞれＵ、Ｖ、Ｗ相の下アームスイッチング素子である。各スイッチング素子には、それぞれ並列に還流ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６を接続する。ブラシレスＤＣモータ１１８は回転子１１９と固定子１２０から構成され、固定子１２０には電気角で１２０度の位相差を持つように固定子巻線Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３が配置される。また、電気角でお互いに１２０度の位相差を持つようにＨｕ、Ｈｖ、Ｈｗの３つの磁気センサ１２６を内蔵し、回転子１１９の磁極の位置を検出する。その磁極位置検出信号はマイクロコンピュータ１２２に内蔵された時間間隔計算手段１２７に出力される。

時間間隔計算手段１２７は入力した位置検出信号より時間間隔を計算し、予め定められた所定の電気角１２９から通電重なり期間計算手段１２８により通電重なり期間を演算する。

直流電源１１６とスイッチング素子の間には、図示するように直流電源１１６の出力電流を検出する電流検出抵抗１２１を配置する。マイクロコンピュータ１２２に内蔵された演算器１２４は通電重なり期間計算手段１２８よりモータ電流の相転流タイミングを計算し、インバータを制御するスイッチング信号、Ｕ＋、Ｖ＋、Ｗ＋、Ｕ−、Ｖ−、Ｗ−を出力する。ドライブ回路１２５は演算器１２４から出力されるスイッチング信号に基づいて、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６をそれぞれ通電して駆動されている。

図２０（ａ）は具体的なＨｕ、Ｈｖ、Ｈｗの磁極位置検出信号の時間間隔を示している。図２０（ｂ）は１５０度の通電期間を持った広角通電の具体的なＵ＋、Ｖ＋、Ｗ＋、Ｕ−、Ｖ−、Ｗ−のスイッチング信号、通電期間、通電重なり期間および通電の重ならない期間を示している。

ブラシレスＤＣモータのセンサレス制御は、モータ駆動中の固定子巻線に誘起される誘起電圧と界磁との相関に着目して、誘起電圧に基づいてモータの転流タイミングを決定する制御方式や直流電源からインバータ回路に供給される電流値の時間に対する変化率に基づいて回転子の磁極位置を推定することによって、モータの転流タイミングを決定するセンサレス制御方式が知られている（例えば、特許文献３参照）。

以下、そのブラシレスＤＣモータの制御装置の動作について、図２０を参照しながら説明する。

図２１に示すように、インバータ回路１１７は３相インバータブリッジの構成であり、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３はそれぞれＵ、Ｖ、Ｗ相の上アームスイッチング素子であり、同様にＱ４、Ｑ５、Ｑ６はそれぞれＵ、Ｖ、Ｗ相の下アームスイッチング素子である。各スイッチング素子には、それぞれ並列に還流ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６を接続する。ブラシレスＤＣモータ１１８は回転子１１９と固定子１２０から構成され、固定子１２０には電気角で１２０度の位相差を持つように固定子巻線Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３が配置される。直流電源１１６とスイッチング素子の間には、直流電源１１６の出力電流を検出する電流検出抵抗１２１を配置する。電流検出抵抗１２１の端子間電圧をマイクロコンピュータ１２２に内蔵されているＡ／Ｄ変換器１２３に入力する。演算器１２４はＡ／Ｄ変換器１２３でデジタル化した電流値を参照してモータ電流の相転流タイミングを計算し、インバータを制御するスイッチング信号、Ｕ＋、Ｖ＋、Ｗ＋、Ｕ−、Ｖ−、Ｗ−を出力する。ドライブ回路１２５は演算器１２４から出力されるスイッチング信号に基づいて、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６をそれぞれ１２０度毎に通電して駆動されている。

直流電源１１６から出力される電流の時間に対する変化率の極性を検出し、この極性が変化した時刻に基づいて回転子の磁極位置を推定し、該検出信号に基づいて極性の反転時刻を計測し、該時刻から回転子の磁極位置の推定を行い、転流タイミングを得るものである。

特開２００１−１５６４７８号公報 特開昭６２−１７１４８９号公報 特開平８−１２６３７９号公報

このような従来の構成では、磁気センサを搭載する場合は、室外側ブラシレスＤＣモータの内蔵する磁気センサと制御装置を長い中継リード線で接続するため、センサ信号の中継リード線がノイズの影響を受け易く、誤動作しやすくなるとともに、熱交換型冷却機内の配線作業も複雑で手間がかかり、高コストの冷却機になるという課題があり、また、磁気センサをＤＣモータに内蔵するため、ＤＣモータの寸法が厚くなり、装置が小型化出来ないという課題があった。

また、センサレス駆動のブラシレスＤＣモータの場合、電流値の極小になる所が、すなわち誘起電圧が最大となる所と等しいとして、磁極位置を推定して転流タイミングを決定しているが、広角通電の場合電流波形が違い、電流値が最小にならない。従って、誘起電圧が最大になる所を推定することができず、磁極位置を把握することが困難となるため、ＤＣモータを駆動することが出来ないという課題があった。

また、この様な従来の構成では、１２０度矩形波通電に関するものであり、トルクの脈動が多いために装置との共振によって騒音が発生するという課題があった。

本発明は、このような従来の課題を解決するもので、磁気センサやセンサ信号中継コネクタを無くし、広角通電でブラシレスＤＣモータを駆動することによって、小型、低コスト、低騒音で信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置を実現することを目的としている。

本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置は、上記目的を達成するために、直流電源に複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるインバータ回路を介して接続された回転子と固定子巻線を有するブラシレスＤＣモータを前記インバータ回路のスイッチング素子をオン・オフさせ、オンの期間を電気角で１２０度より長くして通電重なり期間を設けて広角通電で回転させる制御装置において、前記直流電源からインバータ回路に供給される電流を検出する電流検出抵抗と、あらかじめ記憶しておいた前記インバータ回路に供給される電流値の変化率と前記固定子巻線に誘起される誘起電圧に対する前記固定子巻線に印加する電圧との位相関係と、この位相関係に前記電流検出抵抗より出力される電流値により得られる電流変化率を対比させて位相を推定する位相推定手段と、前記位相推定手段によって推定した位相があらかじめ定められた目標位相に追従するように転流タイミングを決定する転流タイミング決定手段を有し、前記位相推定手段は、前記通電重なり期間ではない通電の重ならない期間において、あらかじめ定められた第１のタイミングにおける第１の電流値と第２のタイミングにおける第２の電流値を求め、前記第１の電流値に対する前記第２の電流値の比を前記電流変化率として算出することを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御装置としたものである。

この手段により、インバータ回路に流れる電流を検出して位相を推定することができ、広角通電においても確実な位置検出が可能となり、複雑な位相の推定回路を必要とせずにセンサレス駆動が可能になり、小型、低コストで低騒音のブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。

また、位相推定手段は、通電重なり期間ではない通電の重ならない期間において、あらかじめ定められた第１のタイミングにおける第１の電流値と第２のタイミングにおける第２の電流値を求め、前記第１の電流値に対する前記第２の電流値の比を電流変化率として算出することは、転流周期内における位相の推定において、電流変化率と固定子巻線に誘起される誘起電圧の位相の関係が明確で、しかも、変化率が比較的大きくとれるタイミングで電流値をサンプリングすることが可能となり、正確でより大きな電流変化率を得ることができ、位相の推定精度を向上できる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの駆動装置が得られる。

また、他の手段は、電流変化率を機械角で１回転の期間記憶して、１回転の電流変化率の平均値を求め、１回転の電流変化率の平均値から位相を推定できるようにしたものである。

これにより、スイッチング素子のばらつきや、回転子の磁石のばらつき、負荷のアンバランスによるばらつき等による、電流のばらつきの影響を軽減でき、位相の推定精度を向上できる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの駆動装置が得られる。

また、他の手段は、電流変化率を機械角で１回転の期間記憶して、１回転の電流変化率の平均値を求め、最新の電流変化率と１回転前の電流変化率を比較し、その差があらかじめ定められた値よりも小さい時は、１回転の電流変化率の平均値から位相を推定し、一方、あらかじめ定められた値よりも大きい時は、最新の電流変化率から位相を推定できるようにしたものである。

これにより、負荷変動の大きさを検出することができ、負荷変動に応じてより正確な電流変化率が得られ、位相の推定精度を向上できる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。

また、他の手段は、位相推定手段により推定された位相と目標位相との位相差に応じて転流周期の時間補正を行い、今回の転流タイミング及び次回の転流周期を決定するものとしたものである。

これにより、負荷変動に対して転流周期毎に常に最適な転流タイミングを得ることができ、負荷の変動に対する追従性が向上できる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。

また、他の手段は、今回の転流周期を４分割し、前回の転流タイミングから４分の３の期間までに前記位相推定手段により位相を推定し、目標位相との位相差に応じて、最後の４分の１の期間のみを時間補正するものとしたものである。

これにより、位相推定手段により位相を推定した直後に転流タイミング及び次回の転流周期を決定できるので、負荷の変動の大きさを素早く検出することが可能となり、負荷変動に応じた最適な通電タイミング及び通電周期を得ることができ、負荷変動に対する追従性が向上できる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。

また、他の手段は、位相推定手段で推定された位相と目標位相を比較し、あらかじめ定められた位相差よりも大きい時は、今回の転流周期から目標位相と実際の位相との位相差に応じて時間補正を行い、次回の転流周期を演算し、転流タイミングを決定し、小さい時は、あらかじめ定められた転流周期の４分の１の時間区間のみを時間補正し、次回の転流周期を演算し、転流タイミングを決定するものとしたものである。

これにより、負荷の変動の大きさを検出することが可能となり、転流タイミング毎に負荷変動に応じた最適な通電タイミングを得ることができ、負荷変動に対する追従性が向上できる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。

また、他の手段は、起動時と運転時では、時間補正量を変えることにより、目標位相に追従するように転流タイミングを補正することとしたものである。

これにより、起動時は回転が不安定であるため、位相推定に誤差が生じやすく、起動時と運転時とで時間補正量を変えることにより、回転の不安定さや脱調を引き起こすことを軽減でき、負荷変動に対する追従性が向上できる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。

また、他の手段は、起動時は前記スイッチング素子のＯＮ期間を電気角で１２０度にして通電重なり期間を設けない矩形波通電で回転し、運転時は広角通電で回転させるとしたものである。

これにより、広角通電は通電重なり期間を設けるため、１２０度通電に比べ制御が複雑で、特に、起動時は回転が不安定になるため通電重なり期間や位相推定に誤差が生じやすいため、位相重なり期間のない１２０度通電で起動し、回転が安定する運転時は広角通電に切り替えることにより、回転の不安定さや脱調を引き起こすことを軽減でき、負荷変動に対する追従性が向上できる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。

また、他の手段は、ブラシレスＤＣモータの制御装置を換気送風装置、例えば、熱交換型冷却機に搭載したものである。

これにより、内気風路側に設置された制御手段との接続に使用するセンサ信号の中継リード線が不要になり、中継線を接続する作業もなくなるので、小型で低コストになり、また、センサ信号線へのノイズによる誤動作の影響がないため、信頼性の高い換気送風装置、例えば、熱交換型冷却機が提供できる。

本発明によれば、複雑な位相の推定回路を必要とせず、安価なマイコンを使用して広角通電でセンサレス駆動が可能となるため、小型、低コストで低騒音のブラシレスＤＣモータの制御装置を提供できる。

また、センサ信号のリード線が不要になるためノイズの影響を排除できると共に、軽負荷、重負荷など負荷の大きさが変化しても、負荷変動に応じて常に最適な位相にすることが可能となり、外乱等により負荷変動が大きい場合においても脱調することが無いので、信頼性が高く高効率のブラシレスＤＣモータの制御装置を提供できる。

また、磁気センサが不要になるので、ブラシレスＤＣモータを小型化、低コスト化できると共に、センサ信号のリード線が不要になり、中継線を接続する作業もなくなるので、小型で低コストの換気送風装置、例えば、具体的に熱交換型冷却機を提供できる。

本発明の実施の形態１のブラシレスＤＣモータの制御装置のブロック図 同位相推定手段による位相推定方法の説明図 同位相と電流変化率を示す相関特性図 同位相と電流変化率を簡略化した相関図 本発明の実施の形態２の位相推定手段による位相推定方法の説明図 本発明の実施の形態３の位相推定手段による位相推定方法の説明図 同位相と電流変化率を示す相関特性図 本発明の実施の形態４の位相推定手段による位相推定方法の説明図 本発明の実施の形態５の位相推定手段による位相推定方法の説明図 本発明の実施の形態６の転流タイミング決定手段による転流タイミングの決定方法の説明図 同位相と電流変化率を簡略化した相関図 本発明の実施の形態７の転流タイミング決定手段による転流タイミングの決定方法の説明図 同位相と電流変化率を簡略化した相関図 本発明の実施の形態９の同位相と電流変化率を簡略化した相関図 本発明の実施の形態１０の１２０度通電の説明図 同位相と電流変化率を示す相関特性図 本発明の実施の形態１２のブラシレスＤＣモータの制御装置を搭載した熱交換型冷却機の構造を示す概略断面図 従来の熱交換型冷却機の構造を示す概略断面図 従来のブラシレスＤＣモータの広角通電制御装置の図 同広角制御通電の説明図（（ａ）磁極位置検出信号を示す図、（ｂ）スイッチング信号を示す図、（ｃ）電流検出手段の検知する電流波形を示す図） 従来のブラシレスＤＣモータのセンサレス制御装置の図

本発明の請求項１記載の発明は、直流電源に複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるインバータ回路を介して接続された回転子と固定子巻線を有するブラシレスＤＣモータを前記インバータ回路のスイッチング素子をオン・オフさせ、オンの期間を電気角で１２０度より長くして通電重なり期間を設けて広角通電で回転させる制御装置において、
前記直流電源からインバータ回路に供給される電流を検出する電流検出抵抗と、あらかじめ記憶しておいた前記インバータ回路に供給される電流値の変化率と前記固定子巻線に誘起される誘起電圧に対する前記固定子巻線に印加する電圧との位相関係と、この位相関係に前記電流検出抵抗より出力される電流値により得られる電流変化率を対比させて位相を推定する位相推定手段と、前記位相推定手段によって推定した位相があらかじめ定められた目標位相に追従するように転流タイミングを決定する転流タイミング決定手段を有し、前記位相推定手段は、前記通電重なり期間ではない通電の重ならない期間において、あらかじめ定められた第１のタイミングにおける第１の電流値と第２のタイミングにおける第２の電流値を求め、前記第１の電流値に対する前記第２の電流値の比を前記電流変化率として算出することを特徴とするものであり、インバータ回路に流れる電流を検出して位相を推定することができ、広角通電においても確実な位置検出が可能となり、複雑な位相の推定回路を必要とせずセンサレス駆動ができ、小型、低コストで低騒音のブラシレスＤＣモータの制御装置が実現できる。

特に、通電の重ならない期間において、あらかじめ定められた第１のタイミングにおける第１の電流値と第２のタイミングにおける第２の電流値を求め、前記第１の電流値に対する前記第２の電流値の比を電流変化率として算出することで、転流周期内における位相の推定において、電流変化率と固定子巻線に誘起される誘起電圧の位相の関係が明確で、しかも、変化率が比較的大きくとれる位置で電流値をサンプリングすることが可能となり、正確でより大きな電流変化率を得ることができ、位相の推定精度を向上できる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの駆動装置が実現できる。

本発明の請求項２記載の発明は、請求項１に記載の発明において、電流変化率を機械角で１回転の期間記憶して、１回転の電流変化率の平均値を求め、１回転の電流変化率の平均値から位相を推定できるようにしたものであり、スイッチング素子のばらつきや、回転子の磁石のばらつき、負荷のアンバランスによるばらつき等による、電流のばらつきの影響を軽減でき、位相の推定精度を向上できる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの駆動装置が実現できる。

本発明の請求項３記載の発明は、請求項２に記載の発明において、電流変化率を機械角で１回転の期間記憶して、１回転の電流変化率の平均値を求め、最新の電流変化率と１回転前の電流変化率を比較し、その差があらかじめ定められた値よりも小さい時は、１回転の電流変化率の平均値から位相を推定し、一方、あらかじめ定められた値よりも大きい時は、最新の電流変化率から位相を推定できるようにしたものであり、負荷変動の大きさを検出することができ、負荷変動に応じてより正確な電流検出率が得られ、位相の推定精度を向上できる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が実現できる。

本発明の請求項４記載の発明は、請求項１乃至３のいずれかに記載の発明において、前回の転流周期から目標位相と実際の位相との位相差に応じて時間補正を行い、今回の転流タイミング及び次回の転流周期を演算し、転流タイミングを決定するものとしたものであり、負荷変動に対して転流周期毎に常に最適な転流タイミングを得ることができ、負荷の変動に対する追従性が向上できる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が実現できる。

本発明の請求項５記載の発明は、請求項１及至４のいずれかに記載の発明において、前回の転流周期を４分割し、最初から３番目までの４分の３の期間までに前記位相推定手段により実際の位相を推定し、目標位相との位相差に応じて、最後の４分の１の期間のみを時間補正するものとしたものであり、位相推定手段により位相を推定した直後に転流タイミング及び転流周期を決定できるので、負荷の変動の大きさを素早く検出することが可能となり、負荷変動に応じた最適な通電タイミング及び通電周期を得ることができ、負荷変動に対する追従性が向上できる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が実現できる。

本発明の請求項６記載の発明は、請求項１及至５のいずれかに記載の発明において、目標位相と実際の位相と比較し、あらかじめ定められた位相差よりも大きい時は、前回の転流周期から目標位相と実際の位相との位相差に応じて時間補正を行い、次回の転流周期を演算し、転流タイミングを決定し、小さい時は、あらかじめ定められた転流周期の４分の１の時間区間のみを時間補正するものとしたものであり、負荷の変動の大きさを検出することが可能となり、転流タイミング毎に負荷変動に応じた最適な通電タイミングを得ることができ、負荷変動に対する追従性が向上できる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が実現できる。

本発明の請求項７記載の発明は、請求項１乃至６に記載の発明において、起動時と運転時では、時間補正量を変えることにより、目標位相に追従するように転流タイミングを補正することとしたものであり、起動時は回転が不安定であるため、位相推定に誤差が生じやすく、起動時と運転時とで時間補正量を変えることにより、回転の不安定さや脱調を引き起こすことを軽減でき、負荷変動に対する追従性が向上できる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が実現できる。

本発明の請求項８記載の発明は、請求項１乃至７に記載の発明において、起動時と運転時では、時間補正量を変えるものであり、起動時は回転が不安定であるため、位相推定に誤差が生じやすく、起動時と運転時とで時間補正量を変えることにより、回転の不安定さや脱調を引き起こすことを軽減でき、負荷変動に対する追従性が向上できる信頼性の高い駆動を実現できる。

本発明の請求項９記載の発明は、請求項１乃至８に記載の発明において、ブラシレスＤＣモータの制御装置を熱交換型冷却機に搭載したものであり、内気風路側に設置された制御手段との接続に使用するセンサ信号の中継リード線が不要になり、中継線を接続する作業もなくなるので、小型で低コストになり、また、センサ信号線へのノイズによる誤動作の影響がないため、信頼性の高い熱交換型冷却機が実現できる。

本発明の請求項１０記載の発明は、請求項１乃至９に記載の発明において、ブラシレスＤＣモータの制御装置を換気送風装置に搭載したものであり、センサ信号の中継リード線が不要になり、中継線を接続する作業もなくなるので、小型で低コストになり、また、センサ信号線へのノイズによる誤動作の影響がないため、信頼性の高い換気送風装置が実現できる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。

（実施の形態１）
図１に示すように、インバータ回路１は３相インバータブリッジの構成であり、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３はそれぞれＵ、Ｖ、Ｗ相の上アームスイッチング素子であり、同様にＱ４、Ｑ５、Ｑ６はそれぞれＵ、Ｖ、Ｗ相の下アームスイッチング素子である。各スイッチング素子には、それぞれ並列に還流ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６を接続する。ブラシレスＤＣモータ２は回転子３と固定子４から構成され、固定子４には電気角で１２０度の位相差を持つように固定子巻線Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３が配置される。直流電源５とスイッチング素子の間には、図示するように直流電源５の出力電流を検出する電流検出抵抗６を配置する。電流検出抵抗６の端子間電圧をマイクロコンピュータ７に内蔵されているＡ／Ｄ変換器８に入力する。位相推定手段９はＡ／Ｄ変換器８でデジタル化した電流値から電流の時間に対する電流変化率を演算し、あらかじめ記憶しておいたインバータ回路１に供給される電流値の電流変化率と固定子巻線に誘起される誘起電圧に対する固定子巻線に印加する電圧との位相関係から、位相を推定する。転流タイミング決定手段１０は、位相推定手段９から得られた位相と目標位相を比較し、位相差に基づいてモータ電流の相転流タイミングを計算し、インバータを制御するスイッチング信号、Ｕ＋、Ｖ＋、Ｗ＋、Ｕ−、Ｖ−、Ｗ−を出力する。ドライブ回路１１は転流タイミング決定手段１０から出力されるスイッチング信号に基づいて、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６をそれぞれ１２０度毎に通電して駆動されている。

位相推定手段９、転流タイミング決定手段１０、ドライブ回路１１はマイクロコンピュータ７に内蔵されている。

制御装置１２は、インバータ回路１、電流検出抵抗６、マイクロコンピュータ７からなる。電流検出抵抗６は、流れた電流により両端の電圧が変化する抵抗体であれば良く、本実施例では５０ｍΩの抵抗であり、電流検出抵抗６を流れた電流による端子間の電圧をＡ／Ｄ変換器８で変換し、取り込むことにより、電流値を検出する。

次に位相推定の方法について説明する。図２（ａ）は１５０度の広角通電における電流検出抵抗が検出する電流波形を示している。図において、転流周期の任意の２点、すなわちＩ１、Ｉ２における電流値をＡ／Ｄ変換し、Ｉ１の電流値に対してＩ２の電流値の比を電流変化率Ｉｈｉとして、式１により求める。

Ｉｈｉ＝Ｉ２の電流値／Ｉ１の電流値・・・（式１）
トルクを一定にして、固定子巻線に誘起される誘起電圧に対する固定子巻線に印加する電圧との位相を例えば−３０度から２０度まで変化させた時の電流変化率を式１により求めると、図３のような電流変化率と固定子巻線に印加する電圧との位相関係が得られる。

この位相関係から、演算処理の負担を軽減するために、図４に示すような電流変化率と固定子巻線に印加する電圧との位相関係に簡略化し、これをあらかじめ記憶しておく。したがって、式１で得られた電流変化率から図４を用いて現在の位相を得ることができる。

図２（ｂ）は、目標とする位相に対して転流タイミングが早い時の電流波形を示している。この場合において、式１により得られた電流変化率Ｉｈｉを１．０１１とすると、図４から−５度の位相であると推定でき、目標位相を０度とすると、目標位相に対する位相差は−５度であり、目標位相に対して進み位相であると判別できる。その位相差に応じて、次回の転流タイミングと転流周期を遅らすことによって、電流波形を破線に近づけ、目標位相での運転を可能にする。

一方、図２（ｃ）は、目標とする位相に対して転流タイミングが遅い時の電流波形を示している。破線は目標としている位相の場合の電流波形を示している。この場合において、式１により得られた電流変化率Ｉｈｉを０．９６３とすると、図４から５度の位相であるいと推定でき、目標位相を０度とすると、目標位相に対する位相差は５度であり、目標位相に対して遅れ位相であると判別でき、その位相差に応じて、次回の転流タイミングと転流周期を早めることによって、電流波形を破線の波形に近づけ、目標位相での運転を可能にする。

これによって、インバータ回路１に流れる電流を検出して位相を推定することが可能となり、モータと制御装置が離れていて、モータリード線が長くなっても、リード線による電圧降下の影響を受けない信頼性の高いセンサレス駆動が可能になる。また、本実施例のように、発熱体が携帯基地局のような場合には、直流電源は２４Ｖや４８Ｖのような低圧の直流電源の場合が多く、その場合は、電流が多い状態で駆動されるので、電流検出の信頼性が高くなり、位相推定の精度もさらに高くなる。

尚、広角通電の電気角は１５０度としたが、モータにあわせて設定すればよく、また、あらかじめ記憶する位相を−３０度から２０度の範囲としたが、これもモータに合わせて設定すればよく、その作用効果に差異を生じない。

（実施の形態２）
実施の形態１と同一部分は同一番号を付し、詳細な説明は省略する。図５は、１５０度の広角通電における電流検出抵抗が検知する電流波形を示している。図において、転流周期におけるあらかじめ定められた第１のタイミング及び第２のタイミングの領域において、任意の２点ｔ１、ｔ２における電流値Ｉ１、Ｉ２をＡ／Ｄ変換し、Ｉ１の電流値に対してＩ２の電流値の比を電流変化率Ｉｈｉとして、式１により求める。

同様にして、トルクを一定にして、固定子巻線に誘起される誘起電圧に対する固定子巻線に印加する電圧との位相を変化させた時の電流変化率を式１により求め、電流変化率と固定子巻線に印加する電圧との位相関係に簡略化し、これをあらかじめ記憶しておき、得られた位相に基づいて、転流タイミングを早めたり、遅らせたりすることにより、目標位相での運転を可能にする。

これによって、相関曲線をあらかじめ記憶することにより、得られた電流変化率から現在の位相を容易に得ることができ、複雑な演算を必要とせずに位相の検出ができ、安価なマイコンを使用することが可能となり、低価格で信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が製造できる。

（実施の形態３）
実施の形態１または２と同一部分は同一番号を付し、詳細な説明は省略する。図６は、１５０度の広角通電における電流検出抵抗が検出する電流波形を示している。図において、前回の転流タイミングをｔ０、今回の転流タイミングをｔ１とし、ｔ０からｔ１までの転流周期をＴ１とする。この通電周期Ｔ１の期間には通電重なり期間と通電の重ならない期間が存在し、電流波形の形状が異なることが確認できる。通電重なり期間、通電の重ならない期間と電流波形については図１９の（ｂ）、（ｃ）に具体的に示している。

通電の重ならない期間において、ｔ０からあらかじめ定められた第１のタイミングｔ１１における第１の電流値Ｉ１と第２のタイミングｔ１２における第２の電流値Ｉ２をＡ／Ｄ変換して求め、次にＩ１の電流値に対してＩ２の電流値の比を電流変化率Ｉｈｉとして、式１により求める。

一例として第１のタイミングｔ１１を電気角１０度、第２のタイミングｔ１２を電気角３０度として各位相における電流変化率の関係を図７において実線で示す。一方、通電重なりの期間において、一例として第１のタイミングｔ１１を電気角３０度、第２のタイミングｔ１２を電気角５０度の各位相における電流変化率の関係も破線で同時に示す。図より実線で示した特性の方が各位相において電流変化率の変化が大きくなっている。破線は殆ど変化が無い。これにより、電流変化率の変化が大きい通電の重ならない期間において電流値を検出する方が位相の推定誤差がより少なくなるということがわかる。

これによって、広角通電における位相の推定において、電流変化率が比較的大きく変化する通電の重ならない期間で電流値をサンプリングすることにより、より正確な電流変化率を得ることができ、位相の推定精度を向上できる信頼性の高い駆動を可能にする。

なお、本実施例においては、電気角で１０度と３０度のタイミングにおける電流値から電流変化率を求め、位相を推定しているが、他の例えば５度と２５度のタイミングにおける電流値でもよい。要は通電の重ならない期間で電流の変化が大きくなるタイミングで電流変化率を求めればよく、その作用効果に差異は生じない。

（実施の形態４）
実施の形態１乃至３のいずれかと同一部分は同一番号を付し、詳細な説明は省略する。図８は、負荷変動がなく一定回転数で駆動していた時の１５０度の広角通電における電流波形を示している。図において、スイッチング素子のばらつき、回転子の磁石のばらつき、負荷のアンバランスなどの影響により、電流波形の振幅にばらつきがあらわれる。これらの電流のばらつきは周期性をもっており、機械角で１回転毎に繰り返されている。

したがって、機械角で１回転分の電流変化率を記憶して、その平均値を電流変化率として用い、位相を推定する。

例えば、８極１２スロットのブラシレスＤＣモータの場合、機械角で１回転に相当する通電切替えは、２４回である。よって、２４回分の電流変化率を記憶し、その平均値Ｉｈｉａを式２により求める。

Ｉｈｉａ＝（Ｉｈｉ１＋Ｉｈｉ２＋Ｉｎｉ３＋ ・・・ ＋Ｉｈｉ２４）／２４・・・（式２）
これによって、スイッチング素子のばらつきや、回転子の磁石のばらつき、負荷のアンバランスによるばらつき等による、電流のばらつきの影響を軽減でき、位相の推定精度を向上できる信頼性の高い駆動を可能にする。

なお、本実施例においては、機械角で１回転分の電流変化率を記憶し、その平均値により、位相を推定することとしたが、２回転分や０．５回転分でもよい。要は、ばらつきによる影響を小さくできれば良く、その作用効果に差異は生じない。

（実施の形態５）
実施の形態１乃至４のいずれかと同一部分は同一番号を付し、詳細な説明は省略する。図９は、負荷が徐々に重くなっていく時の１５０度通電における電流波形を示している。図において、転流周期毎に負荷が重くなっているため、位相が徐々に遅れ位相になっている。これに機械角で１回転前の電流波形（破線で示す）を重ねると電流波形の形が次第に遅れ位相となり、転流周期が遅くなっていることがより顕著にわかる。

従って、電流変化率を機械角で１回転の期間記憶して、１回転の電流変化率の平均値を式２により求め、最新の電流変化率と１回転前の電流変化率を比較する。この差があらかじめ定められた値、例えば、電流変化率が±０．０２よりも小さい時は、負荷変動が小さいと判断し、１回転の電流変化率の平均値から位相を推定する。一方、電流変化率が±０．０２よりも大きい時は、負荷変動が大きいと判断し、最新の電流変化率から位相を推定する。

例えば、最新の電流変化率が１．０２４の時、電流変化率の平均値が０．９８９とする。

両者の差は、０．０３５となり、あらかじめ定められたしきい値±０．０２よりも大きいことから、負荷変動が大きいと判断し、最新の電流変化率から位相を推定する。一方、最新の電流変化率が、０．９９９の時、同様にして両者の差は、０．０１であり、負荷変動が少ないと判断し、電流変化率の平均値から位相を推定することになる。

これによって、負荷変動の大きさを検出することができ、負荷変動に応じてより正確な電流検出率が得られ、位相の推定精度を向上できる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。

なお、本実施例においては、最新の電流変化率と１回転前の電流変化率との差を±０．０２としたが、モータ負荷に応じて数値を決めればよく、±０．０１や±０．０３であってもその作用効果に差異は生じない。

（実施の形態６）
実施の形態１乃至５のいずれかと同一部分は同一番号を付し、詳細な説明は省略する。図１０に基づいて、今回の転流タイミングを補正し次回の転流周期を決定する方法について説明する。図１０（ａ）は、転流タイミングを早めて位相を進める時の電流波形を示している。図１０（ｂ）は、転流タイミングを遅らせて位相を遅らす時の電流波形を示している。前回の転流タイミングをｔ０、今回の転流タイミングをｔ１とし、ｔ０からｔ１までの今回の転流周期をＴ１とする。電流変化率から固定子巻線に印加する電圧との位相を図１１に基づき位相推定を行い、得られた位相から補正値αを得る。Ｔ１はｔ０の時点で決定されているが、補正値αを得た後再度決定され、３式より求める。

Ｔ１＝Ｔ１＋α×Ｔ１・・・（式３）
ここで、Ｔ１＋α×Ｔ１はｔ０の時点で決定されていたＴ１の値である。この再度決定されたＴ１に基づいて転流タイミングｔ１が補正される。

また、次回の転流タイミングをｔ２とし、ｔ１からｔ２までの転流周期Ｔ２とすると、この時に得られたＴ１を次回の転流周期Ｔ２としてｔ２が決定され、これら一連の動作が繰り返され転流タイミング、転流周期が決定される。

例えば、転流周期Ｔ１が１ｍｓ、位相が５度の時の補正値αは−１／１６となり、式３より今回の転流周期Ｔ１は、０．９３７５ｍｓに補正され、今回の転流タイミングｔ１を前回の転流タイミングｔ０で決定した値よりも早めることにより目標位相に近づけるように制御を行う。

一方、位相が−５度の時の補正値αは１／１６となり、同様に式３により今回の転流周期Ｔ１は、１．０６２５ｍｓとなり、今回の転流タイミングｔ１を前回の転流タイミングｔ０で決定した値よりも遅らせることにより目標位相に近づけるように制御を行う。

このようにして得られた補正値に基づいて、今回の転流タイミングを早めたり、遅らせたりすることにより、目標位相での運転を可能にする。

これによって、負荷変動に対して転流周期毎に常に最適な転流タイミングを得ることができ、負荷の変動に対する追従性が向上できる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。

なお、本実施例においては、図１１に示すような電流変化率と固定子巻線に印加する電圧との位相関係及び補正値αの具体的な例を示したが、これらの数値はモータの特性に合わせて決めれば良く、その作用効果に差異は生じない。

また、αの値をｔ１のタイミングを決定する時とＴ２の周期を決める時に同じ値としたが、異なった値でもよく、これらの数値はモータの特性に合わせて決めれば良く、その作用効果に差異は生じない。

（実施の形態７）
実施の形態１乃至６のいずれかと同一部分は同一番号を付し、詳細な説明は省略する。図１２に基づいて、今回の転流タイミングを補正し次回の転流周期を決定する方法について説明する。図１２（ａ）は、転流タイミングを早めて位相を進める時の電流波形を示している。図１２（ｂ）は、転流タイミングを遅らせて位相を遅らす時の電流波形を示している。前回の転流タイミングをｔ０、今回の転流タイミングをｔ１とし、ｔ０からｔ１までの転流周期をＴ１、転流周期Ｔ１を４分割した時刻をＴ１ａとする。図１３に基づき、電流変化率から固定子巻線に印加する電圧との位相を推定し、得られた位相に基づいて、補正値βを取得する。Ｔ１はｔ０の時点で決定されているが、補正値βを得た後再度決定され、４式より求める。

Ｔ１＝３×Ｔ１ａ＋（Ｔ１ａ＋β×Ｔ１ａ）・・・（式４）
ここで、３×Ｔ１ａ＋（Ｔ１ａ＋β×Ｔ１ａ）のＴ１ａはｔ０の時点で決定されていたＴ１値より求めたものである。この再度決定されたＴ１に基づいて転流タイミングｔ１が補正される。このとき、転流タイミングから転流周期Ｔ１の４分の３が経過してから４分の４経過するまでのＴ１ａ時間を補正し、今回の転流タイミングｔ１を早めたり、遅らせたりすることにより、目標位相での運転を可能にする。

また、次回の転流タイミングをｔ２とし、ｔ１からｔ２までの転流周期Ｔ２とすると、この時に得られたＴ１を次回の転流周期Ｔ２としてｔ２が決定され、これら一連の動作が繰り返され転流タイミング、転流周期が決定される。

例えば、転流周期Ｔ１が１ｍｓ、位相が５度の時の補正値βは−１／３２となり、式４より転流周期Ｔ２は、０．９９２ｍｓとなり、今回の転流タイミングｔ１を前回の転流タイミングｔ０で決定した値よりも早めることにより目標位相に近づけるように制御を行う。

一方、位相が−５度の時の補正値βは１／３２となり、同様に式４により転流周期Ｔ２は、１．００８ｍｓとなり、今回の転流タイミングｔ１を前回の転流タイミングｔ０で決定した値よりも遅らせることにより目標位相に近づけるように制御を行う。

このようにして得られた補正値に基づいて、次回の転流タイミングを早めたり、遅らせたりすることにより、目標位相での運転を可能にする。

これによって、負荷変動に対して転流周期毎に常に最適な転流タイミングを得ることができ、負荷の変動に対する追従性が向上できる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。

なお、本実施例においては、図１３に示すような電流変化率と固定子巻線に印加する電圧との位相関係及び補正値βの具体的な例を示したが、これらの数値はモータの特性に合わせて決めれば良く、その作用効果に差異は生じない。

また、βの値をｔ１のタイミングを決定する時とＴ２の周期を決める時に同じ値としたが、異なった値でもよく、これらの数値はモータの特性に合わせて決めれば良く、その作用効果に差異は生じない。

（実施の形態８）
実施の形態１乃至７のいずれかと同一部分は同一番号を付し、詳細な説明は省略する。今回の転流タイミングを補正し次回の転流周期を決定する方法について説明する。目標位相と実際の位相と比較し、あらかじめ定められた位相差よりも大きい時は、前回の転流周期から目標位相と実際の位相との位相差に応じて、式３により今回の転流タイミングを補正し次回の転流周期を決定する。一方、位相差よりも小さい時は、式４により今回の転流タイミングを演算し、転流タイミングから転流周期の４分の３が経過してから４分の４経過するまでの時間を補正し、この時の今回の転流周期を次回の転流周期としてを決定し、今回の転流タイミングを早めたり、遅らせたりすることにより、目標位相での運転を可能にする。

例えば、目標位相と実際の位相差が１０度よりも大きい時は、式３により演算を行い、位相差が１０度未満の時は、式４により今回の転流タイミングを補正する。したがって、目標位相との位相差が１０度ある時、転流周期Ｔ１が１ｍｓ、位相が１０度の時の補正値αは−１／１６となり、式３より転流周期Ｔ１は、０．９３７５ｍｓに補正され、今回の転流タイミングｔ１を前回の転流タイミングｔ０で決定した値よりも早めることにより目標位相に近づけるように制御を行う。

一方、目標位相との位相差が１０度未満の時、転流周期Ｔ１が１ｍｓ、位相が５度の時の補正値βは−１／３２となり、式４より転流周期Ｔ１は、０．９９２ｍｓに補正され、今回の転流タイミングｔ１を前回の転流タイミングｔ０で決めた値よりも早めることにより目標位相に近づけるように制御を行う。

このようにして得られた補正値に基づいて、今回の転流タイミングを早めたり、遅らせたりすることにより、目標位相での運転を可能にする。

これによって、負荷の変動の大きさを検出することが可能となり、転流タイミング毎に負荷変動に応じた最適な通電タイミングを得ることができ、負荷変動に対する追従性が向上できる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。

（実施の形態９）
実施の形態１乃至８のいずれかと同一部分は同一番号を付し、詳細な説明は省略する。

図１４に基づいて、今回の転流タイミングを補正し次回の周期を決定する方法について説明する。起動時と運転時では、図１５に示すように補正値αを変えることにより、目標位相に追従するように転流タイミングを補正することとしたものである。

例えば、起動時において、転流周期Ｔ１が１ｍｓ、位相が１０度の時の補正値αは−２／１６となり、式３より転流周期Ｔ１は、０．８７５ｍｓに補正され、今回の転流タイミングｔ１を前回の転流タイミングｔ０で決定した値よりも早め、この転流周期を次回の転流周期にすることにより目標位相に近づけるように制御を行う。

一方、運転時において、位相が１０度の時の補正値αは１／１６となり、同様に式３により転流周期Ｔ１は、０．９３７５ｍｓｍｓに補正され、今回の転流タイミングｔ１を前回の転流タイミングｔ０で決定した値よりも早め、この転流周期を次回の転流周期にすることにより目標位相に近づけるように制御を行う。

このようにして得られた補正値に基づいて、今回の転流タイミングを早めたり、遅らせたりすることにより、目標位相での運転を可能にする。

これによって、起動時は回転が不安定であるため、位相推定に誤差が生じやすく、起動時と運転時とで時間補正値を変えることにより、回転の不安定さや脱調を引き起こすことを軽減でき、負荷変動に対する追従性が向上できる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。

なお、本実施例においては、図１５に示すような電流変化率と固定子巻線に印加する電圧との位相関係及び補正値αの具体的は例を示したが、これらの数値はモータの特性に合わせて決めれば良く、その作用効果に差異は生じない。

（実施の形態１０）
実施の形態１乃至９のいずれかと同一部分は同一番号を付し、詳細な説明は省略する。起動時は１２０度通電とし、運転時は広角通電に変えることにより、目標位相に追従するように転流タイミングを補正することとしたものである。

図１５は１２０度通電における電流波形を示したものである。図１６は１２０度通電における電流変化率の一例を示したものである。図より位相推定手段及び転流タイミング決定手段においては、広角通電とまったく同じ考え方で実現可能である。

広角通電は通電重なり期間を設けるため、１２０度通電に比べ制御が複雑で、特に、起動時は回転が不安定になるため通電重なり期間や位相推定に誤差が生じやすいため、位相重なり期間のない１２０度通電で起動し、回転が安定する運転時は広角通電に切り替えることによって、回転の不安定さや脱調を引き起こすことを軽減でき、負荷変動に対する追従性が向上できる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。

（実施の形態１１）
ブラシレスＤＣモータを備えた送風機を搭載した機器として、熱交換型冷却機や換気送風装置があげられる。その一例として、以下に熱交換型冷却機における実施の形態を説明する。

実施の形態１乃至１０のいずれかと同一部分は同一番号を付し、詳細な説明は省略する。図１７に示すように、ブラシレスＤＣモータの制御装置を熱交換型冷却機に搭載したものである。

図において、２５は室外側のセンサレスＤＣブラシレスモータで、室外側送風機１３を回転させることにより、携帯電話の交換基地局等の発熱体収納箱１４が設置された周囲の外気を、熱交換型冷却機１５の下部の外気吸込口１６より吸い込み、熱交換素子１７を通過させた後、熱交換型冷却機１５の上部の外気吐出口１８より吐き出している。１９は室内側のブラシレスＤＣモータで、室内側送風機２０を回転させることにより、発熱体収納箱１４内部の熱せられた内気を、熱交換型冷却機１５の上部の内気吸込口２１より吸い込み、熱交換素子１７を通過させた後、熱交換型冷却機１５の下部の内気吐出口２２より吐き出している。室外側送風機１３の回転による外気の動きを黒塗りで示した矢印ａで、室内側送風機２０の回転による室内空気の動きを白抜きで示した矢印ｂで示している。熱交換素子１７内を冷えた外気と熱せられた室内空気が通過するときに熱交換され、外気は熱せられて大気中に排出され、室内空気は冷やされて室内側に還流されるので、発熱体収納箱１４内の冷却が可能になる。熱交換素子１７内では外気風路と内気風路は遮断されており、熱交換型冷却機１５の内気風路内に外気風路の空気が流入することは無い。２３は熱交換型冷却機１５の内気風路内に設置された制御ボックスであり、内部に室外側のセンサレスＤＣブラシレスモータ２５を駆動するための制御装置１２が設置されている。制御装置１２には、発熱体収納箱１４内に設置された低圧の直流電源５より、低圧の直流電力が供給され、制御装置１２から駆動用リード線２４を通して室外側のセンサレスＤＣブラシレスモータ２５を駆動している。又、制御ボックス２３内には、室内側のブラシレスＤＣモータ１９を駆動する室内側インバータ回路（図示せず）も備え、室内側送風機２０を運転している。

これによって、内気風路側に設置された制御装置との接続に使用するセンサ信号の中継リード線が不要になるので、センサ信号線へのノイズによる誤動作の影響がない、信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置とすることができるとともに、リード線が不要になり、中継線を接続する作業もなくなるので、低価格の熱交換型冷却機が得られる。

また、ブラシレスＤＣモータを備えた送風機にブラシレスＤＣモータの制御装置を搭載することにより、センサ信号の中継リード線が不要になり、中継線を接続する作業もなくなり、小型で低コストになり、また、センサ信号線へのノイズによる誤動作の影響がなく、信頼性の高い換気送風装置が得られる。

１ インバータ回路
２ ブラシレスＤＣモータ
３ 回転子
４ 固定子
５ 直流電源
６ 電流検出抵抗
７ マイクロコンピュータ
８ Ａ／Ｄ変換器
９ 位相推定手段
１０ 転流タイミング決定手段
１１ ドライブ回路
１２ 制御装置
１５ 熱交換型冷却機
１９ 室内側のブラシレスＤＣモータ
２５ 室外側のセンサレスＤＣブラシレスモータ

Claims (10)

1. 直流電源に複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるインバータ回路を介して接続された回転子と固定子巻線を有するブラシレスＤＣモータを前記インバータ回路のスイッチング素子をオン・オフさせ、オンの期間を電気角で１２０度より長くして通電重なり期間を設けて広角通電で回転させる制御装置において、前記直流電源からインバータ回路に供給される電流を検出する電流検出抵抗と、あらかじめ記憶しておいた前記インバータ回路に供給される電流値の変化率と前記固定子巻線に誘起される誘起電圧に対する前記固定子巻線に印加する電圧との位相関係と、この位相関係に前記電流検出抵抗より出力される電流値により得られる電流変化率を対比させて位相を推定する位相推定手段と、前記位相推定手段によって推定した位相があらかじめ定められた目標位相に追従するように転流タイミングを決定する転流タイミング決定手段を有し、前記位相推定手段は、前記通電重なり期間ではない通電の重ならない期間において、あらかじめ定められた第１のタイミングにおける第１の電流値と第２のタイミングにおける第２の電流値を求め、前記第１の電流値に対する前記第２の電流値の比を電流変化率として算出することを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御装置。
2. 位相推定手段は、電流変化率を機械角で１回転の期間記憶して、１回転の電流変化率の平均値を求め、１回転の電流変化率の平均値から位相を推定できるようにしたことを特徴とする請求項１記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。
3. 位相推定手段は、電流変化率を機械角で１回転の期間記憶して、１回転の電流変化率の平均値を求め、最新の電流変化率と１回転前の電流変化率を比較し、その差があらかじめ定められた値よりも小さい時は、１回転の電流変化率の平均値から位相を推定し、一方、あらかじめ定められた値よりも大きい時は、最新の電流変化率から位相を推定できるようにしたことを特徴とする請求項１記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。
4. 転流タイミング決定手段は、前記位相推定手段により推定された位相と目標位相との位相差に応じて転流周期を時間補正を行い、今回の転流タイミング及び次回の転流周期を決定することを特徴とする請求項１及至３のいずれかに記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。
5. 転流タイミング決定手段は、今回の転流周期を４分割し、前回の転流タイミングから４分の３の期間までに前記位相推定手段により位相を推定し、目標位相との位相差に応じて、最後の４分の１の期間のみを時間補正することを特徴とする請求項１及至４のいずれかに記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。
6. 転流タイミング決定手段は、前記位相推定手段で推定された位相と目標位相を比較し、あらかじめ定められた位相差よりも大きい時は、今回の転流周期から目標位相と実際の位相との位相差に応じて時間補正を行い、次回の転流周期を演算し、転流タイミングを決定し、小さい時は、あらかじめ定められた転流周期の４分の１の時間区間のみを時間補正し、次回の転流周期を演算し、転流タイミングを決定することを特徴とする請求項１及至５いずれかに記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。
7. 転流タイミング決定手段は、起動時と運転時では、時間補正量を変えることを特徴とする請求項４乃至請求項６のいずれかに記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。
8. 起動時は前記スイッチング素子のＯＮ期間を電気角で１２０度にして通電重なり期間を設けない矩形波通電で回転し、運転時は広角通電で回転させることを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。
9. 請求項１及至８のいずれかに記載のブラシレスＤＣモータの制御装置を搭載した熱交換型冷却機。
10. 請求項１及至９のいずれかに記載のブラシレスＤＣモータの制御装置を搭載した換気送風装置。

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